CN1413390A

CN1413390A - 接收机中的方法及接收机

Info

Publication number: CN1413390A
Application number: CN00817517A
Authority: CN
Inventors: I·康托拉
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2003-04-23
Also published as: EP1240723A1; FI112893B; US20010012315A1; KR20020054370A; AU2379001A; FI19992753A; WO2001047134A1; US6792035B2; JP2003518806A; EP1240723B1

Abstract

本发明涉及一种在接收码调制扩频信号的接收机(1)中用于减少多径传播影响的方法。本发明还涉及接收机(1)，用于接收码调制扩频信号，和电子设备(24)，包括至少一个带有用于接收码调制扩频信号的装置(2)的定位接收机(1)。

Description

接收机中的方法及接收机

本发明涉及一种方法，用于降低在所附的权利要求1的前序中阐述的接收机中的多径传播效应，涉及一种在所附的权利要求19的前序中阐述的接收机，以及一种在所附的权利要求36的前序中阐述的电子设备。

GPS系统(全球定位系统)是一种定位系统，包括30个以上的卫星，其中12个是同时在接收机的视域内。这些卫星发送，例如，卫星的天文历数据以及卫星的时间数据。定位接收机通常通过计算同时从定位系统中的几个卫星发送到接收机的信号的传播时间确定其位置。为了确定它的位置，典型情况下接收机必须接收在其视域内的至少四个卫星的信号。

GPS系统的每个卫星发送一种载频为1572.42MHz的所谓的L1信号。这个频率也被用154f₀表示，其中f₀＝10.23MHz。而且，卫星发送载频为1227.6MHz，也就是120f₀的L2信号。在卫星中，利用至少一种伪序列对这些信号进行调制。该伪序列对于每个卫星是不同的。作为调制的结果，产生一种编码调制的宽带信号。这种调制技术使其能在接收机中区分从不同的卫星发送的信号，虽然在发送中所用的载频基本上是相同的。这种调制技术被称为码分多址(CDMA)。在每个卫星中，为了调制L1信号，所用的伪序列是，例如，一种所谓的C/A码(Coarse/Aequisition码)，它就是Gold码。每个GPS卫星通过使用单独的C/A码发送信号。将这些码形成为两个1023位的二进制序列的模2和利用多项式x¹⁰+x³+1组成第一二进制序列G1，通过以这样一种方法将多项式X¹⁰+X⁹+X⁸+X⁶+X³+X²+1延时，即对每个卫星延时是不同的，来构成第二二进制序列G2。这种安排使其有可能利用同一个码发生器产生不同的C/A码。因而C/A码是二进制码，它的片速率在GPS系统中是1.023MHz。C/A码包括1023片，其中码的一个的重复时间是1ms。将L1信号的载波用位速率为50bit/s的导航信息进一步调制。该导航信息包括有关卫星的健康状况，它的轨道，时间数据等信息。

在它们运行期间，卫星监测设备的状况。该卫星可以利用，例如，所谓的监视(watch-dog)操作以检测并报告设备中可能的故障，这些差错和故障可以是瞬间的或较长的持续时间。根据该健康状况数据，某些故障或许可被补偿，或者可将由故障卫星发送的信息统统忽略不计。而且，在四个以上卫星的信号可被接收到的情况下，根据健康状况数据可对不同卫星进行不同地加权。因此，可能使由测量中看上去不可靠的卫星可能引起的差错的影响为最小。

为了检测卫星信号和识别卫星，接收机必须进行同步，由此接收机随时搜索每个卫星的信号并试图同步和锁到该信号上，使得利用该信号发送的数据可被接收到并被解调。

定位接收机必须执行同步，例如当接收机接通时和接收机在长时间内一直不可能接收任何卫星的信号的情况下也是这样。这样一种情况可能很容易发生，例如在便携式设备中，因为设备正在移动，设备的天线并不始终处于相对卫星的最佳位置，这就削弱了来到接收机的信号强度。在城市地区，建筑物也影响要接收的信号，而且，所谓的多径传播可能发生，其中，被发送的信号沿着不同的路径来到接收机，例如直接来自卫星(视线)，也来自建筑物的反射。多径传播使得将相同的信号作为具有不同相位的几个信号来接收。

多径传播可造成定位不准确，例如，因为通过多径传播的信号行径的距离不等于发射机和接收机之间的直接距离。因此，如果接收机不能够在直接信号和多径传播组分之间进行区分，定位准确度将受影响。

