CN1802572B - 用于处理伽利略交替二进制偏移载波(AltBOC)信号的硬件结构 - Google Patents

Abstract

一种利用硬件跟踪AltBOC(15，10)码或者复合E5a和E5b码的GNSS接收器，所述硬件通过合并分离产生的复杂信号的实部和虚部来本地地产生复杂复合信号。为了跟踪位于AltBOC信号的正交信道上的无数据复合导频码信号，接收器操作产生副本的E5a和E5b PRN码的PRN码发生器以及产生实数和虚数本地产生的复杂复合码的方波发生器。接收器通过将所接收的信号(其被下行变换为基带I和Q信号分量)与本地产生的复杂复合码相乘来从所接收的信号中消除复杂复合码。然后接收器利用得到的结果(它与I和Q即时信号值相关联)来估计中心频率载波相角跟踪误差。所述误差信号被用于控制以传统方式工作的数控振荡器，以改正本地产生的中心频率载波的相角。接收器还将本地产生的复杂复合导频码的较早和较晚版本用于DLL，并且通过最小化相应的DLL误差信号来将本地产生的复合导频码与所接收的复合导频码对准。一旦接收器跟踪复合导频码，接收器将以传统的方式确定其伪距离以及全球定位。接收器还利用一组分离的相关器来将同相复合PRN码的本地产生版本与所接收信号中的同相信道对准，然后还原其上调制的数据。

Description

用于处理伽利略交替二进制偏移载波(AltBOC)信号的硬件结构

发明背景

发明领域

本发明一般涉及GNSS接收器，特别涉及使用伽利略AltBOC卫星信号的接收器。

信息背景

诸如GPS(全球定位系统)接收器的全球导航卫星系统(GNSS)接收器根据从沿轨道运行的GPS和其他卫星接收到的信号来确定其全球定位。GPS卫星利用例如两个载波发送信号，即1575.42MHz的L1载波和1227.60MHz的L2载波。各个载波至少被二进制伪随机(PRN)码调制，所述二进制伪随机噪声码由周期重复的1和0的表面随机序列(seeminglyrandom sequence)组成。PRN码中的1和0被称为“码元(code chip)”，并且在“码元周期”发生的、其中代码从1到0或从0到1的转换被称为“位转换”。每个GPS卫星使用独有的PRN码，从而GPS接收器可以通过确定信号中包含了哪种PRN码来将所接收到的信号与特定的卫星联系在一起。

GPS接收器计算卫星发出信号的时间与接收器接收信号的时间之间的时间差。然后接收器根据相关的时间差计算其与卫星之间的距离或者“伪距离(pseudorange)”。接收器利用与至少四个卫星之间的伪距离来确定其全球定位。

为了确定该时间差，GPS接收器通过使各个代码中的码元对准(align)来使本地产生的PRN码与接收到的信号中的PRN码同步。然后GPS接收器按时地确定本地产生的PRN码与卫星PRN码发射时的已知时序偏移了多少，并且计算相关的伪距离。GPS接收器使本地产生的PRN码与所接收的信号中的PRN码的对准得越接近，GPS接收器就能越精确地确定相关的时间差和伪距离，进而延及其全球定位。

代码同步操作包括卫星PRN码的获取和所述代码的跟踪。为了获取PRN码，GPS接收器通常进行一系列在时间上由码元分隔开的相关测量。在获取之后，GPS接收器跟踪所接收的代码。其通常进行“早晚之差(early-minus-late)”相关测量，即测量(i)与所接收信号中的PRN码相关联的相关测量和本地产生的PRN码的较早版本之间的差以及(ii)与所接收信号中的PRN码相关联的相关测量和当地PRN码的较期版本之间的差。然后，GPS接收器将早晚之差测量结果应用在延迟锁定回路(DLL)中，该延迟锁定回路产生与本地和所接收PRN码之间的失准成比例的误差信号。然后误差信号被用于控制PRN码发生器，所述PRN码发生器使本地PRN码进行必要的移位，以最小化DLL误差信号。

