JP2003518806A - マルチパス伝播の影響を減衰する方法及び受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明はコード変調スペクトル拡散信号を受信する受信装置(１)におけるマルチパス伝播の影響を減衰する方法を提案する。変調時に使用するコードに対応する少なくとも１つの基準コード(ｒ(ｘ))を用いて、異なる位相を持つ少なくとも２つの基準信号が形成され、受信信号と各基準信号との間の相関が行われて相関値が形成され、さらに、除算関数を形成し、少なくとも１回のデコンボリューション・ステップを実行して相関値に対して第１の時間−周波数変換を行い、第１の変換結果を形成し、第１の変換結果を除算関数の値で除して除算結果を形成し、さらに、コード変調拡散スペクトル信号を受信する受信装置(１)と、コード変調拡散スペクトル信号を受信する手段(２)を備えた少なくとも１つの測位受信装置(１)を具備する電子装置(２４)で構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、請求項１のプリアンブルに記載のような、受信装置におけるマルチ
パス伝播の影響を減衰する方法、請求項１９のプリアンブルに記載のような受信
装置、並びに、請求項３６のプリアンブルに記載のような電子装置に関する。

【０００２】 ＧＰＳシステム(広域測位システム)は、３０以上の衛星が含まれ、その内の１
２の衛星は同時に受信装置の視程範囲内にある測位システムである。特に、これ
らの衛星は衛星軌道（位置推算表データ）並びに衛星時計の時間に関する情報を
送信する。測位用として使用される受信装置は、測位システムのいくつかの衛星
から受信装置まで同時に送信される信号の伝播時間の計算を行うことによって一
般にその位置決定を行う。測位を行うために、受信装置は一般にその視程範囲内
に在る少なくとも４つの衛星の信号を受信しなければならない。

【０００３】 ＧＰＳシステムの各衛星は１５７５.４２ＭＨｚの搬送周波数でいわゆるＬ１
信号を送信する。この周波数はまた１５４ｆ₀ (但し、ｆ₀ ＝１０.２３ＭＨｚ)
とも表される。さらに、衛星は１２２７.６ＭＨｚすなわちは１２０ｆ₀ の搬送
周波数でＬ２信号を送信する。衛星ではこれらの信号の変調が少なくとも１つの
シーケンスを用いて行われる。このシーケンスは各衛星について異なる。変調の
結果としてコード変調された広帯域信号が生成される。送信時に使用される搬送
周波数は実質的に同じではあるが、変調技術を用いて受信装置において異なる衛
星からの送信信号の分離が可能である。この変調技術は符号分割多元接続(ＣＤ
ＭＡ)と呼ばれる。各衛星においてＬ１信号の変調用として使用される疑似ラン
ダム・シーケンスはいわゆるＣ／Ａ(粗/取得コード)コードであり、その一例と
してゴールド・コードがある。各ＧＰＳ衛星は個々のＣ／Ａコードを用いて信号
の送信を行う。これらのコードは２つの１０２３ビット２進シーケンスの排他的
論理和演算（モジュロ ２）として形成される。第１の２進シーケンスＧ１は多
項式X¹⁰ + X³ + 1で形成され、第２の２進シーケンスＧ２は多項式 X¹⁰ + X⁹ +
X⁸ + X⁶ + X³ + X² + 1の遅延によって形成され、これによって各衛星は異なる
遅延を行うようになる。この構成によって同一のコード発生装置を用いて異なる
Ｃ／Ａコードの生成が可能になる。Ｃ／Ａコードは２進コードであり、ＧＰＳシ
ステムにおけるこのコードのチップ・レートは１.０２３ＭＨｚである。Ｃ／Ａ
コードは１０２３チップを有し、この場合コードの反復時間は１ｍｓとなる。Ｌ
１信号の搬送波は５０ビット/秒のビットレートでナビゲーション情報を用いて
さらに変調される。このナビゲーション情報には衛星の“健全”、軌道およびタ
イム・データなどに関する情報が含まれる。

【０００４】 衛星は作動中装置の状態をモニターする。例えば、衛星はいわゆるウォッチ・
ドッグ機能を利用して装置内で生じる可能性のある障害を検出し、報告する。こ
れらのエラーは一時的なものである場合と長期に続く永続的なものである場合と
がある。この健全を示すデータに基づいて、いくつかの障害はおそらく修正可能
であり、故障中の衛星によって送信される情報を全く無視することも可能である
。さらに、４つ以上の衛星の信号が受信可能な状況で、この健全情報に基づいて
異なる衛星に異なる重み付けを行うことが可能である。したがって信頼できない
ように思われる衛星が引き起こしたエラーの影響を最小限にとどめることが可能
となる。

【０００５】 衛星の信号を検出して衛星を識別するために、受信装置は同期を行わなければ
ならない。そのため受信装置による各衛星の信号の検索が毎回行われ、この信号
に対する同期およびロックが行われて信号と共に送信されたデータの受信と復調
が可能となる。

【０００６】 測位用受信装置は、例えば受信装置のスイッチがオンになったとき、また、受
信装置が長時間衛星の信号を受信できなかった状況でも同期を行わなければなら
ない。例えば携帯用装置ではこのような状況は容易に生じ得る。なぜなら装置は
移動しており、装置のアンテナが衛星に関して必ずしも最適位置にあるとはかぎ
らず、そのため受信装置へ到来する信号の強度が減じられるからである。また、
都市部ではビルが受信信号に影響を与え、さらに、いわゆるマルチパス伝播が発
生する可能性があり、送信信号が、衛星からまっすぐ(視野方向)とか、ビルから
反射されるなどのようないくつかの異なる経路をたどって受信装置へ進んでくる
場合がある。マルチパス伝播が、異なる位相を持ついくつかの信号として受信さ
れる同じ信号を生ずる。

【０００７】 マルチパス伝播信号の進行距離と、送信装置−受信装置間の直線距離とが等し
くないことなどのために、マルチパス伝播に起因する不正確な測位が生じる場合
がある。このため受信装置が直接信号とマルチパス伝搬された信号成分との間の
識別を行うことができない場合、測位の精度が影響を受けることになる。