多径传播信号的幅度受几个因素的影响，例如，对无线电信号产生反射的表面的反射特性，由信号行径的距离，和反射物的数目。多径传播随时间不断地改变。无论是接收机的移动还是卫星的移动一般将连续地改变进入接收机的多径传播信号的强度，相位，数目等。因此，在由接收机接收到的信号中也产生变化。由于这个原因，在同步以后，接收机必须力图继续保持锁到从每个卫星接收的用于定位的信息的每个卫星的信号上。在接收机中，非常频繁地计算该码的相位，如果必要的话，调节振荡器，用这样一种方法使接收机保持同步。

该定位方案有两个主要的功能：

1.计算接收机和不同GPS卫星之间的伪距离，和

2.通过利用所计算的伪距离和卫星的位置数据，确定接收机的位置。卫星的位置数据每次可根据从卫星接收到的天文历表和时间校正数据进行计算。

将到卫星的距离称为伪距离，因为在接收机中并未准确地知道该时间。因此，位置和时间的确定被重复进行，直到关于时间和位置已达到足够的准确度为止。因为时间的绝对精度并不知道，必须通过对每次新的迭代将方程组线性化找出位置和时间。通过测量不同卫星信号的相互的，实际的传播延时，可以计算该伪距离。

为了计算距离，几乎所有已知的GPS接收机利用相关方法，在一种定位接收机中，将不同卫星的伪随机序列存储或本地产生。接收到的信号须经过到中频的变换(下变换)，在此后接收机用所存储的伪随机序列乘接收到的信号。将作为相乘的结果得到的信号积分或低通滤波，在其中该结果是有关接收到的信号是否包含由卫星发送的信号的数据。在接收机中将该乘法重复，使得每次，存储在接收机中的伪随机序列的相位移动。结果，这就意味着在接收到的信号和在接收机中所产生/所存储的伪随机序列之间的互相关。在无多径传播的情况下，最好从相关结果确定正确的码相位，以使当相关结果为最大时，找到正确的码相位。这样，将接收机与接收到的信号正确地同步。另一方面，在多径传播的情况下，确定正确的码相位是比较困难的。

在与码同步以后，下一步是频率的精细调谐和相位锁定。这种相关结果也指明在GPS信号中所发送的信息；也就是，这是一种解调信号。

必须将上述的同步和频率调谐过程对于在接收机中接收到的每个卫星信号进行重复。因此，这个过程花费大量的时间，尤其是在被接收到的信号是微弱的情况下。为了加速这个过程，现有技术的某些接收机使用几个相关器，其中可能同时搜索几个相关峰值。

在现有技术的接收机中，还进行了主要根据三个不同的原理减少多径传播的影响的尝试。第一原理是基于利用具有长时间常数的滤波器进行滤波。这是基于假定由多径传播引起的该估计差错的预期值将为零。然而，这并不完全正确，因而，即使在长时间内被滤波的估值仍然是不准确的。根据第二原理，将附加的相关器用于确定接收信号和本地产生码的互相关函数，其中根据该相关函数的特征，可能估计多径传播对接收到的信号的影响。在第三原理中，采用放在狭窄码相位范围内的三个相关器，所放的间隔，例如0.1片。根据由这三个相关器形成的信息，试图确定信号的码相位。例如，美国专利US5,615,232公开一种应用所述的第二原理的解决方案。

本发明的一个目的是提供一种接收机，在其中减少多径传播的影响使直接接收到的信号与多径传输信号相同。本发明特别适合于在定位接收机中使用，但也适于在其他接收机中使用，最好是CDMA接收机，其中接收机必须被同步并用扩频信号锁定。本发明是基于，对于由放置在窄码相位范围内的表示采样的互相关函数几个相关器形成的信号执行频率域的逆卷积，该执行的逆卷积使用无多径传播的互相关函数模型，在此以后，通过内插改进码相位的分辨率。使用以下的方法来实施该逆卷积：将被转换为频率层面的互相关函数的样本，除以模型化的互相关函数的频率层面模型，但以这样一种方式，即通过用所述的极限值代替具有比某个极限值小的绝对值的值，来避免被零除。在转换回时间层面以前，在样本矢量的频率层面表示中通过添加填充数值，最好是零，来实现该内插。在依据本发明的最佳实施方案的方法中，还执行频率分析步骤，在其中，分解由时间-频率变换组成的分析矩阵。这就有可能既检测码相位又检测多径传播信号的频偏。依据本发明的方法的特征将被表示在所附的权利要求1的特征部分中。依据本发明的接收机的特征将被表示在所附的权利要求18的特征部分中。另外，依据本发明的电子设备的特征将被表示在所附的权利要求35的特征部分中。

