CN103988094B - 使用基于伪随机噪声序列的扩频码的导航系统 - Google Patents

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Abstract

本发明的一个实施例提供了一种用在包括多个发射机的导航系统中的接收机。每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号。接收机包括：码模块，用于供给与相应多个发射机相对应的多个PRN序列；以及相关器，用于将由码模块供给的PRN序列与传入信号进行相关。所述多个PRN序列基于单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列uSLCE，并且，被表示为ui的所述多个PRN序列中的每一个满足下式：，其中指示逐元素二进制异或加法，并且Ti指示i个码片的循环移位。

Description

使用基于伪随机噪声序列的扩频码的导航系统
技术领域
本发明涉及使用伪随机噪声（PRN）序列作为扩频码的导航系统，诸如卫星导航系统和/或基于地面的伪卫星系统。
背景技术
基于卫星的导航系统（也被称为用在无线电导航卫星系统中）正在变得在包括用于位置确定、车内导航支持等的手持设备的许多种应用中日益重要。目前服务中的主要卫星导航系统是由美国国防部操作的全球定位系统（GPS）。这个十年的晚些时候，针对发射和服务可用性而规划欧洲对等卫星导航系统，被称作伽利略（Galileo）。像GLONASS（俄罗斯）、Compass（中国）、IRNSS（印度）和QZSS（日本）之类的许多其他卫星导航系统当前处于现代化下或处于部署下。
卫星导航系统包括卫星的星座，其中的每一个广播一个或多个信号。在地球处以非常低的功率电平接收卫星发射的信号，使得难以在较深的室内环境中接收它们。正在进行研究，以利用伪卫星将导航信号的服务覆盖还扩展到较深的室内环境。为了允许由卫星导航接收机对这些伪卫星信号的接收，伪卫星的信号结构可以与由卫星发射的导航信号非常相似或相同。
如卫星或伪卫星所发射的导航信号的基本分量是与设置调制波形和导航数据的扩频符号进行组合的扩频码（也被称为定位、同步或测距码）。然后，将所得到的组合调制到所设置的频率处的载波上用于发送至地球。每个发射器一般在多个频率处发送，这可以有助于补偿电离层效应，以改进精度并广播更多数据。
在一些情况下，可以经由某种适当的复用方案将多个信号信道调制到单个载波上。例如，针对伽利略信号规划的是包括与导频信道组合的数据信道。导频信道仅包含扩频码但不包含导航数据，而数据信道既包含扩频码又包含导航数据。
典型地，卫星信号的扩频码分量包括预定的比特序列（被称为“码片”）并用于执行两个主要任务。首先，扩频码提供同步和访问机制以允许接收机锁定到卫星信号上。因此，每个卫星（以及典型地，从该卫星广播的每个信号）具有其自己的扩频码。当接收机被首次开启时，该接收机经常不知道哪些卫星信号能够被接收，这是由于星座中的某些卫星将在该特定时间处针对该特定位置低于地平线。接收机使用扩频码来锁定到来自第一卫星的信号上。相应地，在所有发送设备应用相同调制方案（但其中应用不同的扩频码）并在相同载波频率处发送的情形中，扩频码允许接收机在同时发送的设备之间辨别和区分。一旦接收机已经锁定到来自第一卫星的信号上，信号中的导航数据就能够被访问。那么，这提供了针对星座中的其他卫星的历书数据，并允许对接收机来说可见的其余卫星被相对快地获取。
许多接收机采用两阶段获取过程。在第一阶段中，接收机执行传入信号对卫星扩频码集合的同时相关。特别地，接收机搜索来自任何卫星的扩频码，允许该卫星与接收机之间的任何可能定时偏移以及该卫星与接收机之间的任何可能多普勒频移（这取决于卫星在空间中相对于用户的运动）。如果发现相关值超过预定阈值，则针对卫星扩频码、定时偏移和多普勒频移的相关组合执行涉及更详细分析的第二阶段。该第二阶段分析验证和确认或在必要时拒绝初始粗获取。在一些情况下，接收机可以例如通过互联网存储或访问与当前对接收机来说可见的那些卫星有关的历书数据（而不是首先必须获取一个卫星信号以获得该信息）。这有时被称为辅助GNSS，并能够显著地减少获得位置确定所耗费的时间。
扩频码的第二个主要任务是：基于信号从卫星传播到接收机已经消耗的时间来提供从卫星到接收机的距离估计。然后，在给出卫星的已知位置（如从卫星接收到的导航数据中所指定）的情况下，通过使用三边测量过程来在三维空间中确定接收机的位置。理论上，可以利用来自最少三个卫星的信号信息来执行三边测量，假定接收机时钟与卫星时钟之间的定时偏移是已知的。实际上，除专门的接收机外，该定时偏移一般是未知的，使得从至少一个附加卫星获得信号信息以在接收机处补偿未知时间偏移。如果来自另外卫星的信号可用，则可以使用诸如最小二乘之类的任何适当算法来执行统计位置确定。这还可以提供与所估计的位置相关联的误差的某种指示。
扩频码的一个重要参数是发送该扩频码的码片速率，这是由于这继而控制可进行位置确定的精度。扩频码的另一重要参数是其总长度，换言之，扩频码中的在其重复前的码片的数目。无限长度的扩频码出于多种原因而不实际，这些原因包括生成时的问题以及还包括获取级处的问题。然而，扩频码的有限长度可能导致位置确定中的不明确。扩频码的更长的长度减小了这种不明确，并且还提供了对来自不同源的信号的更好区分且提高了对抗干扰的鲁棒性。另一方面，扩频码具有更长的重复长度可以延迟信号的初始获取，以及需要接收机内的更多处理能力。
扩频码的长度还影响能够用于导航数据的数据速率，这是由于传统地，导航数据被调制到应用二进制相移键控（BPSK）调制的扩频码序列上，即，导航数据的仅一个比特被调制到一个完整扩频码序列上。在这种情形中，扩频码的长度反映了扩频码的码片速率和导航数据的数据速率（或者在信道上发送的其他数据）。可替换地，像循环码移键控（CCSK）之类的更高效数据调制方案当前处于针对卫星导航系统的研究下。一般地，扩频码的重复长度越长，则导航数据的比特率将越低。
一种用于基于较短长度的码构造长码的已知策略是：使用基于主码和辅码的分级（hierarchical）或分层（tiered）扩频码。如果我们假定主码具有N1个码片并且辅码具有N2个码片，则总体扩频码的前N1个码片对应于与辅码的第一码片异或的主序列，扩频码的接下来N1个码片包括主码的N1个码片的重复，这次是与辅码的第二码片异或，以此类推。这给出了N1xN2的码的总重复长度，然而，初始获取可以仅基于主码。分层码方法常用于在其中没有数据要被发送的导频信道信号的扩频码的定义。
