CN1031843C - 动态地调节提前与滞后相关器之间的时延间隔来补偿多路径失真的伪随机噪声测距接收机 - Google Patents

Abstract

一种伪随机噪声(PRN)编码信号接收机，包括取样电路，多个载波和码同步电路，和多个数字自相关器。取样电路将接收的复合信号的数字样值提供给每个接收机频道电路，同步电路最好为非相干的，在每个频道中的自相关器构成一个延时锁定环路(DLL)，该相关器对复合信号的数字样值和本地产生的PRN码值进行相关，从而产生多个(提早、滞后)或(准时、提早减滞后)相关信号。

Description

动态地调节提前与滞后相关器之间的时延间隔来补偿多路径失真的伪随机噪声测距接收机

本发明一般地讲是涉及接收伪随机噪声(RRN)编码的信号的数字无线设备，如使用在导航系统中的数字无线设备，特别是涉及适于在易受多路径衰落影响的信号环境中使用的这种接收机。

无源伪随机噪声(PRN)测距系统，诸美国的全球定位系统(GPS)和俄国的全球导航系统(GLONASS)，可使用户精确地确定他的经度、纬度、海拔和当日时间。典型地PRN测距系统接收机是根据几个轨道卫星发送的精确定时信号利用到达的时间差的多普勒测量技术来实现上述确定的。由于只是卫星发送，所以可避免要求双向通信，因此可同时对数目无限的接收机提供服务。

为使接收机取得需要的信息，由卫星发送的信号必须包含确定的信息，例如，在GPS系统中每个载波信号都与低频(典型的是50Hz)数字数据调制，该数字数据指示卫星的天体位置(即位置)，现行的当日时间(一般是标准时间，如格林威治标准时间)和系统的状态信息。

每个载波进一步与一个或多个单一的高频伪随机噪声(PRN)码进行调制，它提供从每个卫星精确地确定信号传输时间的机制。不同类别的PRN码在不同的系统应用。例如，在GPS系统中，一种所谓低频“C/A码”在低费用、低精确性的商业应用中使用，而一种较高频率的“P码”则被用于较高精确度的军事应用中。

因此，一个典型的PRN接收机接收一个复合信号，该信号包括在视野内即在直线可见范围内的几个卫星发送的一个或多个信号和噪声及任何干扰信号。复合信号先送到对该输入复合信号进行放大和滤波的下变频器，并将它与本地产生的载波参考信号混频，从而生成复合的中频(IF)信号。然后一个解码器或频道电路将它乘以本地产生的PRN码信号型式对复合信号进行相关，该PRN码型式是指定给感兴趣的特定卫星的。如果本地产生的PRN码信号是正确定时的，则该特定卫星的数字数据被正确地检测。

由于不同卫星发送的信号使用单一的PRN码和/或单一的载波频率，所以只要本地产生的PRN码具有正确的定时，则从不同卫星接收的信号可通过乘法处理而自动地分开。通常还使用一个延时锁定环路(DLL)跟踪系统以使在每个频道保持PRN码的锁定，该系统将提早、准时和滞后型的本地产生的PRN码信号与接收的复合信号进行相关。然后通过利用PRN码的相位信息精确地确定至少四颗卫星的传输时间，并通过检测每颗卫星的天体位置和当日时间数据来计算接收机的三维位置、速度和当日的精确时间。

关于GPS CDMA系统信号格式的进一步信息请参见罗克维尔(Rockwell)国际公司卫星系统部(在加利福尼亚的Downey)于1984年9月26日出版的“接口控制文件ICP-GPS-200”一文。

关于GLONASS系统信号格式的进一步信息请参见1988年5月2日在加拿大魁北克省蒙特利尔的国际民航组织(ICAO)未来空中导航系统(FANS)特别委员会第四次会议的专题论文“GLONASS系统技术特点及性能”。

PRN接收机的设计者面临着许多问题。一个问题涉及接收机信号的精确相位与频率的跟踪；另一个问题涉及存在电离层失真的情况下接收信号和本地PRN码信号的发生器之间的相对差别的校正。此外，由于GPS系统依赖于通信传播的直线视野，所以任何多路径衰落都可进一步变劣接收信号的定时估算。

某些GPS系统的设计者已认识到，通过变窄在DLL中的提早和滞后相关器之间的延时间隔可使在不同相条件下由多路径失真引起的跟踪误差减小。但是，这种作法在宽范围的工作条件下并不认为是有益的，因为此时的DLL更容易由于接收机的突然动态移动而出现失锁。例如可参见由海格曼L.L于1973年5月15日发表在航空公司报告第TOR-0073(3020-03)-3期上的文章“关于相干与非相干PRN测距接收机的多路径效应。”