本发明相对于现有技术的方法和接收机有很多的优点。可用本发明的方法来改进对多径传播信号的检测，尤其是当与接收机中直接传播信号的到达相比，多径传播信号只是稍有延时的情况下；也就是如果直接传播信号和多径传播信号之间的相位差不大时。利用依据本发明的方法，尤其在定位接收机中，可以保持与所希望的信号更可靠的同步，可达到更准确的定位。而且，接收机可用比现有技术接收机较少数目的相关器来实现，而仍然达到同样好的分辨率。与达到相同分辨率的现有技术接收机相比较，依据本发明的接收机可用比较少数目的部件实现，并且总的能量消耗可保持合乎情理，其中本发明尤其适用于便携式设备。因此，也可将定位接收机与无线通信设备结合起来实施。

以下，将参考附图更详细地描述本发明，其中：

图1以简化的方框图，示出一种定位接收机的信号监测方框，其中依据本发明的方法可被采用，

图2a示出一种理想的自相关函数，

图2b示出关于多径传播信号的图2a的相关函数，

图3a示出没有多径传播的情况下相关器的输出值，

图3b示出除了直接传播信号以外，接收到一种多径传播信号的情况下相关器的输出值，

图3c示出没有多径传播的情况下从相关器的输出值被逆卷积和内插的变换结果，

图3d示出除了直接传播信号以外，接收到一种多径传播信号的情况下从相关器的输出值被逆卷积和内插的变换结果，

图4a示出在没有多普勒频移的多径信号，其码相位差相对于直接传播信号被改变的情况下，相关器输出值的性能作为一个时间的函数，

图4b示出依据本发明的优选实施方案，通过对相关器的输出值的逆卷积和内插组成的矩阵的时间-频率变换形成的分析矩阵，

图4c以简化的方式示出，根据在图4b的矩阵中找到的最大值实施的，依据本发明的另一个优选实施方案的两维确定阶段，

图5以简化的方框图示出，依据本发明的优选实施方案的一种码相位检测器，

图6以简化的方框图示出，依据本发明的另一个优选实施方案的一种码相位检测器，和

图7以简化的方框图示出，依据本发明的优选实施方案的一种电子设备。

最好将在图1的接收机1信号监测方框接收到的信号在变换器方框2中变换为中频。在此阶段，信号包括，按已知的方式，两个组分：I和Q组分，它们具有的相位差为90°。然而，为清楚起见，这些I和Q组分并未示于图1中。变换成中频的模拟信号组分在数字化方框3中被数字化并发送到混合器4。在混合器4中，数字化信号的I和Q组分被用由第一数字控制振荡器5(NCO)产生的信号相乘。第一数字控制振荡器5的这个信号被指定用于校正由多普勒频移引起的频偏和在接收机1的本地振荡器(未示出)中的频率误差。由混合器4形成的信号被发送到相关器6a-6e。

由每个在定位系统中所用的卫星使用的伪随机码被存储在接收机1中，或者每次在码发生器7中产生与被接收到的卫星的伪随机码对应的码r(x)，其片频率用第二数字控制振荡器8调节。在接收机中形成的码信号在延时方框9a-9e中被延时。因而，产生一组不同相位的码信号。每个码信号被发送到各自的相关器6a-6e。延时方框9a-9e的延时最好在均匀间隔上以这样一种方式来选取，即总的延时最好近似为发送两片所需的时间。延时方框9a-9e和相关器6a-6e的数目影响以此确定码相位的准确度，但在实际的解决方案中，典型情况下采用少量的延时方框9a-9e和相关器6a-6e。

在相关器6a-6e中，完成混合器的输出信号和带有不同相位的码信号之间的相关(互相关)。每个相关器6a-6e产生一个输出值，指明在接收到的信号和带有某个相位的码信号之间的相关，其中在相关器6a-6e的输出中，可以得知接收到的信号与不同相位的码信号是如何相关的。将相关器的输出值发送到码相位检测器10，用于确定正确的码相位。在一种理想的情况下，相关器6a-6e的输出值作为相关结果应该产生一个等边三角形。一个这样的例子示于图3a中。这是基于这样的事实，在GPS系统中，卫星发送一种信号，其自相关函数对应于这样一种三角形。然而，多径传播在相关器6a-6e的输出值中引起畸变。多径传播信号相关结果的一个例子示于图2b中，其中有一个多径传播信号，与直接传播信号相比，其强度是-6dB，其相位差是0.5片。

作为一个例子，附图3a示出一种理想状况下的相关输出值，其中只有直接传播信号被接收到，以相应的方式，图3b示出除了直接传播信号以外，接收到一个多径传播信号的情况下相关输出值的一个例子。因此，这些是依据图2a和2b的函数的举例的情况下，相关器的输出值。在图3a和3b中，样本数目，或相关器6a-6e的输出值，考虑到被察看的码相位的范围，是相当小的(在本例中，在两个片的时间内，来自16个相关器的16个信号)。因此，如果不是不可能的话，也是非常困难确定，例如，依据图3b的样本集和理想状况，如依据图3a的样本集之间的差别。这可能在定位中引起差错。样本数目受相关器6a-6e数目的影响。在实际应用中，例如，为了保持接收机的部件数目和功率消耗在一个合理的水平上，相关器的数目不可能无限制地增加。