在卫星导航系统中扩频码的使用与在陆地设置中广泛使用的码分多址（CDMA）通信密切相关。然而，在这两个上下文中存在一些区别。例如，在CDMA中，扩频码不用于进行位置确定，并且因此，扩频码的选择不受与位置确定相关的因素影响。相反，在CDMA中，对于每发射机通常存在多个接收机，并且每个接收机使用不同的扩频码用于与该发射机进行通信。相应地，CDMA的重要因素是支持能够并行操作的大量的码。相反，该因素对卫星导航来说不太重要，这是由于要在给定码集合中使用的码的总数通常基于卫星发射机的数目和信道（数据/导频）的数目。在典型情况下，数目为大约70的PRN码可以服务一个GNSS星座，假定数据和导频信道要由特定信号提供。还必须允许通过本地元件（例如，伪卫星）来扩展GNSS。例如，对于每个伪卫星，需要至少一个特定PRN码来提供数据信道。如果导频信道也要针对该伪卫星而提供，则两个PRN码要由本地元件发送。在大多数情况下，这表示总的总体码空间（由2N-1给出，其中，N是码中的比特或码片的数目）的仅非常小的子集。
如在卫星导航和CDMA系统二者中使用的已知扩频码基于伪随机噪声（PRN）序列。为了减轻由卫星导航系统的各个发射机发送的各个信道（其在接收机处以相同调制波形显现）的分离，非常重要的是使跨信道干扰尽可能低。
跨信道干扰的标准度量由互相关函数给出，互相关函数提供了不同PRN序列之间的相似性的度量。相应地，用于评估PRN序列集合以用作扩频码的重要品质因数由扩频码对之间的互相关函数给出。均具有长度N的两个PRN序列u和v在这两个码序列之间有l个码片的时间偏移的情况下的互相关函数 由下式定义：
（1）
其中，序列u的第n个PRN码片被称为u n ，并且序列v的第n+l个码片被表示为v n+l 。每个PRN码是周期性的（循环的），以N为周期，使得起始于偏移l处的序列v的N个值如下：
（2）。
卫星导航系统中的位置确定是从信号的到达时间（TOA）的估计导出的，该估计是使用自相关函数确定的，该自相关函数针对序列u在l个码片的相移情况下由下式定义：
（3）
自相关函数有效地测量任何PRN序列与相同序列的时移版本之间的相似性（或区别）。
在理想系统中，每对扩频码之间的互相关值是0（对于所有可能偏移）。同样地，对于除没有时间延迟（即，相移l = 0）外的所有偏移（时移），每个扩频码的自相关值是0，对于没有时间延迟来说，清楚地，。然而，这种理想特性仅能够针对无限长度的PRN码实现。由于无限PRN码不适用于现实世界系统，因此必须识别出尽可能接近地与该理想特性类似的有限PRN码。扩频码的另一重要实际准则是具有相等（或几乎相等）数目的0和1，这被称为平衡。
一个复杂问题在于：扩频码的极性可能在扩频码的结尾处改变，这是可如何对导航数据进行编码的方式。下面示意性地说明这一点（与上面（2）的序列相比）：
（4）
在极性改变的情况下确定的自相关或互相关函数被称为奇自相关或互相关函数。在没有任何极性改变的情况下确定的自相关或互相关函数被称为偶自相关或互相关函数（并与上面等式（3）的正式定义相匹配）。
存在两个较宽类的已知PRN序列。在第一类中，根据具有封闭形式的数学算法（代数公式）来生成PRN序列，使得在码集合中的所有扩频码之间存在某种预定数学关系。这种码集合的相关属性遵照用于生成该码集合的代数公式。属于该第一类的公知PRN序列包括：
· 黄金码；
· 卡沙米（Kasami）码；
· 威尔（Weil）码；
· 本特（Bent）码；
· 宫（Gong）码；
· 帕特森（Paterson）码，
这些码可以被示出以供应几乎理想的自相关和互相关属性。然而，这些码面临下述限制：其仅能针对特定（预置）码长度而构造。例如，对于满足mod(n,4)≠0的整数值n，可以针对由N = 2 n – 1指定的任何长度来设置通常由线性反馈移位寄存器（LFSR）实现的黄金码以及卡沙米码。相比之下，可以针对任何素数码长度来构造威尔码。相应地，使用威尔码序列的潜在码长度的数目显著地超过在使用黄金码或卡沙米码时要从中选择的潜在码长度的数目。例如，对于0＜N＜50000，存在5133个素数，而基于LFSR的序列仅能够针对15个不同序列长度而设置。
GPS卫星导航系统针对其L1 C/A信号利用作为使用线性反馈移位寄存器（LFSR）实现的黄金码的扩频码，在LFSR中，将来自N级移位寄存器的所选输出抽头并反馈至输入。LFSR内的反馈连接可以被表示为n阶的模2算数中的二进制多项式，使得LFSR的操作完全由其多项式和LFSR的初始设置来指定。码的重复长度是2 n – 1，使得相对紧凑的LFSR可以生成具有较长重复长度的输出。
一般地，码长度由扩频码的码片速率与导航数据的比特速率之比确定。如果码长度被限于可用黄金码（或某种其他算法形式的码），则这意味着对码片速率和比特速率的约束，进而可能影响其他考虑，诸如获取时间和定位精度。结果，利用基于LFSR的PRN码而工作，通常不可能如期望的那样对齐所有三个定义元素，即，基于LFSR的PRN码长度、符号速率和信号的码片速率，并且因此，PRN码长度通常必须被对应地适配。一种用于解决这种问题的已知选项是对码进行截短或者通过将多个码片添加到来自LFSR的输出码来对码进行扩展。然而，与这种码的预置码长度的任何偏离一般导致码性能的显著降级，尤其是在增加的互相关和异相的自相关的方面。这由图1的示例图示，图1的示例将1023比特黄金码（GPS C/A码）与仅单个比特被截短的该码的版本的互相关性能进行比较。特别地，图1的X轴表示互相关性能，而Y轴表示具有对应互相关性能的总相关（在码集合的所有不同配对和偏移中）的比例。可以看出，对于GPS C/A码（红/较浅），在接近于0处存在高峰值（标称地理想的性能）并且两个附属峰值存在于任一侧。然而，对于截短GPS C/A码（蓝/较深），中央峰值已经被显著减小以产生互相关值的更宽展开。注意，最大互相关值大于（即，进一步来自中央峰值）来自实际（未截短）GPS C/A码的附属峰值。这可能导致信道之间的增加的干扰，并因此使信号获取降级。
第二类的已知PRN序列不是基于封闭的代数公式，而是使用数值方法来生成的。例如，可以针对任何期望码长度来构造随机码，并且可以通常基于如在例如US 2008/0246655中描述的互相关和自相关属性，针对任何品质因数（FOM）而优化这些随机码。第二类中的另一种方法是：使用混沌算法来设置示出与随机序列尽可能接近的属性的PRN序列。
典型地，该第二类的PRN序列需要发射机和接收机的更高复杂度，这是由于序列的每个单个比特需要被存储在存储器中且然后被实时读出（因此，该类序列有时被称为存储码）。例如，接收机的存储码的集合可能被存储在诸如闪存之类的某种形式的ROM内。然后，可以在引导时间处将这些码加载到接收机芯片组中，以供在传入卫星信号中的扩频码的检测期间使用。如果完整的存储码被加载到接收机芯片组自身中，则这可能表示在接收机芯片组上的存储位置方面非常显著的开销。可替换地，码可能被加载到RAM（处于接收机芯片组外部）中，其中它们将仅表示对一般接收机操作的总体程序和/或数据存储需求的相对较小的添加。然而，在这种情况下，很可能需要用于将码实时地从RAM馈送到接收机芯片组上的专用高速接口，以及接收机芯片组自身内的一些附加内部缓存。