结果是，多数目前的PRN接收机使用一个PRN码比特(或片(chip))时间的DLL延时间隔。根据历史的观点，这种坚持一片时间间隔有几个原因。

例如，早期的PRN接收机总是P码，或高频类。由于P码片时间与相关器DLL间隔相比相对地窄，如果该相关器的间隔作任何变窄，从多普勒和隧机噪声方面考虑担心会引起PRN码锁定的丢失。

进一步说，更窄的相关器间隔不是特别期望的，因为这要增加锁定到给定的PRN信号上所需要的时间。在PRN测距系统中，这一时间是特别关心的，常常必须尝试许多码和码时延。

最后，已考虑到由于变窄的相关器的间隔要求更高的预相关带宽，所以产生的较高的取样速率和较高的数字信号处理速率是不合适的。

需要的是在PRN测距接收机中减小跟踪误差的一种方法，特别是减小较低频率的C/A码类型的、出现多路径衰落的跟踪误差，而且不劣化接收机的信号获取能力，或不增加由于多普勒移动、接收机的突然移动或由其它噪声源而引起的误差。

简而言之，本发明是用于伪随机噪声(PRN)编码信号的一个改进的接收机，包括一个取样电路，多个载波及码同步电路和形成具有可动态调节码延时间隔的延时锁定环路(DLL)的多个数字自相关器。

取样电路给几个接收机频道的每个频道提供接收的复合信号的高速率数字样值。每个接收机频道包括一个同步电路和至少两个自相关器。即使在多普勒或电离层失真的情况下，同步电路仍跟踪接收信号中的任何相移并相应地调节本地产生的载波参考信号的频率和相位。从上述意义上说，这种同步电路是非相干的。每个频道中的自相关器构成了一个延时锁定环路(DLL)，它使复合信号的数字样值与本地产生的PRN码值相关，以便产生多个(提早、滞后)和(准时、提早减滞后)的相关信号。在(提早、滞后)和(准时、提早减滞后的相关信号之间的时间延时间隔是可动态调节的。因此，在初始获取方式期间，延时间隔是相对宽的，大约一个PRN码片时间数量级。但是，一旦PRN码已经同步，该码的延时间隔被变窄，而成为一个PRN码片时间的一部分。

这种设计有几个优点，特别对于诸如GPS C/A码应用环境，该环境中接收的复合信号中的多路径失真是与一个PRN码片时间相同的数量级。PRN接收机具有获得载波并在宽范围的工作条件下获得码锁定的能力，而且一旦锁定，即使在出现多路径失真的情况下，它将保持锁定。

由于非相干同步器提供(提早、滞后)或(准时、提早减滞后)信号的噪声分量，这两种信号是相关的，因而趋于彼此消除，利用较窄的DLL间隔获得噪声的减小。

本发明的上述及进一步的优点可参考结合附图的下面说明更好的理解。

图1是根据本发明而工作的一个PRN接收机的方框图，包括下变频器、取样器、频道和处理器电路；

图2是下变频器电路的方框图；

图3是一个频道电路的方框图；

图4是在每个频道电路中使用的载波/码同步电路的方框图：

图5表示接收PRN信号的各部分相对持续时间的定时图；

图6是在每个频道电路中使用的相关器电路的方框图；

图7是信号流程图，表示相关器电路和处理器电路为获得PRN码锁定而执行的延时锁定环路(DLL)的操作；

图8是各个相关器码延时间隔和预相关滤波器带宽的计算的跟踪误差包络对于多路径延时的曲线图；

图9是20MHz的预相关滤波器带宽的各个相关器码延时间隔的计算的跟踪误差包络对于多路径延时的曲线图；

图10是伪距离(PR)和累加增量距离(ADR)测量之间的差异对于多路径环境中的各个PRN测距接收机的时间曲线图，它表示了由本发明所提供的改进；和

图11是具有从两个C/A码数据的曲线减去P码数据的图10的差分测量(differential measurement)曲线。它进一步表示可采用本发明减少距离测量的变化。

现在参见附图，图1是根据发明构成的伪随机噪声(PRN)测距接收机10的总体方框图。该接收机包括天线11、一个下变频器12、一个同相和正交取样器14、一个处理器16、控制总线18、频道总线20和多个频道22a、22b……22n(总称频道22)所示的接收机10主要以工作在美国全球定位系统(GPS)中，使用所谓C/A码的情况加以描述，但是它还可适用于其它PRN测距系统。

天线11接收复合信号Cs，该信号包括从视野之内即在天线11的直线视野范围内全部参与的卫星发送的信号。当GPS系统是全球范围内完全工作的时候，将会有24颗卫星处于工作状态，在某些位置同时接收多达11颗GPS卫星。

复合信号Cs被转送到下变频器12，以便提供一个中频信号IF，中频信号是下变频的且被滤波的复合信号Cs的型式。下变频器12还产生一取样时钟信号Fs，该时钟信号指示出由取样器14对中频IF信号提取样值的时间点。对下变频器12还要结合图2作更详细的讨论。

