CN101802634A - Gnss信号处理器 - Google Patents

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Abstract

一种用于GPS或其他GNSS无线电定位系统的信号处理器，其包括与码NCO同步地用采样级(35)生成的采样来填充的RAM预相关缓冲器(37)，该采样级(35)的采样速率由根据旨在捕获的卫星的多普勒频移来设置的可编程振荡器(350)管控。由此缓冲器中所有的采样对齐是固定的。该设备还包括振幅压缩器(36)，其用于限制缓冲存储器的大小并且被优化成以能被实时处理而无需中间缓冲器的小阵发的形式向随后的DFT单元(60)提供数据。由于这些特征，该处理器限制了快速中间存储器的量、变得更简单并且具有更低的功耗。

Description

GNSS信号处理器
发明领域
本发明涉及卫星无线电定位接收机，尤其涉及但并不仅限于适配成接收和处理由诸如举例而言GPS、GLONASS或者Galileo系统或其他全球导航卫星系统(GNSS)的卫星之类的地理定位卫星的星座生成的无线电定位信号的无线电定位接收机。本发明还涉及适配成处置由合适的RF接口提供的无线电定位信号、并且能被嵌入专用GNSS装置或者诸如举例而言通用计算机、PDA或者蜂窝电话之类的另一主机系统中的信号处理器单元。
相关技术描述
全球导航卫星系统(GNSS)一般包括由美国运营的全球定位系统(GPS)、由俄罗斯联邦运营的全球轨道导航卫星系统(GLONASS)以及将由欧盟建立的已立项的Galileo定位系统。
为简单化，以下描述和示例将经常仅述及GPS接收机。然而，应该理解，本发明不必限于这样的接收机，而是也包括所有的GNSS源并且可被扩展到本发明所适用的其他未来的无线电定位系统。
GNSS无线电信号位于无线电频谱中1GHz以上的部分中，在地面处具有-120dBm量级或以下的功率电平，并且一般是由在接收机中用于定位和导航的伪随机码二进制序列调制的直接序列扩频信号。卫星无线电定位设备的一般工作机能是公知的并将在描述中被简要概述。还以申请人的名义对国际专利申请WO06069489和WO05003807以及对欧洲专利申请EP1198068和EP16121054进行引用。
诸如GPS(全球定位系统)、GLONASS或Galileo之类的卫星无线电定位系统依赖接收来自数颗轨道卫星的无线电信号广播并使用包含在这些信号中的信息来确定从接收机到每一颗接收到的卫星的距离或者射程。卫星的轨道是已知的，因而随后能够几何地确定绝对时间以及该GPS接收机的位置。
在本发明的上下文中，术语“接收机”和“GPS接收机”可以指完整的自含式接收机设备，但也可以指包括在复杂实体中的模块，例如蜂窝电话、汽车报警器、PDA(便携式数字助理)中的GPS模块等。以上术语还可以指可借助例如GPS PC卡之类的适当总线来与宿主设备相连接的可插模块。
在本发明的上下文中，术语“接收机”和“GPS接收机”还应当被理解为包括被安排用来实现如上面所定义的完整GPS接收机或完整GPS模块的一个或更多个集成电路。
以下描述绝大部分涉及GPS全球定位系统。然而，本发明并不被限定于这种特定的系统，而是还可在用于例如GLONASS系统或者Galileo系统之类的基于相同原理的无线电定位系统的接收机中。
在原始GPS无线电定位系统的情形中，亦被称为空间飞行器(SpaceVehicle)或SV的每一颗工作GPS卫星以两个载波频率发射导航无线电信号，这两个载波频率分别被称为“L1”和“L2”并坐落于1572.42MHz和1227.60MHz处。L1和L2载波由称为C/A(粗捕获)码和P(Y)码的两个数字测距码序列来调制，其中后者大多被限于美国政府和军事使用。