将一个相关器，最好是最中间的相关器6c的输出值也用于检测相位检测器11中的载波的相位。在相位检测器11中形成的，指明相位差的信号在第一滤波器12中被滤波，并发送到第一数控振荡器5。因而，通过调节第一数控振荡器5的频率，力图保持接收机锁定在载波的相位上。

作为一个例子使用的图1的监测方框中，有16个相关器，为了清楚起见只示出5个。然而，很明显，相关器的数目可以比这个数目稍高些，或者也可以稍小些。在依据本发明的一种接收机中，考虑到VLSI的实施方案，功率消耗和部件数目可保持合理。

以下，我们将参考图5的方框图描述在码相位检测器10中本发明的一种优选实施方案的操作。一种互相关函数模型24被存储在码相位检测器10中，一个方便的例子示于图2a中。理想情况下，这个互相关函数模型是一个底边长为两片的等边三角形，这相应于由相关器6a-6e所涉及的码长。这可由以下方法确定，在GPS系统中，码信号片有两个可能的值：+1和-1。为了计算码信号及其被延时的信号，码信号及其被延时的信号逐片相互相乘。因此，不同的相乘结果的平均在+1和-1之间。在码信号及其被延时的信号之间各个相位差中，这个平均值本来就是0。当相位差开始接近零时，这个平均值开始接近+1。在相位差是0的阶段，达到最大值+1。如果相位差被再次改变，平均值开始以基本上线性的方式下降。这可进一步以这样的方式加以说明：两个类似的矩形脉冲被想象成相互滑动，察看重迭脉冲的公共面积。因而，当脉冲相对移动并开始重叠时，这个公共面积开始以线性方式增加。在脉冲重迭阶段上，该面积为最大。在此以后，该面积开始以线性方式下降，当脉冲不再重迭时达到零。组成公共面积的等边三角形底边的长度是脉冲长度的两倍。这种同样的现象也出现在脉冲序列的情况下。

在依据本发明实施方案的方法中，所用的互相关函数模型是以上提出的等边三角形。然而，这种等边三角形的形式扩大到比起用于估计码相位最佳的范围宽很多。事实上，为了估计码相位，脉冲函数将是较好的，但在实际上，理想的脉冲函数是不可能被达到的。而且，接收机的RF和/或IF级，特别是其中所用的滤波器，某种程度上使三角形畸变。这些畸变是由于在RF和/或IF级的实施方案中应用的电子设备引起的，该畸变不同于由多径传播引起的变化。当为互相关函数建立模型时可考虑这些畸变，其中用于互相关函数的另一种模型是考虑到RF和IF级的畸变影响的模型。

也可将这种表示互相关函数的等边三角形认为是表示在一个信号传送信道，如在接收机中被实施的，理想脉冲函数和三角形脉冲响应之间的卷积。因为在时间层面上的卷积可作为在频率层面上的乘法来实现，在时间层面上的脉冲，在原则上，可由互相关函数的频率层面变换除以三角形脉冲响应的频率层面变换来形成。然而，在三角形脉冲的频率层面变换中，对于某些频率构成零值，这将导致被0除。因此，直接相除是不可能的，但这些零值最好依据本发明的方法由小的值ε代替。

在依据本发明的方法中，由相关器6a-6e的输出值(n个数)组成的向量须在码相位检测器中经时间-频率变换，如快速富里哀变换(FFT)，在第一FFT方框13中形成第一变换结果。互相关函数模型24也须在第二FFT方框14中经时间-频率变换，在其中形成n数目的变换结果。值n与相关器6a-6e的数目相同，最好是2的整数乘方。而且，互相关函数模型的富里哀变换结果被以这样一种方式修改，使接近零的变换值被设置成预先规定的值ε。这被示于设置方框15中。在本发明的一个最佳实施方案中，用ε来替代比ε小的所有的该互相关函数模型的富里哀变换结果的值。这个值ε是非常小的，但不等于零。因为这个值被用作除数，正如将在以下要描述的那样。很明显，互相关函数模型24的变换值可预先被存储在，例如，接收机的存储装置中(未示出)，其中第二FFT方框14和设置方框15将不必要。事实上，互相关函数并不是一个理想的等边三角形，RF和IF部分的滤波器将三角形变圆：在组成逆卷积所用的相关函数模型时，可考虑这一点。在本发明的一个最佳实施方案中，使用在无多径传播时实际相关器输出的逼真模型来构成该互相关函数模型。