【０００８】 無線信号の反射を引き起こす表面反射特性や、信号が進んだ距離や、反射回数
などのようないくつかの要因によってマルチパス伝搬信号の振幅は影響を受ける
。マルチパス伝播は時間と共に連続的に変化する。受信装置の移動と衛星の移動
の双方によって、受信装置に入って来るマルチパス伝搬信号の強度、位相、数な
どは一般に連続して変化する。したがって受信装置が受信する信号にも変化が生
じる。この理由のために、同期を行った後、受信装置は、測位用などの受信情報
源である各衛星の信号に対するロックを連続して維持することに努めなければな
らない。受信装置では、コード位相が非常に頻繁に計算され、受信装置が同期状
態をそのまま維持できるように、必要な場合には発振器の調整が行われる。

【０００９】 この測位構成は次の２つの主要な機能を有する： １. 受信装置と、異なるＧＰＳ衛星間の擬似距離の計算 ２. 上記計算された疑似距離と衛星の位置情報とを利用する受信装置の位置の
決定。衛星から受信される位置推算表と時刻修正データとに基づいて各時刻にお
ける衛星の位置情報の計算を行うことが可能となる。

【００１０】 受信装置において時刻が正確に知られていないために衛星までの距離は疑似距
離と呼ばれる。したがって、時刻と位置に関して十分な精度に達するまで位置と
時刻の計算が反復される。絶対的精度で時刻を知ることはできないので、各々の
新しい反復について１組の方程式を線形化することにより位置と時刻を決定され
なければならない。異なる衛星の信号相互の、見掛けの伝送遅延を測定すること
によりこの疑似距離の計算を行うことができる。

【００１１】 ほとんどすべての公知のＧＰＳ受信装置は距離計算を行うために相関法を利用
している。測位用受信装置では、異なる衛星の疑似ランダム・シーケンスがロー
カルに保存または生成される。受信信号が中間周波数へ変換され(ダウンコンバ
ージョン)、その後受信装置は保存された疑似ランダム・シーケンスを受信信号
に乗じる。乗算の結果得られた信号に対して積分すなわちローパス・フィルタが
行われ、その結果は、受信信号の中に衛星から送信された信号が含まれているか
どうかに関する情報を提供する。受信装置で乗算が反復され、受信装置に保存さ
れた疑似ランダム・シーケンスの位相が毎回シフトされる。したがって、このア
クションは、受信信号と、受信装置内に生成/保存された疑似ランダム・シーケ
ンスと間の相互相関を意味する。マルチパス伝播を伴わない状況では、相関結果
が最大になったとき正確なコード位相が得られ、この相関結果から正確なコード
位相が好適に決定される。このようにして受信装置は受信信号と正確に同期する
。他方、マルチパス伝播を伴う状況では正確なコード位相の決定を行うことはも
っと困難になる。

【００１２】 コードとの同期を行った後、次のステップとして周波数の微同調と位相ロック
が行われる。こうして得られた相関結果はＧＰＳ信号で送信された情報を示すも
のでもある。すなわちこの信号は復調信号である。

【００１３】 上述の同期処理および周波数同調処理は受信装置で受信される衛星の各信号に
ついて反復されなければならない。したがって、この処理は特に受信信号が微弱
な状況では多大の時間を要する。この処理のスピードアップを図るために、従来
技術のいくつかの受信装置では、いくつかの相関器が使用され、同時にいくつか
の相関ピークの探索を行うことができるようになっている。

【００１４】 従来技術による受信装置では、主として３つの異なる原理によってマルチパス
伝播の影響を低減する試みも行われている。第１の原理は長時定数を備えたフィ
ルタによるフィルタリングに基づくものである。この原理は、マルチパス伝播に
よって生じる推定誤差の予想値はゼロであるという仮説に基づいている。しかし
、これは必ずしも完全に正確なものではないため長時間フィルタされた推定値で
さえ不正確な状態のままとなる。別の原理では、追加の相関器が使用され受信信
号とローカルに生成されたコードとの相互相関関数の計算が行われ、この相関関
数の特性に基づいて受信信号に対するマルチパス伝播の影響を評価することがで
きる。第３の原理では、狭いコード位相範囲内に配置された３つの相関器(例え
ば０.１チップの間隔)が使用される。これら３つの相関器によって形成された情
報に基づいて、信号のコード位相を決定する試みが行われる。米国特許ＵＳ５,
６１５,２３２には前記第２の原理を適用する解決方法が開示されている。

【００１５】 マルチパス伝播の影響が、マルチパス伝播信号から直接受信信号を特定するこ
とを可能とするように低減される受信装置を提供し、いくつかの受信信号のなか
から直接受信信号を決定することが本発明の目的である。本発明は、測位受信装
置での使用に特に適しているが、拡散スペクトル信号と受信装置とを同期させ、
ロックしなければならないその他の受信装置(好適にはＣＤＭＡ受信装置)での使
用にも適している。本発明は、サンプルされた相互相関関数を表す狭いコード位
相の範囲内に配置されたいくつかの相関器によって形成される信号について、周
波数領域デコンボリューションを実施することに基づいている。マルチパス伝播
の無い相互相関関数モデルを用いてデコンボリューションを行い、その後、コー
ド位相の精度の改善を補間によって行うという着想に基づくものである。このデ
コンボリューションは以下のアプローチによって行われる。すなわち、モデル化
された相互相関関数の周波数領域のモデルによって周波数領域に変換された相互
相関関数のサンプルの除算を行う。ただし、ある一定の極限値より小さい絶対値
を持つ値は前記極限値と置き換えることによりゼロによる除算を避けるようにす
る。時間領域へもどす変換を行う前に、サンプル・ベクトルの周波数領域の表現
に対しフィラー値(好適にはゼロ)を加算することにより補間が行われる。本発明
の好適な実施例による方法には周波数分析ステップも含まれ、このステップで、
時間−周波数変換により形成された分析マトリックスが分析される。これによっ
てマルチパス伝搬信号のコード位相と周波数偏移の双方の決定が可能となる。本
発明に準拠する方法は請求項１の特徴記載部分に記載の内容を特徴とする。本発
明に準拠する受信装置は請求項１８の特徴記載部分に記載の内容が明示されてい
る。さらに、本発明に準拠する電子装置は請求項３６の特徴記載部分に記載の内
容が明示されている。

【００１６】 本発明は従来技術による方法および受信装置に関して相当の利点を提供するも
のである。本発明の方法を用いることにより、特に、受信装置における直接伝播
信号の到着と比較したときマルチパス伝搬信号がごくわずか遅延した(すなわち
直接伝播信号とマルチパス伝搬信号間の位相差が小さい場合)状況におけるマル
チパス伝搬信号の検出改善が行われる。本発明に準拠する方法によって、所望の
信号とのさらに信頼性の高い同期の維持が特に測位受信装置において可能となる
。この場合、より正確な測位が達成される。さらに、従来技術による受信装置よ
り少ない数の相関器を備え、しかも等しく良好な精度を達成する受信装置を実現
することが可能となる。本発明による受信装置は比較的少数の構成要素を用いて
実現することができ、従来技術による受信装置と比較して同じ精度を達成するた
めに総エネルギー使用量を適正に少なく維持することができるので、本発明は携
帯用装置での使用に特に適したものとなる。このようにして無線通信装置と関連
する測位受信装置の実現が可能となる。