由商用GPS接收机使用的C/A码被调制在L1和L2载波中。对于每颗GPS卫星而言唯一性的C/A码是包括1023比特或即“片元(chip)”的重复的、具有1.023MHz跃迁率的伪随机Gold码并常被简称为PRN。因此，C/A码每毫秒重复自身一次。这些测距码序列被同步到共同的精确时间基准-“GPS时间”，后者由每颗卫星机载的精确时钟保持，并且被同步到主时钟。用C/A码来进行PSK调制的效果是使经调制信号的频谱扩展到1MHz的带宽上。
其他无线电定位系统，例如提案的Galileo系统以及对GPS系统的提案扩展也采用基于同步到共同的绝对时间标准的测距码的类似或等效的信号结构。
L1和L2载波两者还携带50bps的导航消息-NAV码。该导航消息包含作为时间、时钟校正、以及大气数据的函数的GPS卫星坐标连同其他信息。通过在每当NAV位为“1”时倒置C/A码的逻辑值、并且在其他情况下使任其保持不变来编码NAV消息。
GPS信号在地球表面上的信号强度标称为-130dBmW，该值在每当天空的视野受阻并且尤其是在建筑物内时会进一步衰减。其他卫星导航系统提供强度相当的信号。这样的电平远在噪声本底以下，由此该信号仅能通过使用统计技术来接收。
为了捕获这些码并且执行位置锁定，GPS接收机对每颗接收到的卫星生成C/A码即PRN码的本地副本，该本地副本被调节到以接近1.023MHz的频率运行的本地NCO。随后，该码被时移，在接收机的相关(correlation)引擎中与收到信号进行相关，并且对根据噪声电平可以更长或更短的时间进行积分，直到对某个时移值获得相关值的峰值，该峰值取决于接收机与卫星之间的距离。
达成最优相关所需的时移量或即伪距指示卫星与GPS接收机之间的距离。GPS的内部时钟通常受到关于GPS卫星时钟的大误差的影响。为了解决此误差，GPS接收机必须捕获至少四颗卫星以提供包括三个空间坐标x、y、z和时间t的位置锁定。
当搜索GPS空间飞行器(SV)时，必须在三维搜索域中进行搜索，其中这些维度是SV-Id、多普勒(Doppler)、和码相位偏移。假定我们没有用来初始化该搜索的信息，那么我们不得不假设如下最差情形：我们将不得不在整个搜索空间上执行针对一个或更多个SV的全搜索，直到我们定位到SV来提供计时基准，在其他情形中我们可能已经知道了能用来减小搜索空间的计时和位置。一旦进行了足够数目的相关，就会找到峰值，另一方面，在“跟踪”状态中，系统只要跟随峰值的漂移，这实行起来通常难度或延迟较小。
为了加快捕获状态，许多接收机采纳大规模并行架构，在其中接收机的相关引擎包括大量相关器以并行地探索时移和多普勒频率的若干组合。在典型的情形中，相关引擎能够用数千种码相移/多普勒频率组合来执行传入信号的相关。
许多已知的并行搜索引擎通过在存储器中记忆源数据并且随后在时域中以比SV所提供的数据率更高的频率处理此数据来达成高计算速度。这些并行搜索引擎表现为利用了gold码长度为1023＝11*3*31个片元并且作为这些质数的函数来分配资源，例如缓冲源数据的31个片元并且为在数个信道之间分配的33种码相位/多普勒组合来对照此输入缓冲器执行相关。
所有这些架构都遭受以基准时钟频率来采样数据、为“理想的”码率进行补偿以及以此码率的某个倍数来缓冲采样的缺点。
已知的并行相关器的另外的局限性在于，不得不根据相关器中的NCO振荡器的值来偏移所记忆的采样。这需要专用电路体系，其通常涉及基于大寄存器的缓冲器以及复杂的采样导向逻辑，这会消耗功率并占据硅片空间。