GPS接收器通常还利用与本地PRN码的精确版本相关联的相关测量来将卫星载波与本地载波对准。为了实现这一点，接收器使用了载波跟踪锁相环。

GPS接收器不仅接收视距(line-of-sight)卫星信号或直达卫星信号，还接收沿着不同路径传播并且从地面、水域、附近的建筑等反射至接收器的多路径信号。该多路径信号在直达路径信号之后到达GPS接收器，并且与所述直达路径信号相结合，从而产生失真的接收信号。由于相关测量(它测量本地PRN码与所接收信号之间的相关性)基于全部的接收信号-包括其多路径部分，因此所接收信号的失真将不利地影响代码同步操作。该失真可以是这样的，即GPS接收器试图与多路径信号而非直达路径信号同步。对于具有码位转移(其发生在接近于直达路径信号发生码位转移的时期处)的多路径信号来说尤其如此。

使所接收的PRN码和本地产生的PRN码更精确地同步的一种方法是使用美国专利5,101,416、5,390,207和5,495,499中所披露的“窄相关器”，上述专利全部转让给同一个受让人，并且并入本文以作为参考。已经确定缩小早和晚相关测量之间的延迟跨度可以充分地减小噪声的不利影响以及早晚之差测量中的多路径信号失真。

延迟跨度被缩小，由此噪声与早和晚相关测量相关联。此外，与多个多路径信号的贡献相比，窄相关器基本上更接近于与精确PRN码相关测量相关联的相关峰。因此，由这些相关器所进行的早晚之差相关测量的失真显著小于在与峰间隔较大处进行早晚差相关测量所产生的失真。相关器与相关峰越接近，相关测量中多路径信号的不利影响减小得越多。然而，延迟跨度不能窄到DLL无法锁定卫星PRN码并且继而保持码锁定的程度。另外，在不能重复地获取时间以重新锁定代码的情况下，接收器不能跟踪所接收信号中的PRN码。

L1载波由两个PRN码调制，即，一个1.023MHz C/A码和一个10.23MHz P码。L2载波由P码调制。通常，根据上述参考专利来构造的GPS接收器利用本地产生的C/A码和本地产生的L1载波获取卫星信号。信号获取之后，接收器利用DLL中的窄相关器和载波跟踪回路中的精确相关器来使本地产生的C/A码和L1载波与所接收信号中的C/A码和L1载波同步。然后，接收器可以利用C/A码跟踪信息来跟踪与C/A码的时序关系以及彼此之间时序关系已知的L1和/或L2 P码。

在新一代的GPS卫星中，L2载波也由C/A码调制，而所述C/A码由10.23MHz的方波调制。所述方波调制的C/A码(以下称为“分离C/A码”)，在其功率谱内偏离L2载波±10MHz处或者在P码的功率谱的零位内具有最大值。必要时可在不阻塞L2 P码的情况下选择性地阻塞分离C/A码。

与分离C/A码相关联的自相关函数具有对应于1.023MHz C/A码的自相关的包络，并且包络内的多个峰对应于10.23MHz方波的自相关。因此，在两个元C/A码包络中有20个峰，或者每0.1 C/A码元中有一个方波自相关峰。假定DLL跟踪校正的窄峰，则与方波相关联的多个峰都相对较窄，从而提高码跟踪的精度。

如转让给同一受让人、并作为参考并入本文的美国专利6,184,822中所述，通过单独地将所接收信号与本地产生的10.23MHz方波(其可被认为是20.46MHz方波码)的相位以及本地产生的1.023MHzC/A码对准来获取和跟踪分离C/A码是有利的。接收器首先将本地产生的方波码的相位与所接收信号对准，并且跟踪分离C/A码自相关函数的多个峰中的一个。然后，它相对于本地产生的方波码的相位移动本地产生的C/A码的相位，以使本地C/A码与所接收的C/A码对准，并将相关器置于分离C/A的中心峰处。然后，接收器利用本地产生的分离C/A码直接跟踪中心峰。

欧洲委员会和欧洲航天局(ESA)开发了一种被称为伽利略的GNSS。伽利略卫星利用已知为交替二进制偏移载波(AltBOC)的建议调制方式在作为复合信号的E5a波段(1176.45MHz)和E5b波段(1207.14MHz)内以1195.795MHz的中心频率发送信号。在伽利略信号工作组文件“伽利略SRD信号计划技术附录”(草案1，2001年7月18日，参考文献#STF-附录SRD-2001/003)中描述了AltBOC信号的产生，所述文件的全部内容作为参考并入本文。与GPS卫星类似，每个GNSS卫星发送独有的PRN码，并且GNSS接收器从而可以将所接收信号与特定的卫星相关联。由此，GNSS接收器根据卫星发送信号的时期与接收器接收AltBOC信号的时期之间的差来确定各伪距离。