取样器14接收IF和Fs信号，并经过频道总线将IF信号的数字样值送到频道22。样值包含在Fs信号指示的时间取得的中频信号的同相(Is)和正交(Qs)幅度样值，典型的是由一个模拟-数字变换器精确的IF信号载波频率的90°相位旋转而对其取样。奈奎斯持取样理论指出其取样率至少是IF信号带宽的两倍。利用取详时钟信号Fs，根据这些指南进行选择，因而从取样器14输出的样值是同相的和正交的顺序，如I、Q、-I、-Q、I、Q、……等等。然后I与Q样值在分开的信号总线上发送，I与Q连同Fs信号到达频道22。

频道22的每条频道被指定处理目前在天线11的视野范围内的一颗卫星发送的信号。因此一条指定频道22处理Is和Qs信号并跟踪该指定卫星所传输的信号的载波及编码。

特别是，每条频道22都使用一个载波/码同步电路，以便通过保持对所期望卫星为唯一的预期多普勒偏差来对PRN编码的载波信号进行频率和相位跟踪。每条频道22还使用连成一个延时锁定环路(DLL)的两个相关器来保持与本地产生的PRN码参考信号的相位锁定。

本地产生的PRN码参考信号用来解码从指定卫星来的数据。产生的解码数据包含卫星的天体位置、当日时间和状态信息，以及本地产生的PRN码相位和载波相位的测量值，该数据经过控制总线18送到处理器16。频道22将结合图4作详细的描述。

处理器16经过控制总线18对取样器14和频道22进行控制。处理器16包含一个中央处理单元(CPU)162，典型地，CPU单元通过多条比特数据总线DATA、地址总线ADDR和控制信号CTRL及同步控制器电路164支持同步型输入/输出(1/O)，还经过中断信号INT和一个中断控制器电路166支持一个中断型的I/O。定时器168提供诸如测量触发器MEAS的某种定时信号。处理器16的工作及其以软件实现的各种功能将从下面的描述中得到更好的理解。

参考图2，下变频器12包括一个带通滤波器120、低噪声放大器121、混频器122、中频滤波器123和末级放大器124。

从天线11接收的复合信号Cs典型地包含来自视野内(即在接收机10的直线视野范围内)的所有卫星的PRN调制信号、任何干扰信号和噪声。感兴趣的PRN调制信号典型地使用L频段的载波频率-各类PRN测距系统所用的载波信号如下：

某些PRN测距系统的参数

L频段载波       频率            PRN码率

GPS L1C/A    1.57542GHz         1.023MHz

GPS L1 P     1.57542GHz         10.23MHz

GPS L2       1.22760GHz         10.23MHz

GLONASS C/A  1.602…1.616GHz    511KHz

GLONASS P    1.602…1.616GHz    511KHz

约为-204dBw/Hz的自然背景噪声典型地也与L频段信号混合。

复合信号Cs先送到带通滤波器120，它是一个低介入损耗的滤波器，在所希望的载波频率具有带通特性。带通滤波器120应当具有足够的带宽，允许几个PRN码片的谐波通过。在用于GPSC/A码接收的最佳实施例中，这个带宽至少是10MHz。

在接收的信号通过低噪声预放大器121之后，混频器122将该信号从载波频率下变频为需要的中频，即取样器14的频率范围内。中频滤波器123也是一个带通滤波器。它作为具有足够窄的带宽的预相关滤波器，以便除去任何不需要的信号，但是足够地宽以便保持检测所需的带宽。正如下面叙述的，这个预相关滤波器123选择的带宽将极大地影晌多路径衰落环境中的接收机10的性能，而且典型地至少为10MHz。

末级放大器124用作一个预放级，以便提供具有合适放大量的输出中频信号。虽然所示的下变频器12是一个单级下变频器，但是它当然可以是附加的中间放大级。

本地参考振荡器125提供稳定频率的数字信号给合成器132和取样器14(图1)作为取样时钟信号Fs。压控振荡器(VCO)131也藕合到参考振荡器125，产生一个模拟的本地振荡器的参考信号LO，它的频率是该数字参考信号Fs的基频的预定谐波频率。这是由合成器132完成的，它用一个预定数对LO信号进行分频，并将它与取样的钟信号Fs相乘，然后将这一输出送到低通滤波器133，反过来它给VGO131提供一个控制电压。VCO将参考信号LO提供合成器132和混频器122。

典型的频道22n如图3所示。它包括一个载波/码同步电路220、PRN码发生器230、两个相关器240a和240b(总称相关器240)和由触发器250及251构成的码延时线、与或门255和一个开关256。

简单地说，同步器220是一个数字控制振荡器(NCO)，该振荡器使用取样时钟信号Fs和处理器16来的适当指令，以便给PRN码发生器230和相关器240提供所需的控制信号，从而非相干地跟踪由残余多普勒效应引起的频率及任何载频相位误差，以及跟踪PRN码。