在此往下，富里哀变换将主要用作时间-频率变换的例子，逆富里哀变换作为逆变换，也就是频率-时间变换的例子；然而，很明显，本发明并不仅限于这些例子。

由第一FFT方框13形成的第一变换值(n个数目)被除法器16中的互相关函数模型的变换值(也是n个数)除。这是基于这样的事实，该相关器输出值的频率层面的表示和相关器的互相关函数模型的频率层面表示的除法对应于相关器的理想脉冲响应和实际相关器的脉冲响应之间的逆卷积。以上描述的步骤表示FFT逆卷积的阶段，最好用以下方法还由内插随后。

除法的结果被从除法器16传送到逆FFT方框17，其中除的结果被变换到时间层面以形成第二变换结果，但采用这样的一种方法，使得由除法器16形成大于n个值的m值的数量被用于逆富里哀变换。值m最好大于由除法器形成的值的数目，下一个或更大的2的乘方。所用的数值m越大，确定码相位的精度越高，实际上这意味着与相关器数目被增加是相同的。例如，如果第一FFT方框13使用8个值(n＝8＝23)，在逆富里哀变换中使用16个值(m＝16＝24)。这些额外的滤波器值最好以这样一种方式在逆富里哀变换的起始端和末端被设置为零，使得它们被对称地相除(图5中的方框18a和18b)，其中逆富里哀变换同时对应于在时间层面上的sin(x)/x内插。函数sin(x)/x对应于理想低通滤波器的脉冲响应。在频率层面上补充零对应于在时间层面上增加分辨率，这原来就知道。

图3c示出在理想情况下由逆FFT方框17形成的第二变换结果，图3d示出在多径传播情况下第二变换结果的一个例子。通过分别将图3c和图3a以及图3d和图3b作比较，可清楚地看到，从依据本发明的这种方法组成的逆FFT方框17的变换结果可很好地检测出多径传播信号的影响。

在确定方框25中，对在逆FFT方框17中形成的值的分析被实施(一维确定)，以便在直接传播信号和多径传播信号之间加以区分。在本实施方案中，最好可通过设置阈值Thr(图3d)来执行分析，在逆FFT方框17中形成的每个变换结果与阈值作比较。从大于这个阈值Thr的变换结果中搜索最大值A，B，其中将带有最小码相位的最大值理解为由直接传播信号组成。在图3d的例子中，用参考标记A指出的最大值将被选取。这个最大值并不一定是最大的最大值，因为直接传播信号可有比反射信号更多的阻尼。例如，当接收机被用于室内时，直接传播信号可能必须通过衰减信号的建筑物结构传播，例如，通过屋顶和/或墙，反射信号可通过衰减信号较少的结构，例如通过窗户传播。

以下是参考图6的方框图，在码相位检测器10中依据本发明另一个有优势的实施方案的方法进行操作的详细描述。本实施方案与图5的有优选实施方案的最主要差别在于，区分直接传播信号与多径传播信号之间的分析并不是直接基于在逆FFT方框17中形成的第二变换结果，而是如下所述的还实施的另外的操作。

由于接收机和/或卫星的移动，多径传播组分具有比直接传播信号稍有不同的多普勒频移。这可被用于可选的频率分析阶段中，以实现对多径传播信号更好的区分。在逆FFT方框17中被变换到时间层面(逆卷积和内插)的第二变换结果被存储在第一移位寄存器19中，包括m行，每行包含k个元件数。因此，以上提出的步骤被迭代k次，逐次逆卷积的结果被作为逆卷积矩阵存储，因而是m×k矩阵。在每次变换时，一个新的变换结果被存入每行中；也就是，按列存储。

在预先确定数目(k)的第二变换结果被存入第一移位寄存器19以后，在逆FFT方框17中形成的新的样本列在每次迭代时被存入最老的列中。存储在第一移位寄存器19中的第二变换结果，也就是逆卷积矩阵，须在第三FFT方框20中经逐行富里哀变换以形成第三变换结果。第三变换结果被作为也具有m行和k列的一个分析矩阵存入第二移位寄存器21。图4a示出第一移位寄存器19的第二变换结果，该图表示在有一个多普勒频移的多径信号，其接收多径信号的载波和对包的调制码的相位差和直接传播信号之间的相位差随时间改变的情况下，作为时间的函数的相关器输出值(功率信号)。图4b示出第二移位寄存器21的第三变换结果，表示对第一移位寄存器19的内容执行的，由相关器输出的第二时间-频率变换形成的分析矩阵。该分析矩阵使得能既检测多径传播信号的码相位又检测其频偏。