标准二进制偏移载波(BOC)通过正弦波sin(w₀t)调制时域信号，该正弦波将信号频率偏移至上边带和相应的下边带。BOC调制通过方波或者sign(sin(w₀t))完成频率偏移，并且通常被表示为BOC(f_s，f_c)，其中f_s是副载波(方波)频率，f_c是扩频码切分率(chipping rate)。为了清楚起见，经常忽略因子1.023MHz，从而BOC(15.345MHz，10.23MHz)调制可表示为BOC(15，10)。产生例如与上述分离C/A码类似的信号的BOC调制允许单扩频码或PRN码位于每个同相和正交载波上。

通过复指数e^w0t来对时域信号进行的调制将信号频率仅偏移到上边带。AltBOC调制的目标是以相干方式产生分别由复指数调制的E5a和E5b波段，或者副载波，从而信号可以作为宽频带“类BOC信号”而被接收。E5a和E5b波段各具有相关联的同相且正交的扩频码或者PRN码，并且E5a码偏移至下边带，E5b码偏移至上边带。各E5a和E5b正交载波由无数据导频信号调制，并且各同相载波由PRN码和数据信号调制。GNSS接收器可以以类似于上述跟踪分离C/A码的方式跟踪E5a码和E5b码。

然而，与跟踪复合E5a和E5b信号(即，跟踪宽频带AltBOC相关信号)相关联的多路径分流(mitigation)和跟踪精度具有优点。复合信号的各同相载波和正交载波由复扩频码调制，由此各同相和正交信道包括来自于E5a和E5b码的实数信号分量和虚数信号分量的贡献。利用高等数学进行了复合跟踪操作的理论分析。由此，可以预期基本上复制了高等数学操作的相关接收器不但复杂而且昂贵。

所提出的一种接收器利用与伽利略卫星产生用于发送的信号所使用的查找表相同的查找表(即，对应于基础相移键控(PSK)扩频码的表)来产生AltBOC复合码的本地版本。由此所提出的接收器不但必须为各伽利略卫星所发送的每个码保持大量的查找表，而且还必须在每次接收到新的码元时操作控制进入查找表的复杂电路。当E5a和E5b频带使用不同的导频码时(如目前所预期的)，所述表甚至更大并且进入更为复杂。

发明内容

本发明涉及利用硬件跟踪AltBOC(15，10)码或者复合E5a和E5b码的GNSS接收器，所述硬件通过合并单独产生的复信号的实部和虚部来本地地产生复复合信号。举例来说，为了跟踪位于AltBOC信号的正交信道上的无数据复合导频码信号，接收器产生作为本地产生的实数和虚数导频信号分量的组合的复合导频码的本地版本。由此，接收器操作产生副本E5a和E5b PRN码的PRN码发生器以及产生上副载波和下副载波的实部和虚部的方波发生器。

接收器通过将所接收的信号(其被下行变换为基带I和Q信号分量)与本地产生的复复合码相乘来从所接收的信号中消除复复合码。然后接收器利用得到的结果(它们与I和Q即时信号值相关联)来估计中心频率载波相角跟踪误差。所述误差信号被用于控制以传统方式工作的数控振荡器，从而校正本地产生的中心频率载波的相角。接收器还将本地产生的复复合导频码的较早和较晚版本用于DLL中，并且通过最小化相应的DLL误差信号来使本地产生的复合导频码与所接收的复合导频码对准。

一旦接收器跟踪复合导频码，接收器将以传统的方式确定其伪距离以及全球定位。另外，如以下将详细描述的，接收器利用一组分离的相关器来使本地产生的同相的复合PRN码版本与所接收信号中的同相信道对准，然后还原其上调制的数据。