【００１７】 以下、添付図面を参照しながら本発明について更に詳細に説明する。

【００１８】 図１の受信装置１の信号モニター・ブロックで受信された信号は変換器ブロッ
ク２で中間周波数に好適に変換される。この段階で、公知のように信号は９０°
の位相差を持つ２つの成分(ＩおよびＱ成分)を有する。しかし、図を明瞭にする
ためにこれらのＩおよびＱ成分は図１には図示されていない。中間周波数に変換
されたアナログ信号成分はデジタル化ブロック３でデジタル化され、ミクサ４へ
送信される。ミクサ４では、デジタル化された信号のＩおよびＱ成分は第１の数
値制御発振器５(ＮＣＯ)によって生成された信号と乗算される。第１の数値制御
発振器５のこの信号はドップラー・シフトと受信装置１の局部発振器(図示せず)
の周波数エラーとによって生じた周波数偏移を補正することを意図するものであ
る。ミクサ４によって形成された信号は相関器６ａ〜６ｅへ送信される。

【００１９】 測位システムで利用される各衛星が使用する疑似ランダム・コードは受信装置
１に保存される。あるいは、特定の時刻に受信された衛星の疑似ランダム・コー
ドに対応するコードｒ(ｘ)はコード生成装置７で生成される。コード生成装置７
のチップ周波数は第２の数値制御発振器８を用いて調節される。受信装置で形成
されたコード信号は遅延ブロック９ａ〜９ｅで遅延が行われる。このようにして
異なる位相を持つ１組のコード信号が生成される。各コード信号はそれぞれの相
関器６ａ〜６ｅへ送信される。遅延ブロック９ａ〜９ｅの遅延は、好適に合計の
遅延が２チップの送信に必要な時間となるように規則的間隔であるように好適に
選択される。遅延ブロック９ａ〜９ｅと相関器６ａ〜６ｅの数は、コード位相が
決定される精度に影響を与えるが、実際の解決方法では数個の遅延ブロック９ａ
〜９ｅと相関器６ａ〜６ｅが通常使用される。

【００２０】 相関器６ａ〜６ｅではミクサの出力信号と、異なる位相を持つコード信号との
間の相関(相互相関)が行われる。各相関器６ａ〜６ｅによって、受信信号と、あ
る位相を持つコード信号ｒ(ｘ)との間の相関を示す出力値が生成される。その際
、受信信号と異なる位相のコード信号との間の相関を相関器６ａ〜６ｅの出力か
ら得ることができる。これらの相関器の出力値はコード位相検出器１０へ送信ら
れ正確なコード位相の決定が行われる。理想的状況では、相関器の出力値が２等
辺三角形である相関の結果を生成する。この２等辺三角形の一例が図３ａに示さ
れている。これは、ＧＰＳシステムにおいて、衛星がこのような三角形に対応す
る自己相関関数を持つ信号を送信するという事実に基づいている。しかし、マル
チパス伝播は相関器の出力値６ａ〜６ｅの中に歪みを誘発する。マルチパス伝搬
信号の相関結果の一例が図２ｂに示されている。この例では、直接伝播信号と比
較して−６ｄＢの強度、及び、０.５チップの位相差を持つ１つのマルチパス伝
搬信号が存在する。

【００２１】 添付図３ａには、一例として、直接伝播信号だけが受信された理想的状況にお
ける相関器の出力値が示されている。またこれに対して、図３ｂには、直接伝播
信号に加えて１つのマルチパス伝搬信号が受信された状況での相関器の出力値の
一例が示されている。したがってこれらの出力値は、図２ａと図２ｂの関数に準
拠する例示状況における相関器の出力値である。図３ａと図３ｂでは、サンプル
数すなわち相関器の出力値の数は、チェック対象のコード位相の範囲に対し比較
的小さい(この例では２チップ相当の時間に対し１６個の相関器から１６個の信
号)。したがって、不可能ではないものの、例えば、図３ｂによるサンプル・セ
ットと、図３ａによるサンプル・セットのような理想的状況との間の差を決定す
ることは非常に難しい。これが測位における誤差を引き起こす原因になる場合も
ある。サンプル数は相関器６ａ〜６ｅの数によって影響を受ける。実際には、例
えば受信装置の構成要素の数と電力消費量を合理的なレベルに保つために相関器
の数を無限定に増やすことはできない。

【００２２】 １つの相関器(好適には中央の相関器６ｃ)の出力値を用いて位相検出器１１内
で搬送波の位相が検出される。位相検出器１１内で形成された位相差を示す信号
は第１のフィルタ１２でフィルタされ、第１の数値制御発振器５へ送信される。
したがって第１の数値制御発振器５の周波数を調節することにより搬送波の位相
に対して受信装置をロック状態にする試みが行われる。

【００２３】 一例として用いられる図１のモニター・ブロックには、１６個の相関器が存在
し、図を明瞭にするためにそのうちの５個だけしか図示されていない。それでも
、相関器の数をこの個数よりわずかに多くしたりあるいは少なくしたりすること
が可能であることは言うまでもない。本発明による受信装置では、ＶＬＳＩの実
装を考慮して電力消費量と構成要素の数を妥当なものにすることができる。