在确定方框22中，第二移位寄存器21的第三变换结果的这种分析(两维确定)被实施以便在直接传播信号和多径传播信号之间加以区分。这最好可通过设置阈值来完成，将存储在第二移位寄存器21中的每个变换结果与该阈值比较。从大于这个阈值的变换结果中搜索最大值。直接传播信号在多径传播信号以前到达接收机，其中带有最小码相位的最大值(延迟)由直接传播信号产生。依据这样的事实有利于最大值的检测，即搜索可在两维平面中进行(码相位/频偏)，其中最大值之间的差别要比只在一维中实施检测更好些。这方面的情况示于图4c中。图4c示出两个最大值C，D，在其间示出码相位差和频偏。因此，在这些最大值之间的距离L1比起仅基于码相位差研究得到的距离要大(码相位差，相应地，在图4c中用参考标记L2指明)。

被检测到的最大值点的行和列的指数可被用于确定码相位和频偏。在码相位和频偏已被找到后，根据这些值，通过经码相位环路滤波器23对第二数控振荡器8调谐，接收机1可被同步和锁定到所希望的信号上。

虽然以上第二变换结果被逐列存储，分析被逐行实施，很明显，存储可逐行进行，分析可逐列实施。

而且，虽然以上的描述涉及只有一个多径传播信号在接收机中被接收到的一种举例的情况，依据本发明在接收机中同时区分大量的多径传播信号组是可能的。因此，即使在信号被从几个不同表面反射，例如围绕一个城市中一条街的建筑物的墙面的情况，也能区分直接传播信号与多径传播信号。

逆卷积的重复速率以及移位寄存器每行中的样本数k影响分析的频率分辨率和频率范围；具体是，增加该重复速率和样本数目就增加分析的频率分辨率。

以上已经提出的只是一种定位接收机监测方框的操作，但实际的接收机也包括例如，定位功能，它可以照此遵守现有技术的要求。

为了计算位置，接收机最好根据从至少4个卫星接收到的信号实施对信号的接收。因此，如果必要的话，将以上提出的步骤对每个卫星信号重复进行。

为应用本方法所需要的大多数方框可在数字信号处理器(未示出)中实现。为了实施FFT变换，或者利用硬件为基础的解决方案，或者利用在数字信号处理器中的软件应用程序是可能的。而且，为了控制接收机的操作，可以使用控制装置，最好是微处理机等，然而，并未表示在附图中，这些内容对于本领域的任何一个技术人员都是现有技术。

而且，附图7示出遵照本发明的一种占优势的实施方案的电子设备37，包括无线通信设备和定位接收机的功能。第一天线26被用于接收从定位卫星发送的信号。接收到的信号被传送到第一无线电部份27，在其中信号被变换到中频并数字化。第一无线电部分包括，例如，图1所示的接收机中的变换器方框2，数字化器方框3和乘法器方框4。数字化信号，在这一阶段最好包括I和Q组分，被传送到数字信号处理单元28，在其中，例如，以上提到的对不同相位的码信号r(x)的相关被实施。电子设备37也包括第一存储器装置29，包括，例如，随机存取存储器，用于在接收机操作期间存储所需要的数据，以及最好也包括只读存储器和/或非挥发性随机存取存储器，用于存储数字信号处理单元28的程序码。在本实施方案中，例如，控制方框10的功能部分，如FFT变换方框13，20，除法器16，和逆FFT方框17，在信号处理单元28中被实现。数字信号处理单元28最好也包括移位寄存器19，21，相关器6a-6e，以及延时方框9a＝9e。显然，至少某些所述的功能块也可用原来已知的其他方法实现。例如，FFT变换方框13，20和逆FFT变换方框17也可用为这些用途设计的集成电路等实现。而且，移位寄存器19，21可用集成电路或在存储器装置29中被实现。

数字信号处理单元28将在确定方框22，25中使用的，用于确定码相位和频偏的值传送到包括，例如微处理器和I/O逻辑的处理器方框30。处理器方框30控制扫描方框39以及第一开关40，在同步到要接收(采集)的信号以后，开关被转到另一个位置，以启动载波和码相位锁定功能。监测方框10的某些功能，例如确定方框22，25最好至少部分作为处理器方框中的程序命令被实现。作为用于处理器方框30的数据存储器和程序存储器，第二存储器装置31被采用。显然，第一存储器装置29和第二存储器装置31也可包括一个公共存储器。定位信息可在显示器32上显示给用户。

无线通信设备的功能也可在处理器方框30的应用软件中被实施。因此，显示器32也可被用于，以原本就已知的方法，显示，例如呼叫信息。利用键板33，用户可控制定位接收机以及无线通信设备。编码解码器34被用于对声频信号编码和解码。图7进一步示出用于无线通信设备的无线电部分35和第二天线36。