附图的简要说明

以下对本发明的说明参照了附图，其中：

图1描绘了AltBOC(15，10)正交信道序列的频谱；

图2描绘了归一化的、与图1所描绘的信号相关联的自相关函数；

图3是用于GNSS接收器的单个信道的原理框图；

图4是图3的接收器中包含的本地码发生器的原理框图；

图5是图4的接收器中包含的相关器子系统的原理框图；

图6描绘了与相位信道中的AltBOC相关联的自相关函数；

图7是理想化自相关值的图表；

图8描绘了另一个与相位信道中的AltBOC相关联的自相关函数；

图9是本地码发生器的原理框图；

图10是相关子系统的原理框图；以及

图11是结合了图5和图10的相关子系统的原理框图。

示例性实施方案的详细描述

伽利略AltBOC调制方案生成了AltBOC(15，10)信号，它是具有E5a和E5b波段的“类BOC(15，10)”信号，所述E5a和E5b波段在其同相和正交载波上具有其各自的扩频码或PRN码。AltBOC(15，10)信号具有1191.795HMz的中心载波频率以及15.345MHz的副载波频率，并且E5a波段(1176.45MHz)作为下边带，E5b波段(1207.14MHz)作为上边带。

AltBOC(15，10)信号在卫星上产生为恒定包络信号，其在同相信道上包括E5a和E5b扩频码或PRN码及数据的复合信号，在正交信道上包括E5a和E5b无数据PRN码或者导频码的符合信号。图1描绘了AltBOC PRN正交信道序列的频谱。

图2中示出了AltBOC(15，10)信号的理想化、归一化的自相关函数。自相关函数111的包络100是10.23MHz切分率信号的自相关函数，自相关函数111的多个峰与15.3454MHz的副载波相关联，所述副载波可被认为是复方波码。

以下描述GNSS接收器10跟踪AltBOC(15，10)伽利略卫星信号的操作。在部分1中，描述了跟踪作为复合码的正交无数据导频码的操作。在部分2中，描述了从同相复合数据码中还原E5a和E5b数据的操作。在以下的描述中，假定接收器已经利用传统的载波跟踪回路(未示出)获取了中心频率载波。

部分1.跟踪复合导频码

AltBOC信号由以下方程给出：

x(t)＝(c₁(t)+j·c₃(t))·er(t)+(c₂(t)+j·c₄)·er^*(t)    (1)

其中c₁是同相E5b码、c₂是同相E5a码、c₃是正交E5b码、c₄是正交E5a码，并且E5b和E5a扩频码分别在上载波er(t)和下载波er^*(t)上被调制，其中er^*(t)为er(t)的复共轭。上载波er(t)为：

er(t)＝cr(t)+j·sr(t)

其中cr(t)＝sign(cos(2πf_st))，sr(t)＝sign(sin(2πf_st))，并且f_s为副载波频率。下载波er^*(t)为：

er^*(t)＝cr(t)-j·sr(t)

位于AltBOC(15，10)信号的正交信道的复合导频码包括E5a和E5b正交码c₄(t)和c₃(t)。通过将同相信道码设为0并替换载波的表达式可以得到正交信道信号的表达式x_q(t)：

x_q(t)＝(j·c₃(t))·(cr(t)+j·sr(t))+(j·c₄(t))·(cr(t)-j·sr(t))    (2)

方程2的项可以划分为实部和虚部：

x_q(t)＝(c₄(t)-c₃(t))·sr(t)+j·(c₃(t)+c₄(t))·cr(t)    (3)

如参照图4详细描述的，接收器通过合并本地产生的实数和虚数信号分量提供复复合导频码的本地版本。然后，如以下参照图5详细描述的，接收器将本地产生的复合导频码与所接收信号中相应的复合导频码相关联。然后，接收器以传统方式确定相关的伪距离以及其全球定位。

现在参照图3，GNSS接收器10在天线12上接收包括通过可见的所有卫星发送的AltBOC复合码的信号。所接收的信号被提供至下行转换器14，下行转换器14以传统方式将所接收信号转换为频率与模数转换器18相兼容的中频(“IF”)信号。

然后将IF信号提供至可通过所需中心载波频率的IF带通滤波器16。滤波器16的带宽应足够宽以允许AltBOC复合导频码的主谐波或者约1192MHz通过。宽的带宽导致了所接收码中相应的尖锐的位转移，从而相当好地限定了相关峰。

模数转换器18以满足尼奎斯特定理的速率对已滤波的IF信号进行采样，并且以众所周知的方式产生相应的数字同相(I)和正交(Q)信号样本。I和Q数字信号样本被提供至以众所周知的方式工作的多普勒消除处理器20，以通过根据对中心频率载波相角的估算来旋转信号从而产生基带I_基带和Q_基带样本。载波相角的估算部分地基于载波数控振荡器(“载波NCO”)30产生的信号，载波数控振荡器30根据由相关子系统22产生的载波相位误差跟踪信号来调整。以下将参照图5描述相关器子系统的操作。