【００２４】 以下、図５のブロック図を参照しながら、コード位相検出器１０における本発
明の推奨実施例の動作について説明する。相互相関関数モデル２４はコード位相
検出器１０に保存される。このモデルの１つの好適な例が図２ａに図示されてい
る。理想的には、この相互相関関数モデルは２チップの底辺の長さを持つ２等辺
三角形である。この底辺の長さは相関器６ａ〜６ｅによってカバーされるコード
長に対応する。このことは以下の方法で計算することができる。ＧＰＳシステム
では、コード信号チップは＋１と−１の２つのとり得る値を持っている。チップ
毎にコード信号とその遅延信号とを互いに乗算してコード信号とその遅延信号と
の相互相関(自己相関)が計算される。したがって異なる乗算結果の平均値は＋１
と−１の間の値になる。コード信号とその遅延信号間の様々な位相差においてこ
の平均値は主として０である。位相差がゼロに接近し始めるとき、この平均値は
＋１に接近し始める。位相差が０になる段階で最大値＋１が達成される。位相差
が再び変化した場合、この平均値はほぼ線形的に減少し始める。このことは、２
つの類似矩形パルスが互いの上を滑動することを想像し、重なり合っているパル
スの共通領域を考慮することで示すことができる。パルスが互いの方へ向かって
移動し、重なり合が始まるため、この共通領域は線形的に大きくなり始める。パ
ルス同士が重なり合う段階でこの領域は最大になる。その後この領域は線形的に
減少し始め、パルス同士がもはや重なり合わなくなるとゼロに達する。この共通
領域から形成される２等辺三角形の底辺の長さはパルスの長さの２倍である。こ
の同じ現象がパルス・シーケンスの場合にも生ずる。

【００２５】 本発明の実施例における方法では、使用する相互相関関数モデルは上述の２等
辺三角形である。しかし、この２等辺三角形の形はコード位相の評価を行うため
に最適となる範囲より相当に広いコード位相範囲まで拡がる。事実、コード位相
の評価を行うためには、インパルス関数の方が適しているが、実際問題として理
想的インパルス関数を達成することはできない。更に、受信装置のＲＦ及び／又
はＩＦ段、特にその段で使用されるフィルタによってある程度３角形の形が歪め
られる。これらの歪みはＲＦ及び／又はＩＦ段の実行時に利用される電子装置に
起因するものであり、これらの歪みはマルチパス伝播によって生じる変化とは異
なるものである。相互相関関数用としてモデルをつくるときこれらの歪みを考慮
に入れてもよい。一方、相互相関関数用の別のモデルはＲＦとＩＦ段の歪みを引
き起こす影響を考慮したモデルとなる。

【００２６】 また、相互相関関数を表すこの２等辺三角形は、受信装置内のような信号転送
路のどこかで行われる、理想的インパルス関数と３角形のインパルス応答との間
のコンボリューションが行われたことを示すものと考えることもできる。周波数
領域での乗算として時間領域でのコンボリューションを実行することができるの
で、時間領域でのインパルスは、原則として、相互相関関数の周波数領域変換を
３角形インパルス応答の周波数領域変換で除算することによって形成することが
可能となる。しかし、３角形インパルスの周波数領域変換では、ある種の周波数
においてゼロ値が形成され、これは０による除算になる。したがって、直接の除
算は不可能となるが、これらのゼロ値は本発明による方法では小さな値εによっ
て好適に置き換えられる。

【００２７】 本発明による方法では、高速フーリエ変換(ＦＦＴ)のような時間−周波数領域
変換が、相関器の出力値(ｎ個の値)によって形成されるベクトルに対して、コー
ド位相検出器の第１のＦＦＴブロック１３で実施される。また、時間−周波数領
域変換が、第２のＦＦＴブロック１４で相互相関関数モデル２４に対して実施さ
れ、ｎ個の変換結果が得られる。この値ｎは相関器６ａ〜６ｅの数と同じであり
、好適には２の整数累乗である。さらに、相互相関関数のモデルフーリエ変換結
果は、ゼロに近い変換値を所定値εに設定するように修正される。これは設定ブ
ロック１５に示されている。本発明の特に好都合な実施例において、εより小さ
い相互相関関数モデルのフーリエ変換結果の全ての値は、εで置きかえられる。
この値εは非常に小さい値ではあるが、以下に開示されるように除数として使用
されるのでゼロに等しい値ではない。受信装置の記憶手段(図示せず)などに相互
相関関数モデル２４の変換値を予め保存できることは言うまでもない。その場合
、第２のＦＦＴブロック１４と設定ブロック１５とは不要となる。実際には、相
互相関関数は理想的２等辺三角形ではなく、ＲＦとＩＦのフィルタ部によって三
角形の角が丸められる。デコンボリューションで用いる相関関数モデルを形成す
る際このことを考慮に入れてもよい。本発明の特に好都合な実施例において、本
発明の特に好都合な実施例において、相互相関関数モデルは、マルチパス伝播の
不在における実際の相関器出力の現実的な現実的なモデルを使用して形成される
。

【００２８】 以下本明細書では、時間−周波数変換の一例として主としてフーリエ変換を、
また、逆変換(すなわち周波数−時間変換)の一例として逆フーリエ変換を用いる
。しかし、本発明がこれらの例にのみ限定されるものではないことは言うまでも
ない。

【００２９】 第１のＦＦＴブロック１３によって形成される第１の変換値(ｎ個)は除算器１
６（ｎ個）において相互相関関数モデルの変換値で除される。これは、相関器の
出力値の周波数領域変換表現と相関器の相互相関関数モデルの周波数領域変換表
現との除算が相関器の理想的インパルス応答と実際の相関器のインパルス応答と
の間のデコンボリューションに対応するという事実に基づいている。上述のステ
ップはＦＦＴデコンボリューション段を表すものであり、この段に好適には以下
のような補間段が後続する。

【００３０】 この除算の結果は、除算器１６から逆ＦＦＴブロック１７へ転送される。この
ブロックで、この除算の結果は時間領域に変換され、逆フーリエ変換において除
算器１６によって形成されるｎの値より大きな値ｍを使用するという方法で第２
の変換結果の形成が行われる。この値ｍは、好適には、除算器によって形成され
た数値より大きい値、すなわち、２の累乗あるいはより大きな累乗である。大き
な数値ｍが使用されればされるほど、コード位相の決定精度は高くなる。これは
、あたかも実際に相関器の数が増加したかのような場合と同じことを意味する。
例えば、第１のＦＦＴブロック１３で８という値(ｎ＝８＝２³ )が使用される場
合、逆フーリエ変換では１６という値(ｍ＝１６＝２⁴ )が使用される。これら割
り増しのフィラー値は、左右対称に分布されるように逆フーリエ変換の最初と最
後で好適にゼロに設定される(図５のブロック１８ａと１８ｂ)。この場合、逆フ
ーリエ変換は時間領域でのｓｉｎ(ｘ)／ｘ補間に同時に対応する。この関数ｓｉ
ｎ(ｘ)／ｘは理想的ローパス・フィルタのインパルス応答に対応する。周波数領
域でゼロでパッディング（padding）することは、時間領域での精度の向上に対
応する。これは公知の事柄である。図３ｃは理想的状況で逆ＦＦＴブロック１７
によって形成された第２の変換結果を示し、図３ｄはマルチパス伝播の状況での
第２の変換結果の一例を示す。図３ｃを図３ａと比較し、図３ｄを図３ｂとそれ
ぞれ比較することにより、本発明によるこの方法によって計算された逆ＦＦＴブ
ロック１７の変換結果からかなり良好にマルチパス伝搬信号の影響の検出が可能
であることを明瞭に理解することができる。