此外，尽管可以针对第二类别的PRN序列实现高级别的自相关和互相关性能，但是基于已知分析公式所生成的PRN序列通常在其自相关和互相关属性方面显著地胜过相同长度的随机码。
发明内容
本发明的一个实施例提供了一种与包括多个发射机的导航系统一起使用的接收机，其中，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号。所述接收机包括：码模块，用于供给与相应多个发射机相对应的多个PRN序列；以及相关器，用于将由所述码模块供给的PRN序列与传入信号进行相关。所述多个PRN序列基于单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE, Sidelnikov/Lempel/Cohn/Eastman）生成序列u SLCE ，被表示为u i 的所述多个PRN序列中的每一个满足下式：，其中指示逐元素二进制异或（XOR）加法，并且T i 指示i个码片的循环移位。所述接收机可以是作为独立设备而提供的，或者可以被合并到某其他电子设备（诸如移动（蜂窝）电话、摄像机、车辆导航系统等）中。发射机一般位于（诸如针对GPS或伽利略而提供的）卫星的星座中的相应卫星上，但可能还由诸如伪卫星之类的基于地面（本地）的元件提供。所述接收机自身可以被合并到卫星中，以允许卫星间的链路被用于测距。
已经发现，诸如上面描述的PRN序列具有非常好的属性以供用作扩频码。所述多个PRN序列具有偶数长度，等于素数减1，这意味着：存在（与基于LFSR的码（例如，黄金码）的低得多的密度相比）相对较高密度的码族可用，其等于素数的密度。
所述多个PRN序列均具有-2、0或4的平衡（0的平衡一般被认为是理想的）。在一些情况下，取决于要利用的码在码族内的比例，一个选项是仅选择具有0的平衡的PRN序列。
从素数p的原根元素导出生成序列u SLCE 。根据所选择的原根元素，并且所述多个PRN序列的最大相关量值由或由给出，其中N=p-1。该相关性能与现有（已知）码序列相比有竞争力，并有助于确保良好的信号获取（低跨信道干扰）。
从生成序列u SLCE 中存在N/2个PRN序列可用，其中N是PRN序列的长度。相应地，每个生成序列u SLCE 的码族相当大。在某些应用中，因此可能选择表示总体码族的子集的PRN序列集合。可以例如基于具有0的平衡和/或基于提供对于奇相关的良好相关属性来选择PRN序列（或的上面提及的最大相关量值涉及偶相关）。
在一个实施例中，码模块包括用于从u SLCE 即时生成所述多个PRN序列的数字逻辑电路。相应地，不需要接收机将全部码族的每个码存储在任何种类的存储器中。生成序列自身u SLCE 可以被存储在只读存储器（ROM）中，或者码模块可以包括用于根据西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼序列的数学属性而即时生成u SLCE 的数字逻辑电路。
本发明的另一实施例提供了一种操作用在包括多个发射机的导航系统中的接收机的方法，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号。所述方法包括：在所述接收机处接收传入信号；以及将所述传入信号与多个PRN序列进行相关。所述多个PRN序列基于单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列u SLCE ，被表示为u i 的所述多个PRN序列中的每一个满足下式：，其中指示逐元素二进制异或（XOR）加法，并且T i 指示i个码片的循环移位。
本发明的另一实施例提供了用在包括多个发射机的导航系统中的装置，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号。所述装置包括：码模块，用于供给PRN序列；以及发射机模块，用于发送所述PRN序列。所述PRN序列是根据下式来生成的：，其中，u SLCE 是单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或（XOR）加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，并且，通过选择i的不同值，不同发射机具有不同的相应PRN序列。这种装置可以包括例如形成卫星导航系统的部分的卫星或者诸如伪卫星或其他地面发射机系统之类的某本地元件。
本发明的另一实施例提供了一种操作用在包括多个发射机的导航系统中的装置的方法，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号。所述方法包括：将PRN序列供给到所述装置中的发射机模块；以及从所述发射机模块发送所述PRN序列。所述PRN序列是根据下式来生成的：，其中，u SLCE 是单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或（XOR）加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，并且，通过选择i的不同值，不同卫星具有不同的相应PRN序列。
本发明的另一实施例提供了一种生成用在包括多个发射机的导航系统中的伪随机噪声（PRN）序列集合的方法，每个发射机发送与相应发射机相对应的定位信号，并且每个定位信号包括伪随机噪声（PRN）序列集合中的一个伪随机噪声（PRN）序列。所述方法包括：提供西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列u SLCE ；以及根据下式来生成所述PRN序列集合中的每个PRN序列：，其中指示逐元素二进制异或（XOR）加法，并且T i 指示i个码片的循环移位。
上面的方法允许大量的码族被生成，这是由于可以针对素数减1的每个原根元素定义西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列。此外，每个码族包含大量的码（N/2，其中N是码片中的码的长度）。相应地，在根据任何预期应用的特定需求来选择特定码族或族内的特定码时存在灵活性。例如，PRN序列集合可以被选择为使得每个PRN序列具有0的平衡，或者可以执行下述优化过程：其中PRN序列被选择为使得PRN序列集合提供对于奇相关的良好相关属性。