另外，已知的并行GPS相关器产生偏相关结果的短阵发，在进一步处理能得以发生之前，这些短阵发不得不被存储在中间缓冲器中。这种管线输送是另一个造成功率消耗和成本的原因。作为比较，在已知的大规模并行架构中，相关与DFT引擎之间的中间缓冲器代表着设备中最大且较快的存储器。
已知的GPS相关器在输入数据中使用降采样，即它们以低于相关频率的频率对输入数据进行子采样、并在采样缓冲器的输出上进行内插。这限制了相关级的性能和效率。
发明概述
本发明的目的在于提供一种用于GNSS处理器的克服了现有技术局限性的改进的相关器。具体地，本发明旨在提供一种比具有等效性能的已知处理器更简单、更经济并且消耗功率更少的GNSS大规模并行处理器。
本发明进一步的目的在于提供一种需要更少中间缓冲器并且不需要复杂的采样偏移电路体系的处理器。
这些目标是由包括权利要求1的特征的新型大规模并行处理器达成的。本发明的处理器基于在相关引擎之前对数据的提前缓冲，该相关引擎则被安排以高速处理这些数据。通过调节所有各级的吞吐量，整个架构被优化以避免中间存储。
附图简述
借助对作为示例给出的并且由附图解说的实施例的描述将更好地理解本发明，附图中：
图1以简图形式再现了适于实现本发明的GNSS接收机的架构。
图2给出了GPS相关引擎的可能实现的简图。
图3图解了根据本发明的一个方面的动态压缩操作。
图4示出了根据本发明的一个方面的基线扣除方案。
发明实现模式的具体描述
图1简要地表示了通用GNSS设备10的布局，该通用GNSS设备10包括允许与自不同GNSS卫星辐射而来的无线电信号耦合的一个或更多个天线30。
根据图1，本发明的无线电定位设备10包括RF接收机或射频模块40，其功能是处理由天线30接收的来自无线电定位卫星的信号。射频电路包括单转换或多转换外差无线电接收机并且在其输出47处提供低频的导航信号，如模拟或数字的基带信号，或者低IF(中频)信号，例如在4.092MHz的低IF信号。
根据所接收到的卫星星座的调制方案，输出45将包括该信号的若干个角分量。在GPS的情形中，例如，需要两个移位达90°的分量，它们按常规被称为I(同相)分量和Q(正交)分量。其他调制方案，例如为Galileo系统所提议的调制要求两个以上角分量。
RF模块40被连接到主时基发生器55，后者为无线电定位设备10提供稳定的时基基准，例如32.734MHz的时基。由于时基发生器55必须相当精确和稳定才允许捕获和跟踪GPS信号，因而它一般包括高质量的温度补偿晶体振荡器或即TCXO。
RF模块40的输出47被馈送至亦称为伪距引擎50的信号处理器50，后者进而向RF电路40提供控制指令46。伪距引擎50的功能是解扩接收自卫星的信号，这通过为每颗接收到的卫星生成调制码(在商用GPS接收机的情形中为C/A码)的与收到信号精确时间对齐的本地副本来实现。由伪距引擎50生成的码移位或者伪距77被传送给导航引擎1060，后者演算位置和时间坐标x、y、z、t的锁定。该导航引擎还藉由恰适的搜索指令78来导向伪距引擎50。位置锁定通常由迭代的Kalman滤波器或者藉由其他已知手段来获得，并且导航引擎可能需要跟随伪距数据77若干个码周期直到找到满意的解。
优选地，伪距引擎50和RF模块40被实现为两个分开的集成电路或者实现为单个共同的集成电路。
在本发明的所解说的变形中，导航引擎1060是主机系统100的一部分，该主机系统还包括应用导航软件1070以及用于与用户交互的恰适外围设备1080。在此情形中，本发明的无线电定位设备10是该主机系统的扩展，例如呈用于蜂窝电话、PDA、游戏控制台、个人计算机或任何其他合适的主机设备的扩展卡或模块的形式。然而，本发明也包括将导航引擎、应用软件和外围设备与RF模块和伪距引擎一起纳入的自立装置。在此情形中，导航引擎1060的功能以及伪距引擎50的功能可被便利地群聚到单片设备中。