【００３１】 決定ブロック２５で、逆ＦＦＴブロック１７(１次元決定)で計算された値の分
析が行われて直接伝播信号とマルチパス伝搬信号とが識別される。本実施例では
、閾値Ｔｈｒ(図３ｄ)を設定することにより好適に分析を行うことができる。こ
の閾値に対して逆ＦＦＴブロック１７で形成された各変換結果が比較される。こ
の閾値Ｔｈｒより大きい変換結果のなかで、最大値Ａ、Ｂが探索され、最も小さ
いコード位相を持つ最大値が直接伝播信号から形成されたと解釈される。図３ｄ
の例では、参照符号Ａで示される最大値が選択されることになる。直接伝播信号
の方が反射信号より減衰している場合もあるので、この最大値は必ずしも最も大
きな最大値とは限らない。例えば、受信装置が屋内で使用されるとき、直接伝播
信号はビルの構造の中を通って伝播しなければならない場合もあり、屋根及び／
又は壁などの中を通って信号は減衰する。また、反射信号が、窓などの信号の減
衰が少ない構造を介して伝播する場合もある。

【００３２】 以下は、本発明の別の好適な実施例による方法に準拠するコード位相検出器１
０での動作についての、図６のブロック図を参照した詳細な記述である。図５の
好適な実施例と本実施例との最も本質的な相違は、直接伝播信号とマルチパス伝
搬信号の識別を行うための分析が逆ＦＦＴブロック１７で形成された第２の変換
結果に基づいて直接に行われず、以下に記述される追加のオペレーションも実行
されるという点である。

【００３３】 受信装置及び／又は衛星の移動に起因して、マルチパス伝搬される成分は直接
伝播信号よりわずかに異なるドップラー・シフトを有する。この現象を利用して
オプションの周波数分析段においてマルチパス伝搬信号のさらに良好な識別が可
能となる。逆ＦＦＴブロック１７で時間レベルに変換された(デコンボリュート
され補間された)第２の変換結果が、各行がｋ個の数の要素を含むｍ個の列を有
する第１のシフトレジスタ１９内に保存される。前述のステップがｋ回反復され
、連続したデコンボリューションの結果はデコンボリューション・マトリックス
として保存されて、ｍ×ｋのマトリックスとなる。各変換時に１つの新しい変換
結果が各行に保存される。次いで保存は列で行われる。

【００３４】 所定回数(ｋ)の第２の変換結果が第１のシフトレジスタ１９に保存された後、
各反復時に、逆ＦＦＴブロック１７で形成された新しい列のサンプルが最も古い
列に保存される。第１のシフトレジスタ１９に保存された第２の変換結果(すな
わちデコンボリューション・マトリックス)に対して第３のＦＦＴブロック２０
で行毎にフーリエ変換が行われ、第３の変換結果が計算される。第３の変換結果
は、やはりｍ個の行とｋ個の列とを持つ分析マトリックスとして第２のシフトレ
ジスタ２１に保存される。図４ａは第１のシフトレジスタ１９の第２の変換結果
を示す図である。この図は、ドップラー・シフトが行われた１つのマルチパス信
号が存在する状況における、時間の関数としての相関器の出力値（出力信号）を
示している。受信マルチパス信号の搬送波（及び受信搬送波に変調されたコード
）と直接伝播信号との間の位相差は時間と共に変化する。図４ｂは第２のシフト
レジスタ２１の第３の変換結果を示す図であり、第２の時間−周波数変換（すな
わち第１のシフトレジスタ１９の内容によって実施形成されたもの）によって生
成された分析マトリックスを示している。この分析マトリックスによってマルチ
パス伝搬信号のコード位相と周波数偏移の双方の検出を行うことが可能となる。

【００３５】 決定ブロック２２で、第２のシフトレジスタ２１の第３の変換結果についての
上記分析(２次元決定)が行われ、直接伝播信号とマルチパス伝搬信号との識別が
行われる。この分析と識別は、第２のシフトレジスタ２１に保存された各変換結
果と比較を行う閾値を設定することにより行うことも可能である。この閾値より
大きい変換結果のなかから最大値が探索される。直接伝播信号はマルチパス伝搬
信号より前に受信装置の中に入り、そこで、最小コード位相（遅延）を持つ最大
値が直接伝播信号から形成される。２次元平面(コード位相／周波数偏移)で検索
を行うことができるという事実によって、最大値の検出は容易となる。この場合
、１次元検索の場合よりも良好に最大値間の誤差の検出を行うことが可能となる
。この態様が図４ｃに示されている。図４ｃには２つの最大値Ｃ、Ｄが示され、
コード位相差と周波数偏移の双方がこれら２つの最大値Ｃ、Ｄの間に存在する。
したがって、これらの最大値間の距離Ｌ１は、この距離がコード位相差(この差
はそれに相当するものとして図４ｃに参照符号Ｌ２で示されている)に基づいて
検討されるだけの場合より大きくなる。

【００３６】 検出された最大値ポイントの行と列とのインデックスを用いてコード位相と周
波数偏移の双方の計算が可能となる。コード位相と周波数偏移とが見つけ出され
た後、コード位相・ループ・フィルタ２３を介して第２の数値制御発振器８を同
調させることにより、これらの値に基づいて受信装置１を同期させ、所望の信号
にロックすることが可能となる。

【００３７】 上記では、第２の変換結果は列毎に保存され、行毎に分析が行われたが、行毎
に保存を行い、列毎に分析を行うことも可能であることは言うまでもない。

【００３８】 さらに、上記説明は、たった１つのマルチパス伝搬信号が受信装置で受信され
る例示的状況を扱ったものであったが、本発明による受信装置では多数の組のマ
ルチパス伝搬信号の同時識別が可能である。したがって、都市部の通りの周辺に
在るビルのの壁のようないくつかの異なる表面から信号が反射されるような状況
においても、マルチパス伝搬信号と直接伝播信号との識別を行うことが可能とな
る。

【００３９】 デコンボリューションの反復レート並びにシフトレジスタの各行のサンプル数
ｋは、この分析の周波数分解能と周波数帯域に影響を与える。特に、反復レート
とサンプル数との増加によって分析周波数分解能が高められる。