本发明的另一实施例提供了一种在其中并行执行多个传输的通信系统。所述多个传输中的每一个是使用包括伪随机噪声（PRN）序列集合中的不同的一个伪随机噪声（PRN）序列的扩频码来编码的。所述PRN序列集合中的每个PRN序列由下式指定：，其中u SLCE 表示西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或（XOR）加法，并且T i 指示i个码片的循环移位。这种通信系统可以例如用于支持CDMA通信，其中，PRN序列集合提供用于将传输复用在一起的扩频码。
本发明的另一实施例提供了一种用在在其中并行执行多个传输的通信系统中的扩频码集合，所述多个传输中的每一个是使用包括伪随机噪声（PRN）序列集合中的不同的一个伪随机噪声（PRN）序列的扩频码来编码的。所述PRN序列集合中的每个PRN序列由下式指定：，其中u SLCE 表示西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或（XOR）加法，并且T i 指示i个码片的循环移位。
附图说明
现在将参照下述附图，仅作为示例，详细描述本发明的各个实施例：
图1是图示了GPS C/A扩频码上的截短效果的图；
图2是图示了SLCE码的自相关性能的图；
图3是图示了根据本发明的一个实施例的新码族的最大相关相对于码长度的变化的图；
图4是图示了根据本发明的一个实施例的新码族的相关性能的图；
图5A和5B是分别图示了根据本发明的一个实施例的来自新码族的具有长度4092的码的自相关和互相关性能的图；
图5C和5D是分别图示了具有长度4092的伽利略E1 OS PRN序列的自相关和互相关性能的图；
图6是图示了根据本发明的一个实施例的来自新码族的具有长度4092的码的每个对的最大成对互相关的图；
图7是根据本发明的一个实施例的用于选择具有良好奇相关性能的码序列的子集的方法的示意流程图；
图8A是图示了根据本发明的一个实施例的来自新码族的具有长度4092的码的每个对的最大成对奇相关的图；
图8B是图示了根据本发明的一个实施例的已针对良好奇相关性能选择的图8A的码的子集的最大成对奇相关的图；
图9是根据本发明的一个实施例的用于发送扩频码的卫星传输系统的示意图；以及
图10是根据本发明的一个实施例的用于接收扩频码的接收机的示意图。
具体实施方式
可以针对遵循下式的任何码长度N来构造如本文描述的新码族：
（5）
其中，p指代任何素数。因此，新码族中所包含的任何序列具有偶数长度，与通常具有奇数长度（或从奇数长度序列导出）的如从闭合代数公式构造的第一类中的最公众已知的码族相对，如黄金码、卡沙米码、威尔码等等的情况那样。新码族是从一个单个序列导出的，与在其中通常选择两个适当序列作为导出全部码族的基础的例如黄金码和卡沙米码相对。
所需的单个序列的生成已由西德尔尼科夫和朗佩尔/科恩/伊士曼独立地公布，并因此在本文中被称为SLCE序列（参见VM Sidelnikov, Some k-valued pseudo-randomsequences and nearly equidistant codes, Probl. Inf. Trans., 1969, (5), 1,pp12-16, 和 A. Lempel et al., A class of balanced binary sequences withoptimal autocorrelation properties, IEEE Transactions on Information Theory,23: 38-42, 1977）。SLCE序列基于原根元素，原根的定义在A. Leutbecher,Zahlentheorie - Eine Einführung in die Algebra, Springer Verlag, BerlinHeidelberg New York, 1996中给出。原根元素的识别是用于生成SLCE序列的第一步骤。对于下一步骤，我们形成集合S，其被定义为：
（6）
其中
pr：原根模p m -1；
p：素数；
：实际上是期望码长度的一半。
根据下述公式，针对延迟n定义最终SLCE序列：
（7）。
如A. Lempel et al., A class of balanced binary sequences with optimalautocorrelation properties, IEEE Transactions on Information Theory, 23: 38-42, 1977中所示，SLCE序列的最大自相关旁峰值非常好，由于其可以受下式限制：
（8）。
在图2中示出了长度N=4092的一个SLCE序列的偶自相关函数，并且我们可以验证等式（8），这是由于该图中的自相关旁瓣仅采用值0或4。然而，SLCE序列总体上示出其自身之间的较差的互相关性能，即，对于两个SLCE序列之间的所有相位偏移，一个SLCE序列与另一SLCE序列的互相关不近似于（或至少逼近）0。
可以基于下面的生成方案来构造如本文描述的偶数长度的新码族。该族的第i个PRN序列由下式给出：
（9）
其中
· u SLCE 与生成SLCE序列相关；
· 与逐元素二进制异或加法相关；
· T i 指示i个码片的循环移位。
基于该生成算法，可以构造形成新码族的N/2个序列的集合。换言之，新码族中的所有序列由长度N的仅一个单个SLCE序列形成。（然后，可以使用不同的初始SLCE序列来生成不同码族）。
新码族的属性和性能
通过将单独的码片相加来定义第n个PRN序列的平衡属性BAL：
（10）。
PRN序列的平衡对应于针对随机性的格罗姆（Golomb）公设之一，并可以被认为是用于表征任何PRN序列的随机性的品质因数（出于实际原因，例如为了避免PRN信号中的任何DC分量，平衡也可以是有用的属性）。PRN的平衡值一般应当尽可能接近于0。对于本文描述的新码族，每个单独的序列的平衡值是0、-2或4，而与PRN码长度N无关。这直接遵照生成SLCE序列的自相关属性，由于第n个PRN序列的平衡计算为：
（11）
因此，结果是：
（12）
其非常接近于与理想平衡准则0相匹配。此外，对于属于所生成的新码族的序列的子集，精确地满足理想平衡准则0。
如上所提及，自相关和互相关属性表示对于（如应用于卫星导航系统的）PRN序列的最重要性的总体上的度量。简言之，所谓的韦尔奇（Welch）下界（或韦尔奇界）通常被认为是在评价PRN码族能够实现的最佳相关性能时所广泛接受的界。韦尔奇界指示能够实现的最大异相自相关和互相关量值的最小值。对于任何PRN序列集合，码集合确实不可能实现比韦尔奇界更低的最大相关量值。