I_基带和Q_基带样本随后被提供至相关器子系统22，其通过将样本与由复合码发生器24产生的本地生成的复合导频码的较早、即时和较晚或者早晚之差版本相乘来进行相关测量。以下将分别参照图4和图5描述复合码发生器和相关器子系统的工作。将与本地复合导频码的较早、即时和较晚或者早晚之差版本相关联的I和Q相关测量提供至积分和转储电路(integrate and dump circuit)26，积分和转储电路26按照预定的间隔分别积存I和Q测量。在每个间隔结束时，积分和转储电路26将各I和Q的积存结果，即，I和Q相关信号提供至控制器40。然后，控制器控制载波NCO 30和复合码发生器24将本地产生的复合导频码与所接收信号中的相应复合码对准。

GNSS接收器10利用本地产生的复合导频码来跟踪AltBOC(15，10)信号，所述本地产生的复合导频码由本地提供的实数和虚数复合信号分量产生。现在参照图4详细描述复合码发生器24执行的、用以产生本地产生的复合导频码分量的操作。

复合码发生器24包括分别为指定的GNSS卫星提供E5a和E5b PRN码的本地版本的c₃和c₄ PRN码发生器242和243。码发生器24进一步包括两个方波发生器244和245，所述方波发生器提供对应于上载波er(t)和下载波er^*(t)的实部和虚部的cr和sr的值。如参照图5详细描述的那样，控制器利用相关信号控制本地产生的c₃和c₄码元的相对时序以及cr和sr方波的转换，其可被认为是0、1、0...等各个码型。

复合码发生器24在加法器240中将c₃和c₄码元相加，并且在乘法器246中将其和乘以值cr(cr为sign(cos(πf_st)))，以生成本地产生的复合导频码的实部。以下将复合导频码的实部称为“I_导频”。复合码发生器通过在变换器248中对c₃码元进行变换、在加法器250中将变换后的c₃码元与相对应的c₄码元相加、并且在乘法器252中将所得到的结果乘以sr(sr为sign(sin(πf_st)))来产生复合导频码的虚部。以下将本地产生的复合导频码的虚部称为“Q_导频”。从而对复合导频码的本地副本求和：

y_导频(t)＝I_导频-j·Q_导频

如以下将详细描述的，相关器子系统22将所接收的复合导频码与本地产生的复合导频码相乘。控制器40基于相乘所得的结构调整PRN码和方波发生器242-245，以使本地码与所接收的代码对准。

参照图5，根据包括本地产生的复合导频码的即时版本的操作来说明相关器子系统22的操作。接收器包括用于本地产生的复合导频码的较早和较晚或者早晚之差版本的、作为延迟锁定回路(或DLL)的一部分工作的类似电路，所述延迟锁定回路以众所周知的方式工作以产生相关联的DLL误差信号。

相关子系统22将两个复杂信号，即本地产生的复合导频码和所接收的复合信号相乘。由此，相关器子系统执行以下操作：

y_相关(t)＝(I_基带+j·Q_基带)·(I_导频-j·Q_导频)

将各项展开并且将实部和虚部分开，从而产生相关信号：

y_相关(t)＝(I_基带·I_导频+Q_基带·Q_导频)+j·(Q_基带·I_导频-I_基带·Q_导频)

如图5所示，相关子系统对多普勒消除处理器20所提供的基带信号I_基带和Q_基带以及码发生器24所提供的本地产生的实数和虚数信号分量I_导频和Q_导频进行处理，以产生相关信号的实部和虚部。相关子系统22在乘法器502中将I_基带信号乘以I_导频信号，并在乘法器510中将Q_基带信号乘以Q_导频信号。然后，加法器506将两个乘积相加，并且将结果提供至积分和转储电路516。积分和转储电路516积累加法器506产生的和，并且以适当的次数产生相应的实部信号或者I_即时信号。为了产生虚部，相关子系统在乘法器508中将Q_基带信号乘以I_导频信号，并在乘法器504中将I_基带信号乘以Q_导频信号。由乘法器504产生的乘积通过反相器512被反相并且在加法器514中与乘法器508产生的乘积相加。然后，加法器514将总和提供至积分和转储电路518，积分和转储电路516积累总和，并且以适当的次数产生相应的Q_即时信号。