本发明并不仅限于以上提出的实施方案，但它可在所附的权利要求的范围内被修改。

Claims

1.在接收码调制扩频信号的接收机(1)中用于减少多径传播影响的一种方法，在该方法中，对应于调制中所用的码的至少一个参考码(r(x))被用于组成至少两个具有不同相位的参考信号，在接收到的信号和每个参考信号之间的相关被实施以形成相关值，其特征在于该方法也包括形成除法器功能的步骤和实施逆卷积的步骤，通过执行对该相关值的第一时间-频率变换以形成第一变换结果，并将所述的第一变换结果除以所述的除法器功能的值以形成除法结果。

2.依据权利要求1的方法，其特征在于该方法也包括以下步骤：

-填充步骤，其中用填充数值补充在逆卷积步骤中形成的除法结果，

-内插步骤，其中对在逆卷积步骤中形成的第一变换结果和在填充步骤中添加的填充数值执行频率-时间变换，以形成第二变换结果，和

-确定步骤，根据所述的第二变换结果确定接收信号的码相位。

3.依据权利要求2的方法，其特征在于在确定步骤中，搜索带有最小码相位的接收信号。

4.依据权利要求2的方法，其特征在于：在该方法中，重复所述的逆卷积步骤，填充步骤和内插步骤，将在每个重复时间形成的所述的第二变换结果存储在第一方向中，以形成逆卷积矩阵；实施频率分析步骤，其中所述的存储在逆卷积矩阵中的第二变换结果须在垂直于第一方向的第二方向中经时间-频率变换以形成第三变换结果，组成分析矩阵(21)，在所述的分析矩阵(21)中搜索最大值，找出直接传播信号。

5.依据权利要求4的方法，其特征在于带有最小码相位的最大值被选取。

6.依据权利要求5的方法，其特征在于根据存储在所述的分析矩阵中的第三变换结果的相位差和频偏，在两维中完成最小码相位的确定。

7.依据权利要求2到6中任一项的方法，其特征在于所述的被使用的第一时间-频率变换是富里哀变换。

8.依据权利要求4，5或6的方法，其特征在于所述的被使用的第一和第二时间-频率变换是富里哀变换，其中所述的被使用的频率-时间变换是逆富里哀变换。

9.依据权利要求2到8中任一项的方法，其特征在于所述的被使用的填充数值是零。

10.依据权利要求2到9中任一项的方法，其特征在于所述的填充数值被以对称分布的方式设置在频率-时间变换的初始和最终部分。

11.依据权利要求2到10中任一项的方法，其特征在于在第一时间-频率变换中，形成n个变换值，n是2的整数乘方，m个数目的值被使用在该频率-时间变换中，m大于数目n，其中将m-n个数目的填充数值添加，m是下一个较大或较高的2的乘方。

12.依据权利要求1至11中任一项的方法，其特征在于，为了形成所述的除法器功能，选取一个阈值(ε)；组成互相关函数模型，对此执行时间-频率变换；小于所述阈值的互相关函数模型的时间-频率变换结果的值用所述的阈值(ε)代替。

13.依据权利要求12的方法，其特征在于所述的被使用的互相关函数模型是等边三角形。

14.依据权利要求12的方法，其中被接收到的信号被通过接收机(1)的RF级传送，其特征在于所述的互相关函数模型至少考虑在接收到的信号中所述的RF级的影响。

15.依据权利要求12或14的方法，其中被接收到的信号被通过接收机(1)的IF级传送，其特征在于所述的互相关函数模型至少考虑在接收到的信号中所述的IF级的影响。

16.依据权利要求12，13，14或15的方法，其特征在于所述的除法器功能被预先计算并存储在接收机(1)中。

17.依据权利要求1到16中任一项的方法，其特征在于接收由GPS系统的两个或多个卫星发送的扩频信号，其中对于接收的每个扩频信号重复该方法的步骤。

18.依据权利要求1到17中任一项的方法，其特征在于，从接收的信号中搜索直接传播信号。

19.一种用于接收码调制扩频信号的接收机(1)，该接收机(1)包括装置(10)，用于从接收到的信号减少多径传播的影响，装置(7，8，9a-9e)，用于根据对应于在调制中所用的码的至少一个参考码(R(x))，形成至少两个不同相位的参考信号，和装置(6a-6e)，用于在接收到的信号和每个参考信号之间实施相关以形成相关值，其特征在于接收机(1)还包括：