韦尔奇界的数学介绍和定义在L. R. Welch. Lower bounds on the maximumcross correlation of signals. IEEE Transactions on Information Theory, 20:397–399, 1974中给出。长度均为N的K个序列的任何集合的韦尔奇界计算为：
（13）
韦尔奇界简化为：
（14）
由于码长度N趋向于无穷大。
黄金码逼近界限中的韦尔奇界，这是由于k阶的黄金码集合的最大自相关和互相关旁瓣计算为：
（15）
结果，根据k是奇数或偶数，可以识别两个类别的黄金码，这是由于这些得到不同的最大相关量值：
（16）
其中，N = 2 k – 1表示码长度。
现在，将使用该黄金码界限来论证新码族在相关性能方面的强度（注意，对于k是4的倍数（即，mod(k,4) = 0），黄金码不可用）。因此，参照如上面在等式（9）中定义的新码族，对于任何素数p，存在数目为的原根元素，其中，表示欧拉的欧拉函数。这些原根元素中的任一个可以用于导出新码族。根据所选的原根元素，可以识别两个不同类别的所得到的PRN码族，其可以由所得到的最大相关量值辨别：
（17）
应当意识到，对于符合素数-1长度需求的任何码长度，类别1和类别2码族二者均可以被构造。在图3中示出了这两个类别的最大相关。这两个类别的最大相关遵照相同的总体曲线，其中，类别1码的最大相关（以黑色示出）比类别2码的最大相关高一点。
表1基于由J. Rushanan, The Spreading and Overlay Codes for the L1CSignal, Journal of Navigation, Vol. 54, No. 1, pp 43-51, 2007给出的信息，关于大量已知PRN码族的码长度、所得到的族的大小和最大相关量值，表征了大量已知PRN码族。表1的最后两行涉及由上面等式（9）定义的新PRN码族。与现有PRN码族的比较示出：
· 仅码族#7、10和11允许偶数码长度（除新码族#13和14外），但是与新码族#13、14相比，码族#7、10和11均具有对总体码长度的严格得多的限制。
· 新码族的最大相关量值一般遵循与码族#2、4、7、9和11相同的趋势（阶）。
表1的单独的单元格被配置为使得边界的厚度随相关属性的相对品质而增加。特别地，存在四个级别的边界厚度。最深的边界指示表现超好的属性，而接下来深的边界指示良好或优秀的属性。注意，表1中的所有码一般具有至少良好的最大相关属性（由于这很大程度上是已开发各种码的原因）。接下来深的边界指示适中或尚可的属性，而带有最浅边界的单元格具有一些显著的缺点，这些缺点关于码长度和族大小尤其明显
p：素数；n, k∈IN
表1. 不同PRN码族的比较。
我们现在将考虑各种PRN码族的自相关和互相关性能。图4是图示了这种性能的直方图。特别地，图4指示从由长度均为N的K个序列构成的整个码族产生的所有相关量值。这得到数目为的互相关值，均在图4中示出。图4中的蓝十字指示最大和最小相对频率，其中对应相关量值基于从全部码族中对两个PRN序列的对的选择而显现在一个特定相关函数中。如果未在图4中指示最小值，则存在不产生任何相关函数的对应相关量值的至少一个码对组合。黑圆圈指示发现对应相关量值的均值。这里，在所有个潜在码对组合上取平均值。红虚线指示各种均值的累积频率，而绿垂直线涉及根据上面等式（15）的适当长度的黄金码的相关界限。
图4还指定了各种百分位数和对应的相关值（以dB为单位）。百分之100用于-20.69dB的相关函数，即，这是针对所有相关而找到的最大值。
如上面已经描述的那样，可以针对等于素数-1的任何码长度来构造新码族。以这种方式，可以构造直接适合于伽利略E1 OS码长度需求的码族。特别地，E1 OS的伽利略要使用的码需要码长度4092，这是由于这直接从码片速率1.023 Mcps和符号速率250 sps产生。图5A和5B分别示出了4092个码片的长度的新码族（类别1）的自相关和互相关性能。可以将该性能与如图5C和5D中分别针对自相关和互相关性能而示出的伽利略E1 OS PRN序列的性能进行比较（在European GNSS (Galileo) Open Service Signal In Space InterfaceControl Document, Issue 1, February 2010的附录C中以十六进制记数法列出了伽利略E1 OS PRN序列）。可以看出，如图5A和5B中分别示出的新码族的偶自相关和互相关性能一般比如图5C和5D中分别示出的伽利略E1 OS PRN序列的偶自相关和互相关性能更好。例如，新码族的性能一般落在如图5A和5B中所示的对于最大相关的黄金码界限内，而这不是E1OS PRN序列的情况。注意，图4和5的结果被呈现为新码族的特定示例，并且，可以针对可构造新码族的其他码长度获得类似结果。
图6涉及与图5A和5B相同的具有长度4092的新码族，并示出了每个可能的码配对的最大成对相关评估。如上所提及，新码族的码大小是N/2=2046，其对应于个不同的可能的码配对。对于每个这种码配对，存在N个可能偏移（对应于码的长度）。因此，图6是图示了来自新码族的码的给定对的最大成对相关的热映射。特别地，该图内的位置对应于所选的码的对（一个在X轴上，一个在Y轴上），而该映射在该位置处的颜色表示该对的最大相关。
在表2中总结了来自图6的结果。2046个码的所有不同组合的最大成对相关函数存 在仅三个值，即，124、128和132。换言之，最大成对互相关函数的变化跨越整个码族（仅在- 30.37 dB与-29.83 dB之间）是相当小的，并仅在四分之三的对上具有最大偶互相关系数- 30.10 dB。相比之下，伽利略E1 OS PRN序列具有最大偶互相关函数-24.49 dB
相关量值 [自然数单位] 124 128 132
相关量值 [dB] -30.37 -30.10 -29.83
相对发生率 0.04% 75.03% 24.93%
表2. 新码族的最大偶互相关量值及其发生率。
还将意识到，新码族提供了与伽利略E1 OS PRN序列相比的各种其他优势。例如，提供了仅137个伽利略E1 OS PRN序列，而新码族提供了2046个PRN码。如果卫星导航系统被本地元件（诸如伪卫星）补充，则这可以特别显著，如下面更详细描述的那样。
此外，将所有期望的伽利略E1 OS PRN序列逐比特地存储在接收机中。相比之下，可以使用仅一个所存储的SLCE序列来存储新码族，其中，根据需要且在需要时依据上面等式（9）（即时地）快速生成该族中的所有其余码。注意，该等式（9）可以被非常容易地实现在数字逻辑电路中，包括并行地同时生成给定码族内的多个（潜在地，所有）不同码。此外，所期望的是，从其生成码族的初始SLCE序列自身可以是使用上面等式（6）、（7）和（8）的数字逻辑电路实施方式来即时地生成的。这可以提供比将完整的SLCE序列存储在某种形式的存储器（例如，ROM）中更紧凑的实施方式。
