JP5587121B2 - 整合フィルタ回路及び整合フィルタリングを実行するための方法 - Google Patents
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関連出願へのクロスリファレンス
本出願は、同じ発明者であるクラスナー(Norman F. Krasner)によって1997年2月11日に提出され本発明の譲受人に譲受された「高速・高感度GPS受信器」という題名の、暫定米国特許出願第06/037,904号の部分継続出願である。
本発明の一実施形態によるGPS受信機で使用するための改良された捕捉回路は、GPS信号の敏捷な捕捉および高感度を得るように前処理機能および後処理機能とともに1つあるいはそれ以上の整合フィルタを使用する。特に、受信機が低信号対雑音比環境で作動できる後整合フィルタループ積分器(「くし形フィルタ」とも呼ばれる)は、非常に高い感度を得るのに必要な積分を行う。図2は、複数の入力チャネルのための別個の捕捉回路を備えているGPS入力信号捕捉回路200を示している。GPS捕捉回路の単一チャネル201のための捕捉回路のブロック図が本発明の1つの態様により示されている。
上記の式では、変数は下記の値を有する。
Ldopp=sinc2(freq offset×npred×0.001)Ldata=(1−0.315×npred/20)2
上記の式では、変数は下記の意味を有する。
npostd:加算された独立した事後検出フレームの数=全数フレーム/npredF:1023であるようにとられるPNフレーム当たりの独立したサンプル数
Ldopp:ドップラーの誤差による損失
Ldata:連続した積分を低下させるデータ遷移による損失
freq offset:受信信号と受信機の推定値との間のキャリア周波数誤差(局部発振器およびドップラー誤差を含む)
上記の式では、(S/N)outは、平均二乗背景雑音パワーで割られたピーク出力信号パワーであり、(S/N)inは、チップレート(およそ1MHz)に等しいバンド幅で測定された平均雑音パワーで割られた平均信号パワーである。(npred×npostd)は積分されるPNフレームの全数に等しいことに注目。したがって、上記の式は、最大出力SNR(通常、十分な検出可能性および低い誤った検出レートに対して約15dB、すなわち約30倍を越えるべきである)最大出力SNRを得るためにパラメータnpostdおよびnpred(図4のMおよびN)を選択するために使用できる。いくつかの場合、ドップラー誤差が大きいかもしれないとき、検出が生じるまで、マイクロコントローラ428から出力であるドップラー制御線をゆっくりと進むかあるいは同調できる。
図6は、本発明の一実施形態による捕捉回路400の整合フィルタ408の詳細図を示している。整合フィルタ408は、重み付けタップ付遅延線構造を利用する。フィルタ408は2つの別個のセクションに分割される。一方のセクションは個別チップの時間波形に整合されるチップ整合フィルタ604を含む。チップ整合フィルタ604は、擬似ランダム信号パターンの実際のパターンに整合されるタップ付フィルタ608が後に続く。フィルタをこのようにばらばらにすることによって、タップ付フィルタは±1の値だけとるタップを含み、さらに、あらゆる他のタップはゼロに設定されてもよい。図6に例証された整合フィルタでは、タップ付フィルタ608に供給されたサンプルレートは、ダウンサンプラ606によって発生されるようにチップ当たり2個のサンプルである。
前述の議論では、整合フィルタ408は、GPSフレームの全てのPNチップに対応するサンプル値の各々(1023チップ、一般的にはチップ当たり2サンプルで2046個のサンプル値)を連続して計算した。しかしながら、整合フィルタの複雑さを減らし、本発明の長所をなお保持することができる。
x(1)w(1023)+x(2)w(1022)+…+x(32)w(992)
x(2)w(1023)+x(3)w(1022)+…+x(33)w(992)
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・
x(32)w(1023)+x(33)w(1022)+…+x(63)w(992)
この時に、32のサンプルが処理された後、重みは、そのときその元の値よりも小さい指数(すなわち、w(991)...w(960))を有する重みと取り換えられ、整合フィルタは次の32のサンプルに対する結果を生じる(時間t=32〜t=63)。
x(33)w(991)+x(34)w(990)+…+x(64)w(960)
x(34)w(991)+x(35)w(1022)+…+x(65)w(960)
・
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x(64)w(991)+x(65)w(990)+…+x(95)w(960)
しかしながら、ループ積分器630の効果は、上記の2つのアレイの対応する行を一緒に加えることにあり、それによってその記憶レジスタ内に時間(t=32からt=63)の各々に対する全結果を生じる。
x(1)w(1023)+x(2)w(1022)+…+x(64)w(960)
x(2)w(1023)+x(3)w(1022)+…+x(65)w(960)
・