与指定给频道22n的卫星相关的PRN码相对应，码发生器230使用由同步器220输出的信号脉冲以产生一个本地PRN参考信号。PRN码信号也送到延时线触发器250和251，经过与或门255和开关256，以选择的延时将PRN码信号提供给相关器240。在本技术领域中，PRN码发生器，例如码发生器230是公知的。

相关器240还从频道总线20接收Is、Qs和Fs信号。它们可以两种方式来构成，而开关256用来在这两种方式中作选择。在第一种方式(提早减滞后)方式中，相关器B240b构成一个“提早减滞后”相关器，而相关器A240a构成一个准时相关器。这第二种方式用于载波和PRN码的跟踪。两个相关器240对Is和Qs样值作相关、旋转及累加，并从而提供累加的样值输出IA、QA和IB、QB到处理器16。

图4是载波/码同步器220的详细方柜图，它包括一个预期的多普勒速率寄存器221，一个累加增量距离(ADR)寄存器222和一个细片(finechip)计数器224。码相位发生器电路226包括一个子片(subchip)计数器226a、片计数器226b、恒定相位延迟(epoch)计数器226d、P比较器226p和L比较器2261。缓冲器227、228和223使得处理器16对各计数器寄存器的内容进行装入、读出、加入、减去的操作。

同步器220从频道总线20接收取样时钟信号Fs，并从控制总线18接收期望的多普勒值EDOPP和为计数器及寄存器222、224和226所用的校正值。为响应这些输入，它将时钟信号E和复位信号RST提供给PRN码发生器230，还将时钟信号P和L提供给延时线触发器250和251(图3)，并将中断信号INT1、INT4和INT20提供给控制总线18。经过比特π₀，π₁……π_n，一个瞬时载波相位角估计值也提供给相关器240。

ADR寄存器222和码相位发生器226的内容提供了指定给频道22n的特定卫星信号的传输时间瞬时估计值。这一估计值和接收机当日时间(如图1中定时器168估计的)之间的差别被看作信号的传输时间加上任何接收机时钟的偏差。通过将传输时间与光速相乘即可得到从接收机10到指定卫星之间距离的精确测量。这些测量发生在从定时器168发出的测量选通脉冲MEAS指明的所选时间而且一般是同时在所有的频道22上进行。产生的每个卫星的距离被处理器16用来计算接收机10的位置。

在对同步器220的各个构成部分作更详细的讨论之前，应先参见图5，在变形的时间标尺上，图5示出了在同步器220的最隹实施例中的PRN测距信号和某些其它信号的各种分量的相对持续期间例如，从图5的底部开始，单个信号载波周期有一个特定的持续期间C。数字取样信号时钟Fs的信号周期包含K个载波周期。一个PRN码片包含Fs信号的N个周期，而一个PRN码的恒定相位延迟包含Z个PRN码片，此处Z也称为PRN码的序列长度。一个数据比特典型地包含T个PRN码的恒定相位延迟。对适于接收GPSL1测距信号的本发明的最隹实施例来讲，载波频率是1575.42MHz，而且K是77，以使得Fs等于20.46MHz。此外N是20，使得PRN码片速率是1.023MHz，而Z是1023使PRN码的特定相位延迟速率为1KHz。T也是20，使该数据比持率为50Hz。

现在回到图4，对同步器220作更详细的描述。由频道22n跟踪的特定卫星的估计的多普勒EDOPP经过处理器总线18装入期望的多普勒速率寄存器221。在多数情况下，例如当接收机10已工作一些时间，则该EDOPP估计可以从卫星已接收日历数据中得到，该接收机10已同卫星同步，因为从每个卫星来的日历数据包括所有的其它工作卫星的估计位置和视野。但是，如果得不到这种日历数据，例如当接收机10刚接通时，这个估计是由随后详细介绍的逐步近似技术确定的。

多普勒值是以每Fs个脉冲的载波多普勒周期数来说明的。例如，如果期望的多普勒频率是+4.45KHz，这是稳定接收机及正靠近的卫星的可能的多普勒频率，对于GPS LI实施例，除以典型的20.46MHz的Fs频率，则得到每Fs脉冲约为0.00044载波周期的期望的多普勒移动。这样，多普勒值总是小1。

ADR222被分为整周期部分222w和部分周期部分222P。如图所示，加法器223被用来在出现每个Fn脉冲时把多普勒寄存器221的内容加到ADR222的部分周期部分。因此，部分周期部分222p的最高有效比特π₀，π₁……πn提供了在周期中的瞬时的期望载波相位角。

当部分周期寄存器222p有一个进位输出时，该整数部分222w被递增，而且细片计数器224也递增。如果部分周期寄存器222p要借位，该整数部分222w和细片计数器224被递减。