尽管上面的讨论已经基于传统（偶）相关属性，但是已经提及，奇相关属性对扩频码来说也是重要的。当正在利用扩频码编码的导航数据（或其他信息信号）的比特翻转时，发生奇相关，使得扩频码的极性在相关循环的结尾处反转（使得该码不再是真正循环的）。对于第一类的代数PRN序列（包括本文描述的新码族），奇相关通常落在PRN序列的容易预测的数学属性外，并因此一般必须被在数字上研究。
如上所提及，新码族包括大量（N/2）的成员。这可以表示在卫星导航系统中需要的与137个伽利略E1 OS PRN序列相比多得多的码，比较例如关于图5A-5D讨论的4092个码片的2046个码。因此，图7呈现了根据本发明的一个实施例的用于选择用在特定应用中的新码族的子集的方法的流程图，其中，该选择基于新码族的奇相关属性。
该方法以生成新码族中的所有N/2个码的全部奇相关属性并保存到矩阵CF中开始，其中，CF的每个元素对应于特定码对（如由该元素在矩阵中的位置确定），并且，该元素的值表示该码对的最大（奇）相关。此外，对新码族的期望子集的目标大小（）进行设置。该过程现在执行直到M次迭代，其中，每次迭代表示选择具有良好奇相关的码的子集的单独尝试。
在每次迭代中，我们定义最初等于CF的矩阵，并且然后生成从删除一个或多个行/列。存在可完成这一点的各种方式，例如：通过随机地一次删除一个码（即，行和对应的列）；一次删除一个码，其中，该码包括CF中的最高当前最大相关值；随机地一次删除多个码（例如，N/2-）；基于包含高（或最高）最大相关值的那些码来一次删除多个码。在每种情况下，当已经产生目标大小（）的码的子集时，确定该迭代的最大相关是否比从任何先前迭代获得的最大相关更好（更低）。如果是，则这变为当前最佳码子集（在图7中被表示为CF(odd)best），并且在M次迭代之后，该子集表示在奇相关方面获得的最佳子集。
将意识到，图7的处理仅作为示例，并且本领域技术人员将知道许多潜在变型。例如，不是从整个族删除码，而是优化可能起始于个码的集合（即，族的目标大小），并且然后替换该码族中的一个或多个所选码，以尝试减小最大相关。该替换可以是随机执行的，或者可能基于移除子集中的具有相对高的最大相关的那些码。
图8A是与图6类似的热图（对于相同的码集合），但示出了最大奇（而不是偶）成对相关。注意，图8A中所示的最大奇相关值一般比图6中所示的最大偶相关值更高（如将期望的那样）。图8B是表示图8A中描绘的137个码的子集（与137个伽利略E1 OS PRN序列的数目相对应）的最大奇成对相关的热图。该子集是根据图7的优化过程来确定的。注意，图8B中的热图比例与图8A的热图比例相比减小，并且总体上，该码子集中的最大奇相关与全部码集合中的最大奇相关相比存在7 dB的减小（在该特定示例中）。
图9是根据本发明的一个实施例的用在卫星有效载荷中的传输系统601的高级示意框图。（将意识到，还可以在伪卫星或模拟卫星的其他这种设备中使用类似结构）。传输系统601利用基于如本文描述的PRN序列的扩频码611。在图9的实施例中，扩频码611被存储在只读存储器（ROM）610中。在一个实施方式中，可以使用读取指针，从逻辑角度将存储设备610操作为循环缓冲器，以轮转（cycle around）所存储的码序列611。
现代存储设备的特征尺寸非常小。因此，存储器610中所存储的比特可能易受宇宙射线撞击的攻击（尤其是在空间环境中）以及其他可能污染。相应地，在一个实施例中，通过纠错码（ECC）单元612来传递存储设备610的输出以保护码611的精度。ECC单元612能够检测如从存储器610读出的码611中的差错，并在一些情形中可能能够自动纠正差错（根据码和差错的特性）。本领域技术人员将从数据通信和数据存储应用（诸如卷积编码、循环冗余码（CRC）等的使用）知道许多ECC机制。存储器610足够长以存储码611的全部长度。换言之，如果码611具有（例如）4092个码片的长度，则存储器610具有至少4092个比特的容量以逐比特地存储整个码（外加用于任何冗余或ECC设施的附加存储）。
在码已经通过ECC校验612传递之后，由信道生成子系统620将其与导航数据617进行组合。该组合一般是使用某种形式的模2加法（异或）来执行的。然后，将所得到的信道传递至调制单元625，在调制单元625中，使用诸如二进制相移键控（BPSK）、二进制偏移载波（BOC）调制或任何其他调制方案之类的某种适当调制机制将其叠加在载波信号上。注意，在一些卫星系统中，可以将多个信道调制到单个载波信号上。然后，将该载波信号传递至发射机630以广播至地球。
尽管在理论上码611可以在发射之前被“硬连线”到存储器610中，但是如果存储设备610包括写能力（例如，其被实现为某种形式的可编程只读存储器（PROM）），则其相当更加灵活。例如，如果ECC校验612确实发现所存储的码611已经在根本上破坏，则存储设备610的写能力允许码的正确版本被写回到存储设备610中（码的正确版本可以从ECC单元612自身可用，或者可能必须由地面控制系统提供）。还可以存在想要更新存储器610中存储的码611的各种其他原因。例如，可能安装新码以帮助在测试阶段期间改进性能，可能在原始码遭受与某其他服务或卫星的干扰的情况下。还可能存在改变码611的商业或安全原因，前者可能提高许可收益，后者向合适地经授权的人员限制对定位信号的访问。
尽管将扩频码存储到存储设备610中一般不如LFSR的使用（诸如用于黄金码）紧凑，但是应当注意，卫星（不同于接收机）仅必须存储单个扩频码611。此外，与构造、发射和操作卫星的总体成本相比，存储设备610的成本一般极小。
在一些实施例中，不是具有作为ROM而提供的存储设备610，而是可以将码存储到特殊配置的数字逻辑中，诸如在WO 2007/101454中描述。这种类型的存储设备不具有如在传统ROM中那样的规则的存储单元结构，而是由对所存储的码来说特定的组合逻辑的定制配置形成。这可以得到更紧凑的存储设备610（尽管那时难以更新在存储设备内保存的扩频码611）。
另一种可能性是：图9的存储设备610（和ECC单元612）被提供与将LFSR用于黄金码类似的码的代数生成的数字逻辑表示的电路替换。（相比之下，WO 2007/101454的存储设备是特定码序列的数字逻辑表示，并确实与用于生成码序列的基础数学公式（如果有的话）有直接关系）。该电路然后允许根据需要且在需要时（重新）生成码序列。