控制器40(图3)处理I_即时和Q_即时信号，以确定作为Q_即时/I_即时反正切的中心载波跟踪相位误差。然后，以众所周知的方式利用相位误差信号控制载波NCO30，载波NCO30继而控制多普勒消除处理器20。

如上所述，控制器40还接收较早和较晚或者早晚之差I和Q相关信号。基于这些信号，控制器40调整发生器242-245以使所接收的代码中的本地复合码对准，从而最小化相关的DLL误差信号。

部分2.从复合同相信号中还原数据

AltBOC(15，10)在E5a同相信道和E5b同相信道上包括数据和扩频码。E5a同相信道将携带以特定数据速率发送的数据，E5b同相信道将携带以不同的特定数据速率发送的不同数据。然而，E5a同相信道和E5b同相信道上的数据转换将按照相应的次数发生。如上所述，GNSS接收器10利用复合导频码获取并且跟踪AltBOC(15，10)信号。如以下参照图10所详细描述的，在消除载波后，接收器利用一组分离的相关器从复合同相信号中还原数据。

AltBOC(15，10)复同相基带信号(即具有设置为0的正交导频码的信号)为

其中表达式中所包括的副载波被表示为正弦曲线而不是相应的矩形函数cr(t)±sr(t)并且暂时假定c₁(t)和c₂(t)没有数据。注意c₁(t)·e^j2πfst+c₂(t)·e^-j2πfst项类似于以上部分1中所述的正交扩频码或PRN码的表达式。

如果基带同相信号与复合同相扩频码的本地副本相关联，则结果为：

各项相乘后：

其中R_k表示信号k的自相关函数。交叉项将在检波前的间隔内被滤波，这主要是由于E5a和E5b同相扩频码被设计为具有低的互相关值。消除交叉项并且将复指数展开，则表达式变为：

在无数据信号的情况下，自相关函数R₁和R₂将相等且表达式简化为：

图6中描绘了相应的相关函数。注意其类似于图2中所示的复合正交导频码的相关函数。

如果抛开E5a和E5b同相码c₁(t)和c₂(t)无数据的假设，则在图7中示出了单独相关函数R₁和R₂最大的归一化理想值以及他们的和及差。因此，如果接收器从复合同相信号还原了(R₁+R₂)和(R₂-R₁)，那么就可以还原出原始数据序列。

接收器可以直接从同相I_即时信号中还原出(R₁+R₂)数据。然而，(R₂-R₁)数据的还原并不是直接进行的。如图6所示，同相复合信号中的R₁+R₂部分(即(R₁(τ)+R₂(τ))·cos(2πf_sτ))具有类似于复合正交信道信号自相关函数的自相关函数。然而，如图8所示，由于当τ变为0时sin项也变为0，因此同相复合信号j·(R₂(τ)-R₁(τ))·sin(2πf_sτ)的R₂-R₁信号部分不具有类似的自相关函数。

为了对τ变为0时sin项也变为0进行补偿，可以偏移相关操作，以使得该操作跟踪对应于j·(R₂(τ)-R₁(τ))·sin(2πf_sτ)的相关峰，并且从而可以从Q_即时相关器中(R₂-R₁)读取数据序列，但是具有减小的功率。

可选地，生成复合信号本地版本的电路可以改为生成能够产生自相关函数(R₁(τ)+R₂(τ))·cos(2πf_sτ)的(R₂-R₁)项的信号。这样本地同相复合信号将变成：

$(c_1\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{s}t}-c_2\left(t\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{s}t})$

为了利用这一方法解调数据，接收器本地地产生两个c₁(t)和c₂(t)扩频码的组合，即，分别对应于R₁+R₂数据和R₂-R₁数据的组合。为了还原(R₁+R₂)数据，接收器产生本地信号：

$x_i{\left(t\right)}_{R_1+R_2}=(c_1\left(t\right)+c_2\left(t\right))\·\mathrm{cr}\left(t\right)+j\·(c_1\left(t\right)-c_2\left(t\right))\·\mathrm{sr}\left(t\right)$