子片计数器226a由Fs信号锁定，且由细片计数器224控制。子片计数器226a名义上是一个0到N-1的计数器，而且由Fs信号直接控制，但是根据细片计数器224的状态，可被调节来计数一个额外的周期或一个较少的周期。特别是，当细片计数器输出，即从K-1递增到零时，有一个周期从子片计数器226a被窃去，以保持它与ADR222的同步。换句话说，这一事件使得子片计数器226a仅计数到N-2为一个重复。

当细片计数器224借位时，即从0递减到K-1时，有一个周期加到子片计数器226，使其计数从0到N为一个重复。

通过周期地加入和移去取样时钟Fs的一个周期，本地产生的PRN码(受码相位发生器226输出信号RST和E的控制)与本地产生的载波相位(如ADR222的状态所示)保持同步。采用这种方案，只要ADR222所指示的载波相位保持锁定到输入载波，则码相位发生器226将保持锁定到输入PRN码。在这个意义上说，这了PRN码发生器230保持相位锁定，本地参考信号Fs无需保持对中频频率信号IF的载波的相位锁定，这是非相干地实现的。

子片计数器226a的最高有效比特用作提早时钟信号E，以指示一个PRN码片边缘。提早时钟信号E又被用来定时本地PRN码发生器230。在GPS LI载波的最隹实施例中，由于N等于20，子片计数器226a从0计数到19，即在每个PRN码片有20个Fs周期(图6)。

P比较器226p和L比较器226l都被连接用来接收子片计数器226a的内容。P比较器226p提供一个P时钟信号作为对延迟触发器250的准时指示。当子片计数器226a的内容等于在P比较器226p之内的寄存器的内容时，就在P时钟信号上输出脉冲。同样地，L比较器226l提供L时钟信号，给延迟触发器251一个滞后的指示。P和L比较器的内容可经过控制总线18写入，以便调节在E及P时钟信号和P及L时钟信号之间的相对时延。如随后所述的，E、P和L时钟信号用来控制相关器240，以便提供提早和滞后、准时及提早减滞后的延时锁定环路(DLL)。

片计数器226b用来确定一个完整的PRN码序列的持续期间。对GPS的实施例，在一个PRN码的恒定相位延迟中有1023个C/A码片，因此该片计数器226b的计数是从0到1022，最高有效比持INT1指示一个完整PRN码恒定相位延迟的末端；它用于复位本地PRN码发生器230。另一个时钟信号INT4也被产生，它是INT1速率的四倍(即片计数器226b的第三最高有效比特)。INT1和INT4都用于中断处理器16，以便在初始锁定序列期间为相关器240服务，如在后面介绍的。

最后，恒定相位延迟计数器226b用来在T个PRN码恒定相位延迟之后指示数据比特的末端。这指示是由该恒定相位延迟计数器226d的最高有效比特给出的，它作为INT20信号输出。

载波跟踪环路固有地比码DLL敏感得多，并且能极精确地测出微小的改变。假设载波环路处于正确的跟踪，当子片计数器226a相接的细片计数器224使频道22n能精确地跟踪接收机10相对于卫星的任何相对移动。

回到图3，简单地说，作为DLL的相关器240的操作现在作详细的介绍。可以看到，PRN码信号送到第一触发器250。它又被准时时钟信号P定时。因此，触发器250的Q输出提供与预期的PRN码精确校准的本地产生的PRN码参考信号，该预期的PRN码由卫星调制在载波信号上。触发器250的Q输出送到相关器240a的PRN  CODE(码)输入端以及触发器251的输入端。滞后时钟信号L对触发器251定时；在最隹实施例中触发器251提供一个滞后PRN码参考信号，相对于触发器250的Q输出该信号已被延迟。

由处理器16控制的开关256确定相关器240b的方式。如果开关256直接+1输入相连，则进入称为(提早、滞后)的第一种方式，因为PPN  CODE是以与提早时钟信号E同步的方式直接提供给相关器240b的PRN  CODE输入，其中相关器240b起着一个提早相关器的作用。

(提早、滞后)方式用作码的搜寻和引入方式。为调节PRN码相位。在提早与滞后相关器之间的信号强度中的任何差异(如在每个提早和滞后相关器中由IQ频道信号电平相加的估计)都由处理器16检测，这又产生经过缓冲器229加入到相位发生器226的偏差值。

当开关256处在图示的位置时，则启动第二种或(准时、提早减滞后)的方式，在该方式中，与或门255提供一个“提早减滞后”的时钟信号E-L来启动相关器240b。这种方式被用作稳定状态跟踪，并在出现多路径衰落时提供增加的码相位测量精确度。

在任一种方式中，在E、P和L信号之间的时延间隔可以调节，这种调节是通过改变P和寄存器226中的值来实现的。在将介绍的本发明的实施例中，子片计数器226a在C/A码片时间的1/20计数，使该间隔可从1个C/A码片时间到小至0.05倍的C/A片时间之间选择。