在多标准GNSS无线电定位设备的情形中，接收到的卫星可以属于若干卫星星座，例如属于GPS、Galileo或者GLONASS星座，并且在若干无线电频带中发射。
本发明的优选实施例具有用于执行相关的电路体系元件或者其软件等效物。当被分解为抽象的个体单元时，此类元件可参照基于抽头移位寄存器的经典相关架构被称为“抽头”。然而，必须记住，本发明并不被限定于此特定的架构，并且术语“抽头”在此处指抽象的相关单元，其被安排成产生相关值并且还可部分或者全部在软件中实现。
根据图2，本发明的GNSS处理器包括载波擦除级，该载波擦除级包括混频器322以及本地振荡器，并且如在本领域中已知的那样从数字采样移除估计的或已知的载波以提供基带信号。此类载波擦除电路通常由数个不同的相关器共享。该处理器还包括至少一个采样级35，其用于将基带信号中剥除了载波的数据记录在预相关缓冲器37中。该采样级由码NCO 350来时钟控制，码NCO 350的速率例如由CPU(未示出)根据旨在捕获的卫星的多普勒频移来控制。因此，缓冲器37中的预相关采样是以片元为单位被自动采样的，并且可以免除为容适SV的多普勒频移所需的采样对齐逻辑。
由于每个SV具有独立的且不同的多普勒频移，因此本发明的处理器优选包括多个码发生器即码NCO 350以及预相关缓冲器37。这种关于SV的资源并行化为GNSS处理器的处理能力作出贡献。
根据本发明的另一方面，藉由压缩单元36，预相关缓冲器中的信号的动态范围得以被压缩。以此方式，可以达成宝贵的存储器节省，而其对相关结果的影响是可忽略的。例如，对剥除了载波的信号取20Hz的采样速率，并且假设每个剥除了载波的采样由(-3，-2，-1，0，1，2，3)值(编码成3位)之一来表示，还假设在预相关缓冲器中将它们积分到1/2的片元采样，那么可以看到在全线性模式中，这样的预相关缓冲器应当存储[-30，30]范围中的值。
预相关缓冲器中的值是根据钟形曲线260分布的，并且如例如图3中所示的那样，例如以0为中心并且具有快速减小的尾部。统计上，非常少数的采样将落入尾部，并且如果落在分布的尾部中的那些值被误呈，要被执行的相关的结果将不会显著变化。
相应地，本发明可包括压缩单元36以压缩预相关信号的动态，优选地藉由线性比例缩放函数或者藉由非线性压缩函数来实现。根据一个可能的解说示例，压缩单元36对高于预定义上阈和低于预定义下阈的结果值信号进行裁剪。在被呈示在相应的阈值处时，超过上阈和下阈的值被丢弃，在裁剪之前，可随意任选地使用振幅线性比例缩放。图3示出了在全线性表示中预相关采样的理论分布260、比例缩小的采样的分布261以及在应用了饱和算子之后的采样的分布265(打了阴影)。
其他压缩系统也是可能的并且包括在本发明的范围中。该压缩单元可使用例如双线性响应或恰适的对数响应或者如现有技术中所知的任何非线性压缩函数。随后，预相关缓冲器的动态范围能被减小，在存储器大小上有相应的节省，而对搜索引擎的性能没有不良影响。
优选地，本发明的处理器还包括偏置单元33，其在操作上被安排成将存储在预相关缓冲器中的值编码成总是非负的或者总是非正的数字型数，例如通过向数据加上固定的偏置来实现。包括相关器50在内的所有后续级被适配成处理此无符号格式的数字数据。
在本发明的处理器中使用非负值允许逻辑结构更加简单，由此硅片面积得以减小，结果有更好的布线。如果使用无符号的整数，那么与常规相关器相比，本发明的相关单元中对计时的要求更为宽松。除了就其本身而言有利以外，这些特征还进一步对功率节省作出贡献。
根据本发明的另一个未示出的变形，在相关器50之后，通过向剥除了码的数据加上固定偏置来获得等效的数据偏置。在此情形中，有符号数据被存储在预相关缓冲器37中。