-装置(12，14，15；29)，用于构成除法器功能，和

-逆卷积装置(13，16)，包括对相关值实施第一时间-频率变换以形成第一变换值的装置，和将所述的第一变换值用所述的除法器功能值除，以形成除法结果的装置。

20.依据权利要求19的接收机(1)，其特征在于它还包括：

-填充装置(18a，18b)，用于将填充数值添加到在逆卷积步骤中形成的除法结果中，

-内插装置(17)，用于对在逆卷积步骤中形成的第一变换值和在填充步骤中添加的填充数值实施频率-时间变换，以形成第二变换结果，和

-确定装置(22，25)，根据所述的第二变换结果确定接收信号的码相位。

21.依据权利要求20的接收机(1)，其特征在于确定装置(22，25)包括用于搜索带有最小码相位的接收信号。

22.依据权利要求20的接收机(1)，其特征在于对相关值执行第一时间-频率变换以形成第一变换结果，将第一变换值用所述的除法器功能的值除，将填充数值添加到在逆卷积步骤中形成的除法结果中，和执行频率-时间变换以形成第二变换结果的这些步骤被安排成迭代地进行；接收机(1)也包括存储装置(19)，用于存储第一方向中的第二变换结果以形成逆卷积矩阵，和频率分析装置(20)，用于在与第一方向垂直的第二方向中执行时间-频率变换，用于将所述的变换结果存储在逆卷积矩阵中以形成第二变换结果并将它们作为分析矩阵(21)存储，和装置(22)，用于从所述的分析矩阵(21)的第三变换结果搜索最大值。

23.依据权利要求22的接收机，其特征在于被安排选取带有最小码相位的最大值。

24.依据权利要求23的接收机(1)，其特征在于最小码相位的确定被安排成根据在所述的分析矩阵中存储的第三变换结果的相位差和频偏以两维的方式实施。

25.依据权利要求20到24中任一项的接收机(1)，其特征在于所述的被使用的第一时间-频率变换被按排的是富里哀变换。

26.依据权利要求22，23或24的接收机(1)，其特征在于所述的被使用的第一和第二时间-频率变换被按排的是富里哀变换，其中所述的被使用的频率-时间变换被安排的是逆富里哀变换。

27.依据权利要求20到26中的任一项的接收机(1)，其特征在于所述的被使用的填充数值被安排的是零。

28.依据权利要求20到27中任一项的接收机(1)，其特征在于所述的填充数值被安排成以对称分布的方式设置在频率-时间变换的初始和最终部分中。

29.依据权利要求20到28中任一项的接收机(1)，其特征在于在第一时间-频率变换中安排使用n个变换值，n是2的整数乘方，而在频率-时间变换中安排使用m个值，m大于n，其中安排使用m-n个数目的填充数值，m是下一个或更大的2的整数乘方。

30.依据权利要求19到29中任一项的接收机(1)，其特征在于为了形成所述的除法器功能，选取设置值(ε)并形成互相关函数模型，接收机(1)也包括装置(14)，用于对所述的互相关函数模型执行时间-频率变换，和装置(15)，用于用所述的设置值(ε)替代互相关函数模型的时间-频率变换结果的零值。

31.依据权利要求30的接收机(1)，其特征在于所述的被选取的互相关函数模型是一个等边三角形。

32.依据权利要求31的接收机(1)，其中被接收到的信号被通过接收机(1)的RF级传送，其特征在于所述的互相关函数模型至少考虑接收到的信号中所述的RF级的影响。

33.依据权利要求31或32的接收机(1)，其中被接收到的信号被通过接收机(1)的IF级传送，其特征在于所述的互相关函数模型至少考虑接收到的信号中所述的IF级的影响。

34.依据权利要求30，31，32或33的接收机(1)，其特征在于所述的除法器功能被预先计算并存储在接收机(1)中。

35.依据权利要求20到34中任一项的接收机(1)，其特征在于它是一种GPS接收机。

36.一种包括至少一个定位接收机(1)的电子设备(24)，带有用于接收码调制的扩频信号的装置(2)，装置(10)，用于减少接收到的信号中多径传播的影响，装置(7，8，9a-9e)，用于根据对应于在调制中所用的码的至少一个参考码(R(x))，形成至少两个不同相位的参考信号，用于在接收到的信号和每个参考信号之间实施相关以形成相关值，其特征在于电子设备(1)也包括：

-装置(12，14，15；29)，用于形成除法器功能，和

-逆卷积装置(13，16)，包括对相关值实施时间-频率变换的装置和将时间-频率变换结果用所述的除法器功能的值除的装置。

37.依据权利要求36的电子设备(1)，其特征在于它还包括：

-内插装置(17)，用于对在逆卷积步骤中形成的第一变换值和在重新设置步骤中被添加的填充数值实施频率-时间变换，以形成第二变换结果，和

-确定装置(22，25)，用于根据所述的第二变换结果，确定接收到的信号的码相位。

38.依据权利要求36或37的电子设备(1)，其特征在于它也包括装置(32，33，35，36，37)，用于实施移动通信设备的功能。