现在参考图6，可从对典型的相关器240a的操作有详细的理解。相关器240包括解码及旋转逻辑电路242，一对加法器243i和243q，一对寄存器244i和244q以及一对缓冲器245i和245q。

相关器240a从频道总线20接收I与Q样值，取样时钟Fs和IORQ，并从同步器220接收瞬时载波相位比特π₀，π₁……πn，还从延时线250接收PRN码信号。相关器240b还接收启动控制线EN。相关器240a有固定启动的这条控制线EN。相关器240还经过控制总线18从中断控制器166接收相关器装入脉冲CLD_x。

在操作中，相关器240a将输入的样值信号I与Q和本地产生的PRN码参考信号相乘，利用比持π₀，π₁……πn所代表的瞬时载波相位角估计旋转该结果，然后利用加法器243在寄存器244中累加该结果。寄存器244的内容送到缓冲器245中，随后在每个CLD_x脉冲时送到处理器16。寄存器244被清除以重新开始下一个累加。

解码和旋转逻辑242对它的输入信号执行下列算法：I_D＝I_s·PRN·COS(θ)＋Q_s·PRN·SIN(θ)Q_D＝Q_s·PRN·COS(θ)＋I_s·PRN·SIN(θ)

式中PRN是PRN码输入的现行值，而Q是比特π₀，π₁，……πn所代表的瞬时载波相位估计。通过执行码相关并在每个Fs时钟脉冲的相同操作中除去瞬时多普勒偏移，可以在出现任何重大的功率损失之前处理具有非常高的多普勒偏移的信号。

加法器243和寄存器244通过对连续样值的简单累加对I_D和Q_D数据进行低频滤波功能，以产生平均的同相和正交样值I_A和Q_A。

利用自动频率控制(AFC)环路技术或锁相环(PLL)技术，多普勒频率估计EDOPP由处理器16保持。AFC环路方案使用一个频率误差估计器Fe＝I_A(t－1)*Q_A(t)－IA(t)*Q_A(t-1)其中的t和(t－1)分别代表目前和先前的样值组。通过计算Fe，从而提供多普勒估计EDOPP校正量有多大的指示。另一种的PLL技术使用相位误差估计Pe＝arctan(Q_A/I_A)来控制相位。载波相位则是通过对EDOPP值进行微小的改变来控制的。Fe项给出载波频率误差的指示，而Pe项给出载波相位误差的指示。

参考图4可以更好地理解接收器10的同步。一般地说，载波和码偏移是通过确定相关器240a和240b输出的差别来检测的。当检测到差别时，通过调节在其计数器222、224或226、或多普勒寄存器221的内部值来校正同步器220。例如，当同步器处于精确的同相时，提早量为一个PRN码片时间的确定部分的相关器具有的输出功率和滞后量为一个PRN码片时间的相同部分的相关器的输出功率是一样的。在这种条件下，假定准时相关器240a和提早相关器240b相隔一预定的时延，则它们输出功率也相差一预定量。

在操作中，工作方式开关256(图4)开始置于(提早、滞后)方式，并在提早相关器240b和滞后相关器240a间使用1个PRN码片时间的码延时。

随后，所期望卫星的PRN码经SEL线装入PRN码发生器230。在为获得频率和码锁定到指定频道22n接收的卫星信号的尝试时，逐个地试用所有的可能频率和码的相位延时。特别是，通过试用不同的EDOPP值对载波延时扫描。扫描不同的码延时是经过缓冲器227、228和229来调节码计数器224、、226a和226b实现的。在每个码和频率偏移处读取相关器240的输出并计算相关器的功率电平，以便确定现行码和频率是否正确。相关器的输出与预定门限电平进行比较以确定该卫星是否已锁定。如果没有指示锁定则尝试下一个载波和码相位。

应该允许相关器240a和240b在每个码和载波延时时停留适当的时间。当寻找信噪比高于45dBHz的强卫星时，使用的停留时间短至1/4PRN码恒定相位延迟。对于较弱的卫星，则使用约等于一个PRN码恒定相位延迟的停留时间。

根据相关器240的方式，选择连接到相关器240的共用时钟线CLD_x为INT1、INT4或INT20之一。例如，在初始快速寻找方式期间，INT4信号用来提供有关相关器功率的快速指示。一旦建立起频率锁定和码的同步，INT20信号可用于降低完成此项任务的耗时。通过对单独的码相位寄存器226(图4)的递增和递减，可对相位进行连续细调。

一旦卫星正确地锁定到载波频率和码相位，则通过将开关256转到异或门位置使相关器240接到(准时、提早减滞后)方式。在此方式中由于要求保持码的锁定而使用相关器240b的输出。

此时，提早和滞后PRN码估计E和L间的延时也通过调节比较器寄存器226p和226I(图4)而慢馒地递减。以这种方式变窄DLL延时，提早减滞后相关器240b执行的鉴别功能的噪声电平降低了，而且它的精确度增加了。如将看到的，尤其是在多路径衰落存在时更是如此。