$=I_{R_1+R_2}+j\·Q_{R_1+R_2}$

为了还原(R₂-R₁)数据，接收器产生本地信号：

$x_i{\left(t\right)}_{R_2-R_1}=(c_1\left(t\right)-c_2\left(t\right))\·\mathrm{cr}\left(t\right)+j\·(c_1\left(t\right)+c_2\left(t\right))\·\mathrm{sr}\left(t\right)$

$=I_{R_2-R_1}+j\·Q_{R_2-R_1}$

现在参照图9，R₂-R₁和R₁+R₂组合的实部和虚部是由码发生器54本地产生的，该发生器可以为本地复合码发生器24(图3)的一部分。为了生成R₁+R₂组合的实部，码发生器在加法器540中对c₁和c₂码求和，并且在乘法器546中将求和结果乘以方波码cr。为了生成R₁+R₂组合的虚部，码发生器在加法器550中对c₁码和反相后的c₂码求和，并且在乘法器562中将求和结果乘以方波码sr。发生器还在乘法器560中将由加法器540生成的和c₁+c₂乘以方波码sr，以生成R₂-R₁组合的虚部。发生器还在乘法器522中将由加法器550生成的和C₁-C₂乘以方波码cr，以生成R₂-R₁组合的实部。

然后，接收器利用本地产生的R₁+R₂和组合的实部和虚部以从复合同相码中还原出数据。

现在参照图10，系统在乘法器602中将同相基带信号I_基带乘以R₁+R₂的实部，并且在乘法器606中将正交基带信号Q_基带乘以R₁+R₂的虚部。然后在加法器608中将乘法器602和606产生的乘积求和并且将总和提供至积分和转储电路615。为了生成涉及R₁-R₂的相关信号，相关子系统在乘法器610中将正交基带信号Q_基带乘以R₂-R₁的虚部。此外，在乘法器604码中，系统将基带信号I_基带的实部乘以R₂-R₁的实部。在加法器612中将上述两个和相加，并且提供至积分和转储电路616。积分和转储电路615和616分别积累由加法器608和612提供的相关值，并且在适当的时期提供R₁+R_2即时和R₁-R_2即时信号。所得结果继而被用于根据图7中的图表来还原数据。

如图11所示，图5和图10中的电路可以组合，以产生跟踪正交AltBOC复合码并且从同相AltBOC复合码中恢复E5a和E5b数据的系统。

Claims (10)

1.一种与全球导航卫星系统配合使用的接收器，所述全球导航卫星系统发送交替二进制偏移载波信号或言之是AltBOC信号，所述接收器包括：

本地复合码发生器(24)，其生成AltBOC复合码的本地版本的实数和虚数码分量(I_导频，Q_导频)，所述AltBOC复合码的本地版本是通过将本地产生的码(c3，c4)合并并将合并后的结果与上载波和下载波的实部和虚部(cr，sr)相乘得到的；

相关子系统(22，26)，其生成相关信号(I_即时，Q_即时)，所述相关信号(I_即时，Q_即时)由以下方式获得，即，通过合并乘积来将所述本地产生的复合码与接收到的AltBOC信号中的复合码相关联，所述乘积是通过将接收到的信号的基带同相和正交分量(I_基带，Q_基带)与所述本地产生的实数码分量和虚数码分量相乘而产生的；

控制器(40)，其根据所述相关信号来调整所述本地复合码发生器以将所述本地复合码与所接收到的AltBOC信号中相应的复合码对准，所述控制器包括用于根据发送所述AltBOC信号中的复合码的时间和所述码被接收的时间之间的时序差来确定全球定位的装置。

2.如权利要求1所述的接收器，其中所述本地复合码发生器(24)包括：

方波码发生器(244，245)，其生成所述上载波和下载波的实部和虚部(cr，sr)，

第一PRN码发生器(243)，其生成在所述上载波上调制的第一码(c3)，

第二PRN码发生器，其生成在所述下载波上调制的第二码(c4)，以及

加法器(240，250)和乘法器(246，252)，其将所述第一码和第二码(c3，c4)合并并将合并后的结果与所述上载波和下载波的实部和虚部(cr，sr)相乘以产生所述本地复合码的实数和虚数码分量(I _导频，Q_导频)。