图10是根据本发明的一个实施例的接收机701的高级示意框图。接收机701可以是作为独立单元而提供的，或者可以被合并到某更大设备（例如移动（蜂窝）电话、计算机、汽车或其他形式的车辆、医院病床、飞机或船、货物集装箱等）中。在操作中，接收机701包括用于接收卫星信号（诸如由卫星601发送的卫星信号）的天线715。天线715链接至解调器720，解调器720继而将传入的经解调的信号传递至信道获取和跟踪单元725。在信号的初始获取之后，跟踪单元跟随延迟和多普勒中的传入信号，并能够调整其自身。
接收机710还包括存储与新码族的生成SLCE序列u SLCE 相对应的码模式711的存储设备710。关于图9的卫星系统，存储设备710可以是作为只读存储器（ROM）而提供的，或者其可以具有某更新容量，例如被实现为可编程只读存储器（PROM）以允许例如出于商业或安全原因对码711的更新。注意，在一些情形中，存储器710可以表示可被插入到接收机701中和从接收机701移除的某种形式的可移除存储介质。例如，存储设备710可以包括智能卡（与移动电话中的SIM类似）或闪存设备。然后，这可能允许通过替换可移除存储设备来更新接收机701中的码711。另一种可能性是：设备710可能能够通过某种通信网络（诸如互联网或移动电话连接）从远程系统（例如，服务器）下载码711，以供存储在本地RAM中且从本地RAM使用。该下载可以受用户的适当授权影响，以便出于商业、安全或法律原因而限制对卫星导航系统的使用。在一些实施方式中，可以通过ECC单元（在图10中未示出）来传递来自存储器710的输出，以便如上面关于卫星系统601描述的那样执行检错和/或纠错。
然后，将码711提供给码生成单元725，码生成单元725根据上面等式（9）从生成码711生成有关的PRN码序列。在一个实施方式中，u SLCE 711的存储被实现为循环缓冲器。如等式（9）中的偏移i所定义的新码族中的每个所需码是使用两个读取指针来生成的，读取指针中的一个读取指针与另一个读取指针相比偏移i个码片。然后，使用异或（XOR）门来组合来自两个读取指针中的每一个的输出，以生成有关的码。以这种方式，可以给信道获取单元725提供有关的扩频码，使得可以从经解调的信号获取传入信道。
注意，信道获取单元可以顺序地执行信道获取，尝试一个码，然后另一个，以此类推。这种信道获取可以被认为具有单个接收信道。可替换地，信道获取单元可以具有多个接收信道，以并行地将多个码（潜在地，所有码）与经解调的信号进行相关。（大多数接收机具有比卫星导航系统的总体星座中的卫星的总数更少的接收信道，假定仅卫星的子集将在任何给定时间处可见）。码生成单元712将一个或多个码供给至信道获取单元，以如适当的那样（即，根据接收信道的数目）支持信道获取单元的顺序或并行操作。
接收信道的一般操作是：将传入的实中间频率信号转换为复基带信号。然后，将基带信号与载波数控振荡器（NCO）的输出进行混频以从信号中移除多普勒效应。接下来，将传入信号与本地扩频码（即，在接收机内存储或生成且由码生成单元712提供的码）进行相关。本地码的定时由码NCO控制。在预定时间内对该相关的结果进行积分，并且然后将其传递至DSP。这里，鉴别器和环路滤波器用相关的NCO使相应的载波环路（锁频环（FLL）、锁相环（PLL））和码环（延迟锁定环（DLL））闭合。一旦接收机已经通过识别特定扩频码的存在而锁定到传入信号中，就可以访问导航数据以识别当前对接收机来说可见的其他卫星，并因此加速其余信号的获取。这然后允许接收机在适当时确定位置信号。
注意，由于存储器710存储仅单个生成码（u SLCE ），因此这与诸如在US 2008/0246655中描述的存储码系统相比是在存储上非常显著的节约，在该存储码系统中，各种卫星所使用的所有码的全部集合被存储在接收机存储器中，例如，对于提供数据和导频信号信道的典型卫星导航系统，这总计是大约70个码，仅需要存储器710是在使用存储码系统时接收机存储器的容量的几个百分点。此外，与卫星传输系统610一样，可以通过使用诸如在WO 2007/101454中描述的组合数字逻辑表示来使存储器710进一步紧凑。可替换地，存储设备710可以被提供与用于黄金码的LFSR的使用类似的码序列u SLCE 的代数生成的数字逻辑表示的电路替换。该电路然后允许根据需要且在需要时（重新）生成码序列u SLCE 。
已经主要在卫星导航系统（无线电卫星导航系统）的上下文中描述了本文公开的新码族。码还可以用在这种系统的本地元件中，该本地元件有时被称为可能操作于脉冲或连续传输模式的伪卫星。这些是例如机场处的本地定位系统，其通常补充来自卫星导航系统的定位信号以提供附加位置信息。每个伪卫星发送其自己的PRN序列，该PRN序列可以是与卫星导航系统中的各种卫星所使用的PRN序列的集合来自相同码族的另一个码。因此，伪卫星的使用增加了从具有适当相关属性的给定码族需要的潜在码的数目。此外，本文公开的码族还可以适用于一般CDMA通信，例如，如在许多陆地应用中使用的CDMA通信。
此外，已经主要在包括单个码的信号的上下文中描述了本文公开的新码族。然而，这些新码族还可以用在分级码中，例如，作为包括主码和辅码的分级码中的主码和/或辅码。此外，码可以用在能够从多于一个卫星导航系统（例如，从伽利略和从GPS二者）接收信号的接收机中。
综上所述，尽管本文已经描述了多种实施例，但是这些实施例仅作为示例而提供，并且这些实施例上的许多变型和修改对本领域技术人员来说将是显而易见的且落在本发明的范围内，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (18)

1.一种用在包括多个发射机的导航系统中的接收机，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号，所述接收机包括：
码模块，用于供给与相应多个发射机相对应的多个伪随机噪声（PRN）序列；以及
相关器，用于将由所述码模块供给的伪随机噪声（PRN）序列与传入信号进行相关；
其中，所述多个伪随机噪声（PRN）序列基于单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列u SLCE ，被表示为u i 的所述多个伪随机噪声（PRN）序列中的每一个满足下式：，其中指示逐元素二进制异或加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，其中存在多至N/2个伪随机噪声（PRN）序列，其中N是伪随机噪声（PRN）序列的长度，并且其中多个伪随机噪声（PRN）序列包括N/2个伪随机噪声（PRN）序列的子集，所述子集被选择为提供奇相关的良好相关属性。
2.根据权利要求1所述的接收机，其中，多个伪随机噪声（PRN）序列具有偶数长度，所述偶数长度等于素数减1。