尽管在GPS信号中使用的gold码的长度为1023个片元，但是本发明的处理器通过在码发生器39(图2)中进行合适的适应性修改来优选地将该gold码作为1024个片元的序列来对待。由此，预相关数据能在RAM中被高效率地存储和检索。
再次参照图2，SV信号需要对码和载波多普勒两者进行补偿，然而，因为载波速率是码多普勒的1540倍，所以只要数据是在实际码多普勒的几十mHz以内被采样的，那么对于绝大多数实用目的，并且尤其是在相关器50中，由码多普勒引起的损失能被忽略。
存储在预相关缓冲器37中的数据以高速在相关器50中与由码发生器39生成的本地副本码相关。优选地，ach相关器藉由复用器45对由若干独立通道30提供的数据进行操作，其中每个通道专用于捕获一个确定的SV。相关器的输出被馈送至DFT引擎60以增加对于每个相关的频率搜索空间。这对于对照码多普勒的最大搜索时间强加了一些约束以限制由于副本码对照实际码逐渐偏移而引起的增益损失。一直到约1/3片元偏移仍可能通过DFT来有用地累加结果。另外，DFT中在更远离中心频率的线上有损失，所以DFT被限于例如8线。
为了改善管线输送，相关器50被设计成每4us向DFT引擎提供相关数据集合，这是使得DFT无需中间缓冲器也能够实时地进行处理的速率。
再次参照图2，DFT单元60提供既有实部(I)也有虚部(Q)的相干积分值。这些值优选经由相干存储器缓冲器65馈送至振幅处理器70，后者演算绝对相关值并在非相干积分缓冲器80中累加结果。由于相关值的振幅按定义是非负值，因而非相干积分缓冲器中的数据是时间的非递减函数。优选地并根据本发明的另一方面，振幅处理器70从非相干积分数据中扣除基线值并仅将超过该基线的部分存储在缓冲器80中。以此方式，存储在缓冲器中的数据更小，由此可减小缓冲器80的大小和功耗。
根据本发明的随意任选的特征，相关器50的输出在馈送至DFT引擎60之前，先由恰适的比例缩放单元(未示出)比例缩小，以减少DFT引擎60中的存储器要求。
图4图解了根据本发明的此方面的基线扣除的示例。存储器区域81包含用来为GNSS接收机中合意抽头集合存储相干积分结果的多个存储器寄存器。在捕获期间，用由振幅模块70提供的新振幅值即相干积分的相关来周期性地更新存储器区域81。
振幅模块70演算由相干积分数据提供的I、Q数据的绝对值(或者等效地，I、Q数据的平方)并可随意任选地在预比例缩放器82中将数据除以预定义的比例缩放因子，以提供给非相干积分的增量值186。
根据本发明的优选方面，振幅模块70包括从振幅数据扣除偏移值的偏移扣除单元89。这些偏移值被独立地求和并存储在偏移累加器88中，而各体抽头振幅则在非相干积分存储器81中被累加。在每个相干积分循环重新演算偏移值，例如，作为所有被考量的抽头中的最小振幅，但其他选择也是可能的。非相干存储器81和偏移累加器88两者都CPU(未在图中示出)均可用，CPU在需要时能够容易地将它们重新组合以获得累加的振幅。
图4的布置的优点在于，存储在存储器区域81中的数据在量级上并不随非相干积分的累进而线性增长。确切而言，通过为偏移选取合适的值，存储器区域81应当仅存储非相干积分值的分布中的差分值。图3的模块70由此实现对非相干积分数据的压缩，因为小的值能用减少的位数来表示。
现在，我们将提供根据本发明的处理器的实现的详细示例。我们希望演算由本地伪随机噪声发生器(PRNG)生成的gold码与存储在预相关缓冲器37中的数据采样集合之间的相关性。