参考图7可以理解为什么会如此，图7示出了表示每个频道22中的DLL执行的操作的信号流程图。

在相关器240a和240b的每个相关器中，输入的Is与Qs、样值先由移相器2421进行由π₀，π₁……πn PRN码相位比特指示的数量的相位移动，以便从Is和Qs信号中除去PRN码相位。

与此同时，PRN码信号送到在它的三个输出端间具有可选择间隔的移位寄存器2500的数据输入端，而Fs信号送到它的时钟输入端。移位寄存器2500由子片计数器226a、码相位比较器226p及226l和触发器250及251(图4和图6)构成的；提早E、准时P和滞后L抽头间的延时间隔是根据处理器16的命令选择的。通过设定开关256，从而异或门255选择地将PRN码信号的提早(在第一方式中)或提早减滞后(在第二方式中)型送到相关器240b与此同时，移位寄存器2500的准时P抽头可用作PRN码信号的滞后型(在第一方式中)，或用作准时型(在第二方式中)。以这种方法共用准时抽头P，使得在(准时、提早减滞后)方式中的码延时间隔可设置为小到0.1片时间。

每个相关器240包含一对乘法器，用于产生I和Q频道的每个频道的DLL信号。因此，在(提早、滞后)方式中，相关器240b提供如{I_E， Q_E}的提早相关信号，而相关器240a提供滞后相关信号{I_L， Q_L}。

在(准时，提早减滞后)方式中，相关器240b提供提早减滞后的相关信号{I_EL，Q_E-L }，而相关器240a提供准时相关信号{Ip，Qp)。

处理器16则执行DLL鉴别器的功能，以确定PRN码相位锁定。一个感兴趣的鉴别器功能是： ${I^Z}_{\mathrm{EK}}+{Q^Z}_{\mathrm{EK}}-{I^Z}_{\mathrm{LK}}-{Q^Z}_{\mathrm{LK}},$ 称为提早/滞后功率测量。当相关器的间隔设定为一片时，这最好使用在(提早、滞后)初始捕获方式中。另一个感兴趣的鉴别器功能是：

     I_E-L，KI_PK＋Q_E-L，KQ_PK，称为点积鉴别器。这最好使用在具有(准时，提早减滞后)结构的稳定状态中。一般地讲，对于点积方式中的噪声，载波相位跟踪是比较好的，这是由于准时功率估计的可用性，在存在噪声的情况下，这种功率估计具有较大的信号强度。

通过在(提早，滞后)相关器间具有较宽的间隔的捕获方式中开始DLL，然后变窄相关器的间隔，可以取得多路径失真敏感性的有益的降低。这主要是由于这样的事实：由于多路径衰落使交叉相关函数在接近它的峰值的失真不象离开该峰值的其它区域那样严重。因此，在DLL已初始化之后，并正在跟踪靠近其自相关函数的峰值的传输的PRN信号时，相关器间的延时变窄而不会对锁定有不利的影晌，从而降低了多路径失真的作用。

图8是本发明在C/A码片时间的跟踪误差包括对于多路径延时的理论上的曲线图。这个分析假设使用点积(即稳定态)鉴别器，并且复合信号的多路径衰落可模式化为：A·C_f(t)cos(Wot＋φ)＋αA·C_f(t－δ)·cos[Wo(t－δ)＋φ]，其中A是信号的幅度，Cf(t)是已滤波的PRN码，Wo是载波频率，φ是载波相位，α是相对的多路径信号的幅度，而δ是相对真实信号的多路径信号的相对时间延时。

通过应用在稳态方式中使用的点积鉴别器，产生的输出信号可以下式表示：Δτ_K＝(R_L(τ_K－d/2)－R_L(τ_K＋d/2))

R_L(τ_K)＋α²·{R_L(τ_K－d/2－δ)－R_L(τ_K＋d/2－δ)}·R_K(τ_K－δ)·COS(φm)＋α·{R_L(τ_K－d/2)－R_L(τ_K＋d/2)}·R_L(τ_K－δ)·COS(φm)，+α·{R_L(τ_K－d/2－δ)－R_L(τ_K＋d/2－δ))·R_L(τ_K)·COS(φm)，其中，R_L(t)是已滤波的PRN码的自相关函数，τ_K是在时间t_K时的码跟踪误差，d是以PRN码片为单位的提早和滞后相关器间的间隔，而φm是多路径分量和真实信号分量之间的相对相位。

设定本表达式为零，然后以替代法求解τ_K，φm设为零和π强度以及α设为0.5，则可确定一个误差包络。一片C/A码间隔的误差包络是对2MHz预相关滤波器带宽(图2的部件123)计算的，这一滤波器带宽是已有技术的C/A码接收机的典型带宽。如从图8的曲线可见到的，0.1片误差包络的确比1.0片间隔小很多，但不如P码包络那样小。