【００４０】 上記には測位受信装置のモニター・ブロックの動作しか示さなかったが、実際
の受信装置は例えば、公知の従来技術に準拠した測位機能を具備する。

【００４１】 位置計算を行うために、少なくとも４つの衛星から受信した信号に基づいて受
信装置は好適に信号の受信を行う。したがって、必要な場合に各衛星の信号に対
し以上示したステップが反復される。

【００４２】 本方法の適用に必要なブロックの大部分はデジタル信号プロセッサ(図示せず)
内などに設けることができる。ＦＦＴ変換を実行するために、デジタル信号プロ
セッサ内でハードウェア・ベースの解決方法を用いるか、ソフトウェア・アプリ
ケーションを用いるかのいずれかを行うことが可能である。さらに、受信装置の
動作を制御するために、制御手段、好適にはマイクロプロセッサやその類のもの
を用いることが可能であるが添付図面には図示されていない。この制御手段はい
ずれの当業者にも周知の従来技術である。

【００４３】 さらに、添付図７は本発明の好適な実施例に準拠する電子装置３７を示す図で
あり、この電子装置には無線通信装置と測位受信装置との機能が具備されている
。第１アンテナ２６が使用されて測位衛星から送信信号が受信される。この受信
信号は第１の無線部２７へ転送され、そこで信号は中間周波数へ変換されてデジ
タル化される。第１の無線部は、図１に示した受信装置の変換器ブロック２、デ
ジタル化ブロック３および乗算ブロック４などを具備している。この段階で好適
にＩおよびＱ成分を有するデジタル化された信号はデジタル信号処理ユニット２
８へ転送され、そこでコード信号ｒ(ｘ)の異なる位相に対する上述の相関などが
実行される。また電子装置３７は、受信装置の動作中必要なデータを保存するた
めのランダム・アクセス・メモリなどを備えた第１メモリ手段２９、並びに、デ
ジタル信号処理ユニット２８のプログラム・コードを保存するためのリード・オ
ンリー・メモリ及び／又は不揮発性ランダム・アクセス・メモリも好適に具備す
る。例えば、本実施例では、ＦＦＴ変換ブロック１３、２０、除算器１６および
逆ＦＦＴブロック１７のような制御ブロック１０の機能の一部などは信号処理ユ
ニット２８内に設けられる。また、デジタル信号処理ユニット２８は、シフトレ
ジスタ１９、２１、相関器６ａ〜６ｅ、並びに遅延ブロック９ａ〜９ｅを好適に
具備する。自明のこととして公知の別の方法で少なくとも前記機能ブロックのい
くつかを設けることができることは言うまでもない。例えば、上記の目的のため
に設計された集積回路や同種の回路を用いてＦＦＴ変換ブロック１３、２０およ
び逆ＦＦＴ変換ブロック１７を実現することが可能である。さらに、集積回路を
用いて、あるいは、記憶手段２９内にシフトレジスタ１９、２１を実現すること
も可能である。

【００４４】 デジタル信号処理ユニット２８は、マイクロプロセッサとＩ/Ｏ論理回路など
を備えたプロセッサ・ブロック３０へ、決定ブロック２２、２５で使用するコー
ド位相と周波数偏移を計算するための数値を転送する。プロセッサ・ブロック３
０は、走査ブロック３９、並びに、第１のスイッチ４０の制御を行う。この第１
のスイッチ４０は、受信(取得)信号との同期が行われた後、搬送波ロック機能と
コード位相・ロック機能とを開始するために第２の位置へ切換えられる。決定ブ
ロック２２、２５のようなモニター・ブロック１０の機能のいくつかは、少なく
ともその一部をプロセッサ・ブロック内のプログラム・コマンドとして好適に実
現することができる。プロセッサ・ブロック３０用のデータ・メモリおよびプロ
グラム・メモリとして第２メモリ手段３１が使用される。第１メモリ手段２９と
第２メモリ手段３１が共通メモリーも具備できることは言うまでもない。ユーザ
ーに対して表示装置３２上に測位情報の表示を行うことも可能である。

【００４５】 またプロセッサ・ブロック３０のアプリケーション・ソフトウェアの中に無線
通信装置の機能が設けられる。したがって、呼情報などを表示するために、公知
の方法で表示装置３２を使用することも可能である。キーパッド３３を用いてユ
ーザは測位受信装置のみならず無線通信装置の制御も行うことができる。コーデ
ック３５が使用され、可聴信号の符号化と復号化が行われる。さらに、図７には
無線部３６と無線通信装置用の第２アンテナ３７とが図示されている。

【００４６】 本発明は以上示した実施例のみに限定されるものではなく、添付の請求項の範
囲内で改変を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による方法を適用することができる測位受信装置の信号モニター・ブロ
ックを例示した、簡略化したブロック図である。

【図２ａ】 理想的自己相関関数を例示した図である。

【図２ｂ】 マルチパス伝搬信号と関連する図２ａの相関関数を例示した図である。

【図３ａ】 マルチパス伝播が存在しない状況での相関器の出力値を例示した図である。

【図３ｂ】 直接伝播信号に加えて１つのマルチパス伝搬信号が受信される状況での相関器
の出力値を例示した図である。

【図３ｃ】 マルチパス伝播が存在しない状況における相関器の出力値からデコンボリュー
トされ、補間された変換結果を例示した図である。

【図３ｄ】 直接伝播信号に加えて１つのマルチパス伝搬信号が受信される状況で、相関器
の出力値からデコンボリュートされ、補間された変換結果を例示した図である。

【図４ａ】 直接伝播信号に関してコード位相差が変化した、ドップラー・シフトが行われ
た１つのマルチパス信号が存在する状況での時間の関数として相関器の出力値（
出力信号）を例示した図である。

【図４ｂ】 本発明の好適な実施例に準拠し、相関器の出力値を、デコンボリューションし
補間することによって形成された、マトリックスの時間−周波数変換によって形
成された分析マトリックスを例示した図である。