令p为数据采样集合与来自PRNG的副本码之间的相位差，令Tp(抽头p)为在相位p处该数据与副本码之间的相关性，令Sn为从采样缓冲器的开头起偏移n处的采样，并且令Cn表示从码边界起的码采样n。假设该码周期性地重复，则我们能如下来演算M个数据采样上的相关性：
T p = Σ n = 0 M - 1 S ( p + n ) · C n
为了减少数据管线宽度以及累加器逻辑，我们需要使用更小的数据管线并且在数个步骤中重复累加来迭代地计算该相关性。假设我们将数据管线的宽度W选为在单个循环内能够处理的采样的数目，那么我们可以在M/W个循环中计算出此相关性。
T p = Σ I = 0 M / W Σ n = 0 W - 1 S ( p + n + I · W ) · C ( n + I · W )
现在假设我们想要演算从抽头Tp开始的K个毗连的抽头，我们把这些抽头编号为Tp到T(p+k)，0≤k≤K-1，那么对于T(p+k)我们得到下式：
T p + k = Σ I = 0 M / W Σ n = 0 W - 1 S ( p + n + I · W + k ) · C ( n + I · W )
从该式可见，在任何循环中，相关器需要码采样Cnc，其中
(I·W)≤nc≤(((I+1)·W)-1)
以及数据采样Sns，其中
(I·W+p)≤ns≤((I·(W+1))+K+p-1)
假设我们的数据缓冲器被实现在RAM中以减少功率和逻辑，那么对在任何循环中能提供的采样的范围会有约束，并且我们能通过在启动之际偏移此码的相位来对此进行补偿。另外，可以看到，绝大多数的数据采样在2个相关循环中被要求用到。
现在，对于实际的实现而言，我们可选择硬件要求导向的技术和合适的时钟控制计划。
例如，假设要求的抽头间隔为1/2 uS并且我们的码片元速率为1us，那么我们选择合适的最大时钟频率72MHz，我们现在必须选择数据管线宽度。
例如，我们为相关选择4us的重复率并且随后可为该相关分配288个循环，由于码长为2046个采样(M＝2046)，因而我们选择在256个积分循环中每时隙处理8个码相位(W＝8)。同样，由于我们想要覆盖整个码纪元，即2046个抽头，因而我们要求产生(2046/8)即每时隙8个码抽头(K＝8)。然而很清楚，其他M/N组合视情况也将是可能的。
将这些代入上面诸式，相关的每个循环将需要8个码采样和15个数据采样；然而，我们可将码采样减少到4个，因为该码的长度为1023个片元，所以每个码片元提供2个码采样。
由此，在循环(i)中，我们需要码采样C(8i)到C(8i+7)以及数据采样S(8i+p)到S(8i+p+15)。
在循环(i+1)内，我们需要码采样C(8i+8)到C(8i+16)以及数据采样S(8i+p+8)到S(8i+p+23)。
用于每个循环的码是唯一性的，但是用于每个循环的数据会交叠，从而使得数据采样S(8i+p+8)到S(8i+p+15)在循环(i)和(i+1)中被用到，这允许我们在相关器中本地缓冲这些数据采样并将每个循环中所提供的新数据采样的数目减少到只有8个。
这还要求有载入首8个采样并且不执行相关的初始加载循环，后续的循环执行相关，但这会导致码相位未对齐，此码相位未对齐是通过将码相移关系p与由实现定义的恒定偏移一起应用到该码来调节的。
现在，我们有能够每4us产生8个毗连码相位上的8抽头的相关的数据路径，并且重复其256次将每1ms产生2048抽头的数据。
只要数据采样总是与码率同步，这就能很好地工作，但是我们对照其来进行相关的实际gold码的长度为1023个片元或即2046个采样，结果抽头0将在第一时隙(时隙0)中在相关器输出0上产生并且随后再次在第256个时隙(时隙255)中在第7个相关器输出上产生，从而导致在下一ms的时隙0中产生抽头2到9。