所以如此有几个原因。首先，由于10倍长的PRN码片时间，任何给定的接收的C/A码片与多路径延时相关，持续期间要比一个给定P码片长多达10倍。其次，0.1片间隔情况所选的8MHz带宽限制了多路径效应的降低。

为了估价预相关滤波器123带宽增加的影响，要进行相同的计算，但要使用通常的20MHz P码预相关带宽。结果画成图9中的曲线。注意，本发明具有变窄间隔的C/A码相关器在0.15片或更小的多路径延时区域内实际上优于传统的P码相关器，这就证实了在确定整体性能方面，预相关滤波器的带宽和取样速率的选择是重要因素。

为了证实本发明在实际的多路径环境中确实显示出改进的性能，三个GPS接收机频道连接到一个共用天线/预放大器并被编程以跟踪同一个卫呈。第一接收频道是传统的P码频道，第二频道是发明的C/A码频道，具有固定的一片相关器间隔，而第三频道是发明的C/A码频道接收机，在稳定状态具有动态变窄的0.1片相关器间隔。在本实验中使用的两个C/A码接收机都具有8MHz的预相关带宽。

收集的数据首先进行分析以找出包含明显多路径效应的部分。然后确定伪距离(PR)(即从PRN码测量取得的距离估计)和累加的增量距离(ADR)(即从载波测量取得的距离估计)之间的差异。这差异除去了任何卫星移动和卫星时钟作用。为了能更好地看到这种改进，数据还通过一个时间常数为100秒的一阶数字滤波器进行平滑。

其结果如图10所示，它是以米为单位的PR减ADR测量值对于以小时为单位的卫星通过时间的曲线。在最后1小时上数据的跳变是由电离层码载波差异引起的，在如此长的期间内，观测卫星的仰角范围为40°到16°。虽然由于100秒的滤波器的结果使多路径效应的一小部分可被滤除，但是具有动态变窄间隔的C/A码相关器的性能与传统的P码相关器的性能相似。

在P码和0.1C/A码数据中的多路径效应是最引人注意的，对于这种效应来说，随机的、环境的噪声不控制；0.1C/A码数据明显地改善多了。

为了在多路径失真出现时进一步辨别这个改进，P码数据被用作基准曲线并将它从每C/A码数据曲线中减去。结果在图11中画成曲线。标准的偏移σ仅用在最后36分钟的操作，以便在多路径失真为最大时更好地估计影响。值得注意的是，对1.0相关器间隔情况的标准偏移至少是0.1片间隔情况的标准偏移的三倍，这是与在P码和C/A码系统之间通常看到的差别大致相同。

前面的描述局限于本发明的实施例。但是很清楚，在获得其优点的一部分或全部的情况下可对本发明进行变型或修改。因此，所附的权利要求的目的是在本发明的真实精神及范围内覆盖所有的这些变型及修改。

Claims (6)

1.一种用于对复合射频信标信号进行解调和译码的接收机，所述的复合射频信号包括多个发送信号，其中之一由预定的伪随机码进行了调制，其特征在于所述接收机包括：

A.用于产生伪随机码的码产生器；

B.用于使所述码产生器的输出与接收码同步的相关装置，该相关装置工作在搜索方式时使码产生器同步在一个码片时间之内；工作在后续的跟踪方式时跟踪接收码，

i.当该相关装置工作在跟踪方式时，进行与相关器间隔对应的相关测量，该间隔基本上窄于一个码片时间，从而减少了多路径失真对码跟踪操作的影响；

ii.当该相关装置工作在搜索方式时，进行与通过码的步长对应的相关测量，该步长基本宽于在跟踪方式时所用的窄的相关器间隔。

2.根据权利要求1的接收机，其特征在于还包括多个码产生器和与之相关联的多个相关装置，每一相关装置测量在相联系的码产生器的输出与接收码之间的相关性。

3.根据权利要求2的接收机，其特征在于每一相关装置包括一提早/滞后相关器，当工作在跟踪方式时，进行相关测量，确定相联系的接收码与所述码产生器产生的伪随机码的提早减滞后部分之间的相关性，该提早/滞后相关器只工作在码的提早减滞后部分为非零时的信号采样上。

4.根据权利要求3的接收机，其特征在于每一相关装置还包括一准时相关器，当工作在跟踪方式时，进行与码产生器产生的码的准时部分相联系的相关测量。

5.根据权利要求4的接收机，其特征在于当所述相关装置工作在搜索方式时，将所述提早/滞后相关器作为提早相关器，将准时相关器作为滞后相关器。

6.根据权利要求4的接收机，其特征在于当所述相关装置工作在搜索方式时，将所述提早/滞后相关器作为滞后相关器，将准时相关器作为提早相关器。

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