【図４ｃ】 本発明の他の好適な実施例に従う、図４ｂのマトリックスで得られた最大値に
基づいて行われる２次元決定段を簡略化した方法で例示した図である。

【図５】 簡略化したブロック図で本発明の好適な実施例によるコード位相検出器を例示
した図である。

【図６】 本発明の他の好適な実施例によるコード位相検出器を簡略化したブロック図で
例示した図である。

【図７】 本発明の好適な実施例による電子装置を簡略化したブロック図で例示した図で
ある。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ， ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ， ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims (38)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 コード変調スペクトル拡散信号を受信する受信装置(１)にお
   いてマルチパス伝播の影響を減衰する方法であって、変調時に用いられるコード
   に対応する少なくとも１つの基準コード(ｒ(ｘ))を用いて異なる位相を有する少
   なくとも２つの基準信号を形成し、受信信号と各基準信号との間の相関を行って
   相関値を形成する方法において、除算関数を形成するステップと、前記相関値を
   第１の時間−周波数変換を行い第１の変換結果を形成し、前記第１の変換結果を
   前記除算関数の値で除して除算結果を形成することにより１回のデコンボリュー
   ション・ステップを行うステップとを有することを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、 前記デコンボリューション・ステップで形成された前記除算結果がフィラー値
   で補足されるパッディングステップと、 周波数−時間変換が前記デコンボリューション・ステップで形成される前記第
   １の変換結果と、第２の変換結果を形成する前記パッディングステップで加えら
   れるフィラー値とに従って行われる補間ステップと、 前記第２の変換結果に基づいて受信信号のコード・フェーズを決定する決定ス
   テップと、 を更に有することを特徴とする方法。
3. 【請求項３】 前記決定ステップにおいて、最小のコード・位相を持つ受信
   信号を探索することを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 【請求項４】 請求項２に記載の方法において、前記デコンボリューション
   ・ステップと、前記パッディングステップと、前記補間ステップとを反復して、
   各反復時に形成される前記第２の変換結果を第１の方向に保存してデコンボリュ
   ーション・マトリックスを形成し、さらに、前記デコンボリューション・マトリ
   ックスに保存した前記第２の変換結果に対して、前記第１の方向に対して垂直な
   第２の方向に時間−周波数変換を行って第３の変換結果を形成する周波数分析ス
   テップを実行し、該第３の変換結果が分析マトリックス(２１)となるように形成
   して、該記分析マトリックス(２１)の中で最大値を探索して直接伝播信号を見い
   出すことを特徴とする方法。
5. 【請求項５】 最小のコード位相を持つ最大値が選択されることを特徴とす
   る請求項４に記載の方法。
6. 【請求項６】 前記分析マトリックスに保存された前記第３の変換結果の位
   相差と周波数偏移とに基づいて２次元で前記最小のコード位相の決定を行うこと
   を特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 【請求項７】 前記第１の時間−周波数変換がフーリエ変換であることを特
   徴とする請求項２乃至６のいずれか一項に記載の方法。
8. 【請求項８】 前記第１および第２の時間−周波数変換がフーリエ変換であ
   り、前記周波数−時間変換が逆フーリエ変換であることを特徴とする請求項４、
   ５または６のいずれか一項に記載の方法。
9. 【請求項９】 前記フィラー値がゼロであることを特徴とする請求項２乃至
   ８のいずれか一項に記載の方法。
10. 【請求項１０】 前記フィラー値が左右対称に分布されるように周波数−時
    間変換の最初の部分および最後の部分に前記フィラー値が設定されることを特徴
    とする請求項２乃至９のいずれか一項に記載の方法。
11. 【請求項１１】 前記第１の時間−周波数変換において２の整数累乗を示す
    数ｎであるｎ個の変換値が形成され、周波数−時間変換において、ｍ個の値が数
    ｎより大きい数で使用され、ｍ−ｎのフィラー値が加算され、ｍが次に大きい又
    は高い２の整数累乗であることを特徴とする請求項２乃至１０のいずれか一項に
    記載の方法。
12. 【請求項１２】 前記除算関数を形成するために、設定値(ε)が選択され、
    時間−周波数変換を行うための相互相関関数モデルが形成され、前記相互相関関
    数モデルの前記時間−周波数変換結果の値が前記設定値(ε)と置き換えられるこ
    とを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の方法。
13. 【請求項１３】 使用される前記相互相関関数モデルが２等辺三角形である
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 【請求項１４】 受信される信号が受信装置(１)のＲＦ段を介して転送され
    る請求項１２に記載の方法において、前記相互相関関数モデルが少なくとも前記
    受信信号に対する前記ＲＦ段の影響を考慮に入れることを特徴とする方法。
15. 【請求項１５】 受信される信号が受信装置(１)のＩＦ段を介して転送され
    る請求項１２または１４のいずれかに記載の方法において、前記相互相関関数モ
    デルが少なくとも前記受信信号における前記ＩＦ段の影響を考慮に入れることを
    特徴とする方法。
16. 【請求項１６】 前記除算関数が予め計算され、受信装置(１)に保存される
    ことを特徴とする請求項１２、１３、１４または１５のいずれか一項に記載の方
    法。
17. 【請求項１７】 ＧＰＳシステムの２つまたはそれ以上の衛星によって送信
    された拡散スペクトル信号が受信され、受信された各拡散スペクトル信号に対し
    て前記方法のステップが反復されることを特徴とする請求項１乃至１６のいずれ
    か一項に記載の方法。
18. 【請求項１８】 受信される信号から直接伝播信号を探索することを特徴と
    する請求項１乃至１７のいずれか一項に記載の方法。
19. 【請求項１９】 コード変調拡散スペクトル信号を受信する受信装置(１)で
    あって、 受信信号におけるマルチパス伝播の影響を減衰する手段(１０)と、 変調時に使用されるコードに対応する少なくとも１つの基準コード(Ｒ(ｘ))に
    基づいて、異なる位相を持つ少なくとも２つの基準信号を形成する手段(７、８
    、９ａ〜９ｅ)と、 前記受信信号と各基準信号との間で相関を行って相関値を形成する手段(６ａ
    〜６ｅ)とを具備する受信装置(１)において、 除算関数を形成する手段(１２、１４、１５、２９)と、 前記相関値に対して第１の時間−周波数変換を行って第１の変換値を形成する