当这些抽头要被缓冲并且后处理时，这并不是问题，然而，我们希望累加这些相关结果并使用DFT引擎来处理它们以获得更宽的多普勒搜索范围，而为了能在无需缓冲的情况下实现此目的，优选使每个抽头相位总是对齐在相同的相关器输出上。
为了达成此目的，我们可以简单地在末时隙结束时对该码施加相移以在下一ms周期中重新对齐这些码，这导致产生2048个抽头并且最后两个抽头被丢弃，因为这两个抽头是头两个抽头的重复。
一般而言，本发明的某些实施例预见到了在每个码周期结束时向码发生器引入相移，以使本地副本码与预相关缓冲器37中的数据时间对齐。这是有利的，因为处理器由此能被定维成2的幂的“自然”大小，即使PRN码不具有2的幂的长度亦是如此，正如用在GPS中的长度为1023个片元的gold码那样。
为了简化数据管线，以使得数据总是正确对齐，使数据采样在输入缓冲器中总是正确对齐是非常重要的，这已通过使用与针对码多普勒调节的码NCO同步地填充的预相关缓冲器级达成的，其确保了对于无限的时间，数据采样被正确对齐并且相关可在无需任何进一步对齐的情况下无限地进行，这在硬件简化和功率减小方面具有巨大的好处。
既然我们已选择了数据管线架构，显然我们需要为每个相关提供256个数据集合，所以我们相应地将数据采样缓冲器存储器的宽度设为8个采样，并且将相关引擎配置成产生所要求的抽头，然而，为了产生所有8个抽头，我们需要2046+7个数据采样，这需要在输入数据缓冲器中有257个条目。
为了简化硬件，我们可将数据缓冲器设计成深度为256个条目并且将管线设计成使最老的数据采样被首先读取并被传递给相关器后再用新数据来盖写，随后执行进一步的256个读取，从而产生所要求的257个数据集合。
由于这暗示了我们在每个相关时隙中丢弃数据采样集合，因而我们意识到每个时隙的最老数据采样方便地与前一时隙具有8个采样(抽头)的相移，因此我们可以使用该最老的数据以及与在前时隙完全相同的码相位来开始每个相关。
那么，在ms内的所有相关都已完成之后，我们需要为接下来的ms周期将该码相移2个采样，以在下个ms周期中提供合意的抽头对齐。
根据优选的变形，本发明的信号处理器在输入缓冲器中不使用降采样，即处理器以由码NCO振荡器350决定的速率对输入进行采样，以相同速率将这些采样乘以载波信号，随后以相同的码NCO速率累加所有存储累加结果的采样。
根据此变形，码发生器实际上在每个码周期结束时并不产生码相移，由于采样数据被移位，因而其在信道状态机的控制下周期性地插入码相移，但这实际上每ms发生一次，而不是在每个码周期结束时发生，因为各时隙之间采样数据相位上的变化与在该时隙中相关所覆盖的码相位窗完全相等。

Claims (17)

1.一种用于GNSS数字信号的信号处理器，所述GNSS数字信号包括接收自无线电定位卫星的扩频无线电定位信号，每颗卫星发射由已知的PRN码调制并且具有多普勒频移和码相移的无线电定位信号，所述信号处理器包括：
至少一个采样级(35)，其包括由可编程振荡器(350)驱动的、用于生成具有可编程历时的数个采样的累加装置以及一个预相关缓冲器存储器(37)，其中所述可编程历时是由所述可编程振荡器(350)的输出决定的，所述可编程振荡器(350)能根据旨在捕获的卫星的多普勒频移来设置，所述一个预相关缓冲器存储器(37)被安排成存储由所述采样级产生的采样序列，
至少一个相关器引擎，被安排成将所述预相关缓冲器中的所述采样与所述PRN码的多个本地副本相关并生成多个相关值，其中每一副本具有相移。
2.如前述权利要求中任一项所述的信号处理器，其特征在于，还包括至少一个载波擦除单元(325，322)，用于从所述GNSS信号中移除载波分量并提供剥除了载波的GNSS信号，其中所述采样级对所述剥除了载波的GNSS信号敏感。