3.如权利要求1或2所述的接收器，其中：

所述本地复合码发生器(24)进一步包括用于生成分别对应于第一自相关函数(R1)和第二自相关函数(R2)的和与差的组合(I_R1+R2，Q_R1+R2，I_R2-R1，Q_R2-R1)的装置，所述第一自相关函数与第三码(c1)相关联，所述第二自相关函数与第四码(c2)相关联，

所述相关子系统(22)进一步包括用于生成对应于所述各个组合的组合相关信号((R1+R2)_即时，(R2-R1)_即时)的装置，并且

所述控制器(40)进一步包括用于从所述组合相关信号还原数据的装置。

4.如权利要求2所述的接收器，其中所述加法器(240，250)中的一个或多个包括一个或多个反相器(248)，用以选择性地使所述第一码和第二码(c3，c4)反相。

5.如权利要求1或2所述的接收器，其中所述本地复合码发生器进一步包括：

第三PRN码发生器(542)，其生成在所述上载波上调制的第三码(c1)；

第四PRN码发生器(543)，其生成在所述下载波上调制的第四码(c2)；

一个或多个加法器(540，548，550)，其合并所述第三和第四码以生成相关的和；

一个或多个乘法器(546，552，560，562)，其将各个和分别乘以所述上载波和下载波的实部和虚部(cr，sr)，以产生各个组合(R1+R2，R2-R1)的实部和虚部(I_R1+R2，Q_R1+R2，I_R2-R1，Q_R2-R1)。

6.一种通过交替二进制偏移载波信号或言之是AltBOC信号来确定全球定位的方法，所述信号接收自全球导航卫星系统，所述方法包 括以下步骤：

生成AltBOC复合码的本地版本的实数和虚数码分量(I_导频，Q_导频)，所述AltBOC复合码的本地版本是通过将本地产生的码(c3，c4)合并并将合并后的结果与上载波和下载波的实部和虚部(cr，sr)相乘得到的；

产生接收到的AltBOC信号的同相和正交分量；

通过合并乘积将所述AltBOC复合码的本地版本与所接收的AltBOC信号中的复合码相关联以产生相关联的相关信号(I_即时，Q_即时)，所述乘积是通过将所接收的AltBOC信号的基带同相和正交分量(I_基带，Q_基带)与本地产生的实数复合码分量和虚数复合码分量相乘而产生的；

根据所述相关信号调整生成所述AltBOC复合码的本地版本的本地复合码发生器，以将所述AltBOC复合码的本地版本与所接收的AltBOC信号中的相应复合码对准；以及

根据发送所述AltBOC信号中的复合码的时间和所述码被接收的时间之间的时序差来确定全球定位。

7.如权利要求6所述的方法，其中产生所述AltBOC复合码的本地版本的步骤包括以下步骤：

产生对应于上载波和下载波的实部和虚部的方波(cr，sr)，

产生在所述上载波上调制的第一码(c3)，

产生在所述下载波上调制的第二码(c4)，以及

选择性地合并所述第一码和第二码并且将得到的结果乘以所述上载波和下载波的实部和虚部，以产生所述AltBOC复合码的本地版本的实数和虚数码分量(I_导频，Q_导频)。

8.如权利要求7所述的方法，其中所述选择性地合并所述第一和第二码的步骤包括以下步骤：产生分别与所述AltBOC复合码的本地版本的实数和虚数码分量(I_导频，Q_导频)相关联的第一和与第二和，所述第一和对应于所述第二码(c4)与经过反相的第一码(-c3)的加 和，所述第二和对应于所述两个码的加和。

9.如权利要求6至8中任一项所述的方法，其中产生的所述AltBOC复合码对应于无数据复合导频码。

10.如权利要求6至8中任一项所述的方法，进一步包括以下步骤：

生成在所述上载波上调制的第三码(c1)；

生成在所述下载波上调制的第四码(c2)；

产生所述第三和第四码与上载波和下载波的实部和虚部的两个组合(R1+R2，R2-R1)，以得到所述两个组合的实部和虚部(I_R1+R2，Q_R1+R2，I_R2-R1，Q_R2-R1)，其中所述两个组合分别对应于与所述第三码(c1)相关联的第一自相关函数(R1)和与所述第四码(c2)相关联的第二自相关函数(R2)的和与差；

根据所述两个组合得到各个组合的组合相关信号((R1+R2)_即时，(R2-R1)_即时)；以及

从所述组合相关信号还原数据。 

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