    ための方法、及び、除算結果を形成するための前記第１の変換値を前記除算関数
    の値で除算する方法を有するデコンボリューション手段(１３、１６)と を具備することを特徴とする受信装置(１)。
20. 【請求項２０】 請求項１９に記載の受信装置(１)において、 前記デコンボリューション・ステップで形成された前記除算結果にフィラー値
    を加算するパッディング手段(１８ａ、１８ｂ)と、 前記デコンボリューション・ステップで形成された前記第１の変換値に対して
    、および、前記パッディングステップで加算されたフィラー値に対して周波数−
    時間変換を行って第２の変換結果を形成する補間手段(１７)と、 前記第２の変換結果に基づいて前記受信信号のコード位相を決定する決定手段
    (２２、２５)と、 をさらに有することを特徴とする受信装置(１)。
21. 【請求項２１】 決定手段(２２、２５)が最小のコード位相を持つ受信信号
    を探索する手段を具備することを特徴とする請求項２０に記載の受信装置(１)。
22. 【請求項２２】 請求項２０に記載の受信装置(１)において、前記相関値に
    対して第１の時間−周波数変換を行って第１の変換結果を形成するステップと、
    該第１の変換値を前記除算関数の値で除算するステップと、前記デコンボリュー
    ション・ステップで形成された除算結果にフィラー値を加算するステップと、周
    波数−時間変換を行って第２の変換結果を形成するステップと、が反復されるよ
    うに設けられ、さらに、第１の方向に第２の変換結果を保存してデコンボリュー
    ション・マトリックスを形成する保存手段(１９)と、前記デコンボリューション
    ・マトリックスに保存された前記変換結果に対して、前記第１の方向に対し垂直
    な第２の方向に時間−周波数変換を行って第３の変換結果を形成し、該変換結果
    を分析マトリックス(２１)として保存する周波数分析手段(２０)と、前記分析マ
    トリックス(２１)の第３の変換結果のなかから最大値を探索する手段(２２)とを
    さらに具備することを特徴とする受信装置(１)。
23. 【請求項２３】 最小のコード位相を持つ最大値が選択されるように設けら
    れたことを特徴とする請求項２２に記載の受信装置。
24. 【請求項２４】 前記分析マトリックスに保存された前記第３の変換結果の
    位相差と周波数偏移とに基づいて最小のコード位相の決定を２次元で行うように
    設けることを特徴とする請求項２３に記載の受信装置(１)。
25. 【請求項２５】 使用される前記第１の時間−周波数変換がフーリエ変換で
    あるように設けることを特徴とする請求項２０乃至２４のいずれか一項に記載の
    受信装置(１)。
26. 【請求項２６】 前記第１及び第２の時間−周波数変換がフーリエ変換であ
    るように設けられ、前記周波数−時間変換が逆フーリエ変換であるように設ける
    ことを特徴とする請求項２２、２３または２４のいずれか一項に記載の受信装置
    (１)。
27. 【請求項２７】 前記フィラー値がゼロとなるように設けられたことを特徴
    とする請求項２０乃至２６のいずれか一項に記載の受信装置(１)。
28. 【請求項２８】 前記フィラー値が左右対称に分布するように、周波数−時
    間変換の最初の部分および最後の部分に前記フィラー値を設定するように設けた
    ことを特徴とする請求項２０乃至２７のいずれか一項に記載の受信装置(１)。
29. 【請求項２９】 請求項２０乃至２８のいずれかに記載の受信装置(１)にお
    いて、２の整数累乗を示す数ｎであるｎ変換値が使用されるように配置された前
    記第１の時間−周波数変換において、周波数−時間変換において、ｍが数ｎより
    大きい数であって、ｍは次に大きいまたは高い２の整数累乗である、ｍ−ｎ個の
    フィラー値を使用するように設けることを特徴とすることを受信装置(１)。
30. 【請求項３０】 請求項１９乃至２９のいずれか一項に記載の受信装置(１)
    において、前記除算関数を形成するために設定値(ε)が選択され、相互相関関数
    モデルが形成され、さらに、前記受信装置(１)が前記相互相関関数モデルに対し
    て時間−周波数変換を行う手段(１４)と、前記設定値より小さい相互相関関数モ
    デルの時間−周波数変換結果の値を前記設定値(ε)と置き換える手段(１５)とを
    さらに具備することを特徴とする受信装置(１)。
31. 【請求項３１】 ２等辺三角形が前記相互相関関数モデルとして選択される
    ことを特徴とする請求項３０に記載の受信装置(１)。
32. 【請求項３２】 受信された信号が前記受信装置(１)のＲＦ段を介して転送
    される請求項３１に記載の受信装置(１)において、前記相互相関関数モデルが少
    なくとも前記受信信号における前記ＲＦ段の影響を考慮に入れることを特徴とす
    る受信装置(１)。
33. 【請求項３３】 受信された信号が前記受信装置(１)のＩＦ段を介して転送
    される請求項３１または３２のいずれかに記載の受信装置(１)において、前記相
    互相関関数モデルが少なくとも前記受信信号に対する前記ＩＦ段の影響を考慮に
    入れることを特徴とする受信装置(１)。
34. 【請求項３４】 前記除算関数が予め計算され、受信装置(１)に保存される
    ことを特徴とする請求項３０、３１、３２または３３のいずれか一項に記載の受
    信装置(１)。
35. 【請求項３５】 前記受信装置（１）がＧＰＳ受信装置であることを特徴と
    する請求項２０乃至３４のいずれか一項に記載の受信装置(１)。
36. 【請求項３６】 コード変調拡散スペクトル信号を受信する手段(２)と、 受信信号中のマルチパス伝播の影響を減衰する手段(１０)と、 変調時に使用するコードに対応する少なくとも１つの基準コード(Ｒ(ｘ))に基
    づいて異なる位相を持つ少なくとも２つの基準信号を形成する手段(７、８、９
    ａ〜９ｅ)と、 前記受信信号と各基準信号との間で相関を行って相関値を形成する手段と、 を有する少なくとも１つの測位受信装置(１)を具備する電子装置(２４)におい
    て、 除算関数を形成する手段(１２、１４、１５、２９)と、 前記相関値に対して時間−周波数変換を行う手段と、 時間−周波数変換結果を前記除算関数の値で除算する手段を有するデコンボリ
    ューション手段(１３、１６)と、 をさらに具備することを特徴とする電子装置(１)。
37. 【請求項３７】 請求項３６に記載の電子装置(１)において、 デコンボリューション・ステップで形成された除算結果にフィラー値を加算す
    るパッディング手段(１８ａ、１８ｂ)と、 デコンボリューション・ステップで形成された第１の変換値と、 パッディングステップで加算されたフィラー値とに対して周波数−時間変換を
    行って第２の変換結果を形成する補間手段(１７)と、 前記第２の変換結果に基づいて受信信号のコード位相を決定する決定手段(２
    ２、２５)と、 をさらに具備することを特徴とする電子装置(１)。
38. 【請求項３８】 移動通信装置の機能を実行する手段(３２、３３、３５、
    ３６、３７)を具備することを特徴とする請求項３６または３７のいずれかに記
    載の電子装置(１)。