3.如前述权利要求中任一项所述的信号处理器，其特征在于，还包括压缩单元(36)，所述压缩单元(36)根据线性或非线性压缩函数对所采样的信号起作用以减小其动态范围。
4.如前述权利要求中任一项所述的信号处理器，其特征在于，还包括偏置单元(33)，所述偏置单元(33)在操作上被安排成将存储在所述预相关缓冲器中的值编码成总是非负的或总是非正的数字型数。
5.如前述权利要求中任一项所述的信号处理器，其特征在于，还包括至少一个码发生器(39)，所述码发生器(39)生成所述PRN码的所述本地副本，其中所述码发生器(39)被安排成在每个码周期结束时在所述码中引入相移。
6.如前述权利要求中任一项所述的信号处理器，其特征在于，还包括DFT引擎(60)，所述DFT引擎(60)连接在所述相关引擎的输出上并被安排成产生安排在数条多普勒频移线上的多个相关抽头。
7.如权利要求6所述的信号处理器，其特征在于，所述相关引擎(50)以能够由所述DFT引擎(60)实时处置的速率来产生数据。
8.如权利要求6所述的信号处理器，其特征在于，还包括比例缩放单元，所述比例缩放单元用于比例缩小由所述相关单元(50)生成并被馈送至所述DFT引擎(60)的相关值。
9.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，还包括振幅模块(70)、非相干积分存储器(81)以及偏移扣除单元(89)，其中所述非相干积分存储器(81)被安排成累加所述振幅模块(70)的输出，所述偏移扣除单元(89)被安排成从自所述振幅模块(70)生成的振幅数据扣除共同的偏移。
10.一种用于GNSS无线电定位信号的处理方法，包括以下步骤：
生成或接收剥除了载波的GNSS信号，所述GNSS信号包括接收自无线电定位卫星的扩频无线电定位信号，每颗卫星发射由已知的PRN码调制的并且具有多普勒频移和码相移的无线电定位信号，
根据可编程振荡器对所述剥除了载波的GNSS信号进行采样，所述可编程振荡器是根据旨在捕获的卫星的多普勒频移来编程的，以及将如此获得的采样存储在一个预相关缓冲器存储器中，
将所述预相关缓冲器中的采样与所述PRN码的多个本地副本相关并生成多个相关值，其中每个副本具有相移。
11.如权利要求9所述的处理方法，其特征在于，还包括压缩所述预相关缓冲器中的数据的动态范围的步骤。
12.如权利要求中10至11中任一项所述的处理方法，其特征在于，还包括将存储在所述预相关缓冲器中的值编码成总是非负或总是非正的数字型数的步骤。
13.如权利要求10至12中任一项所述的处理方法，其特征在于，还包括在每个码周期结束时生成所述PRN码的在码中具有相移的本地副本的步骤。
14.如权利要求10至13中的任一项所述的处理方法，其特征在于，还包括对所述相关值应用DFT运算以获得安排在数条多普勒频移线上的多个相关抽头的步骤。
15.如前述权利要求中任一项所述的处理方法，其特征在于，还包括计算所述相关抽头的振幅值的步骤，以及在扣除了共同的偏移振幅之后在非相干积分存储器区域(81)中对所述振幅进行积分的步骤。
16.如权利要求1至9中的任一项所述的信号处理器，其特征在于，所述采样级(35)以由所述可编程振荡器(350)决定的采样速率来生成所述剥除了载波的信号的采样，并且所述相关引擎以与所述采样速率相等的相关速率来生成所述相关值。
17.如权利要求16所述的信号处理器，其特征在于，所述相关值是以与所述采样速率相同的速率在所述累加装置中被累加的。
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