3.根据权利要求1或2所述的接收机，其中，多个伪随机噪声（PRN）序列中没有一个具有大于4的平衡。
4.根据权利要求3所述的接收机，其中，所有多个伪随机噪声（PRN）序列具有平衡0。
5.根据前述任一权利要求所述的接收机，其中，u SLCE 是从素数p的原根元素导出的，并且所述多个伪随机噪声（PRN）序列的最大相关量值由给出，其中N=p-1。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的接收机，其中，u SLCE 是从素数p的原根元素导出的，并且所述多个伪随机噪声（PRN）序列的最大相关量值由给出，其中N=p-1。
7.根据前述任一权利要求所述的接收机，其中，所述码模块包括用于从u SLCE 即时生成所述多个伪随机噪声（PRN）序列的数字逻辑电路。
8.根据权利要求7所述的接收机，其中，u SLCE 被存储在只读存储器（ROM）中。
9.根据权利要求7所述的接收机，其中，所述码模块包括用于根据西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼序列的数学属性即时生成u SLCE 的数字逻辑电路。
10.一种操作用在包括多个发射机的导航系统中的接收机的方法，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号，所述方法包括：
在所述接收机处接收传入信号；以及
将所述传入信号与多个伪随机噪声（PRN）序列进行相关；
其中，所述多个伪随机噪声（PRN）序列基于单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列u SLCE ，被表示为u i 的所述多个伪随机噪声（PRN）序列中的每一个满足下式：，其中指示逐元素二进制异或加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，其中存在多至N/2个伪随机噪声（PRN）序列，其中N是伪随机噪声（PRN）序列的长度，并且其中多个伪随机噪声（PRN）序列包括N/2个伪随机噪声（PRN）序列的子集，所述子集被选择为提供奇相关的良好相关属性。
11.用在包括多个发射机的导航系统中的装置，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号，所述装置包括：
码模块，用于供给伪随机噪声（PRN）序列；以及
发射机模块，用于发送所述伪随机噪声（PRN）序列；
其中，所述伪随机噪声（PRN）序列是根据下式来生成的：，其中，u SLCE 是单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，并且，通过选择i的不同值，不同发射机具有不同的相应伪随机噪声（PRN）序列，其中存在多至N/2个伪随机噪声（PRN）序列，其中N是伪随机噪声（PRN）序列的长度，并且其中多个伪随机噪声（PRN）序列包括N/2个伪随机噪声（PRN）序列的子集，所述子集被选择为提供奇相关的良好相关属性。
12.根据权利要求11所述的装置，其中，所述装置包括卫星。
13.根据权利要求11所述的装置，其中，所述装置包括伪卫星。
14.一种操作用在包括多个发射机的导航系统中的装置的方法，每个发射机发送包括与相应发射机相对应的伪随机噪声（PRN）序列的定位信号，所述方法包括：
将伪随机噪声（PRN）序列供给到所述装置中的发射机模块；以及
从所述发射机模块发送所述伪随机噪声（PRN）序列；
其中，所述伪随机噪声（PRN）序列是根据下式来生成的：，其中，u SLCE 是单个西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，并且，通过选择i的不同值，不同发射机具有不同的相应伪随机噪声（PRN）序列，其中存在多至N/2个伪随机噪声（PRN）序列，其中N是伪随机噪声（PRN）序列的长度，并且其中多个伪随机噪声（PRN）序列包括N/2个伪随机噪声（PRN）序列的子集，所述子集被选择为提供奇相关的良好相关属性。
15.一种生成用在包括多个发射机的导航系统中的伪随机噪声（PRN）序列集合的方法，每个发射机发送与相应发射机相对应的定位信号，其中，每个定位信号包括伪随机噪声（PRN）序列集合中的一个伪随机噪声（PRN）序列，所述方法包括：
提供西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列u SLCE ；
根据下式来生成所述伪随机噪声（PRN）序列集合中的每个伪随机噪声（PRN）序列：，其中指示逐元素二进制异或加法，并且T i 指示i个码片的循环移位；以及
进一步包括执行下述优化过程，其中针对所述伪随机噪声（PRN）序列集合选择伪随机噪声（PRN）序列，使得伪随机噪声（PRN）序列集合提供奇相关的良好相关属性。
16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：将伪随机噪声（PRN）序列集合选择为使得每个伪随机噪声（PRN）序列具有平衡0。
17.一种在其中并行执行多个传输的通信系统，所述多个传输中的每一个是使用包括伪随机噪声（PRN）序列集合中的不同的一个伪随机噪声（PRN）序列的扩频码来编码的，其中，所述伪随机噪声（PRN）序列集合中的每个伪随机噪声（PRN）序列由下式指定：，其中u SLCE 表示西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，其中存在多至N/2个伪随机噪声（PRN）序列，其中N是伪随机噪声（PRN）序列的长度，并且其中多个伪随机噪声（PRN）序列包括N/2个伪随机噪声（PRN）序列的子集，所述子集被选择为提供奇相关的良好相关属性。
18.一种用在在其中并行执行多个传输的通信系统中的方法，所述多个传输中的每一个是使用包括伪随机噪声（PRN）序列集合中的不同的一个伪随机噪声（PRN）序列的扩频码来编码的，其中，所述伪随机噪声（PRN）序列集合中的每个伪随机噪声（PRN）序列由下式指定：，其中u SLCE 表示西德尔尼科夫/朗佩尔/科恩/伊士曼（SLCE）生成序列，指示逐元素二进制异或加法，并且T i 指示i个码片的循环移位，其中存在多至N/2个伪随机噪声（PRN）序列，其中N是伪随机噪声（PRN）序列的长度，并且其中多个伪随机噪声（PRN）序列包括N/2个伪随机噪声（PRN）序列的子集，所述子集被选择为提供奇相关的良好相关属性。
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