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x(32)w(1023)+x(33)w(1022)+…+x(95)w(960)
この後のアレイの各行は、出力時間t=0、1,...31に対応する長さ64の整合フィルタに対して発生された各行と同じである。したがって、ループフィルタは、整合フィルタがより長い長さ整合フィルタの役目を果たすことができるように必要とされる機能を実行する。同様に、あらゆる付加的32のサンプルの後、新しい重みのセットは前のセットよりも小さい値32の指数とともに導入される。上記の解析は利用され、あらゆる付加的32のサンプル後のループ積分器の出力は、いっそう長い整合フィルタのために生じる時間t=0〜t=31のフィルタ出力を示している。32のこのような期間の後、整合フィルタ620によって発生されたデータセットは下記のとおりである。
x(993)w(31)+x(994)w(30)+…+x(1024)w(0)
x(994)w(31)+x(995)w(30)+…+x(1025)w(0)
・
・
・
x(1024)w(31)+x(1025)w(30)+…+x(1055)w(0)
このデータは、動作を完了するために前のデータに付加される。ループ積分器630がこの最終ブロックで更新される度に、その内容は他のバッファに送ることができる。次の時間にループ積分器630は更新され、数フレームにわたって積分したくない場合、その最初の状態はセロにセットできる。
図10は、本発明の一実施形態による従来のGPS受信機900の捕捉回路400の実現を示している。GPS信号は、GPSアンテナ902によって受信され、入力回路904を通ってGPS受信機900に入力される。受信GPS信号内のPNコードは、図4〜8に関して前述された動作に従って外部プロセッサとともに回路400aで得られ、追跡される。捕捉400aの出力は、信号が受信された各GPS衛星から受信された信号に対応する擬似範囲データ908を含む。各衛星は、入力回路904によって受信され、回路400bによって復調される天体位置表データも送信する。プロセッサ910は、天体位置表データおよび擬似範囲データを処理し、受信機の位置を決定する。プロセッサ910の出力は、ユニットの位置を図形であるいは構成上表示する表示装置912のような入出力装置を駆動する。この構成では、図4の回路は、プロセッサ910とともに捕捉機能およびトラッキング機能の両方を実行する。
路選択する送受信機スイッチ(またはデュプレクサ)を含む。受信通信信号は、通信受信機1010に入力され、処理するためにプロセッサ1012に送られる。プロセッサ1012から送信される通信信号は、変調器1014および周波数変換器1016に伝搬される。電力増幅器1018は、信号の利得を基地局1006に送信するための適切なレベルに増加する。受信機1000の結合GPS/通信システムでは、捕捉回路400によって発生された擬似範囲データは、通信リンクを介して基地局1006に送信される。次に、基地局1006は、遠隔受信機からの擬似範囲データおよびそれ自身のGPS受信機あるいはこのような他のデータ源から受信された天体位置表データに基づいて受信機1000の位置を決定する。次に、位置データは、GPS受信機1000あるいは他の遠隔位置に送り返すことができる。受信機1000と基地局1006との間の通信リンクは、直接リンクあるいはセルラ電話リンクを含む多数のいろいろの実施形態で実現される。
GPS捕捉回路全ての前述の例は、入来データを記憶するために別個のシフトレジスタを必要とする各々(例えば図2の捕捉回路200)と並列の複数の整合フィルタを実現した。これらの回路に対して、多数のチャネル、例えば8つのチャネルが並列に実現される場合、レジスタ数は大きくなり、システムの全ゲートカウントを支配してもよい。さらに、多数のレジスタに関連したかなりの電力ドレインがあってもよい。本発明の一実施形態では、入力GPS信号データを保持するGPS捕捉回路は入力段で単一シフトレジスタを利用する。
ることにある。
信号は、プセドライトあるいはプセドライトの均等物からのGPS状信号を含むように意図されている。
Claims (7)
- 整合フィルタ回路であって、
サンプリングされたグローバルポジショニングシステム信号に基づいてデータを受信する第1の入力を有する第1の入力マルチプレクサと、
前記第1の入力マルチプレクサの出力に直接結合された入力と、前記第1の入力マルチプレクサの第2の入力に直接結合された出力とを有する第1のシフトレジスタと、
サンプリングされたグローバルポジショニングシステム信号に基づいてデータを受信する第1の入力を有する第2の入力マルチプレクサと、
前記第2の入力マルチプレクサの出力に直接結合された入力と、前記第2の入力マルチプレクサの第2の入力に直接結合された出力とを有する第2のシフトレジスタと、
前記第1のシフトレジスタの前記出力に結合された第1の入力を有するとともに、前記第2のシフトレジスタの前記出力に結合された第2の入力を有する出力マルチプレクサと、
前記出力マルチプレクサの出力に結合された乗算器/アキュムレータ組み合わせと、
を具備する整合フィルタ回路。 - 前記乗算器/アキュムレータ組み合わせは、第1の時間間隔において前記第1のシフトレジスタの出力に重みを乗算して乗算結果を蓄積するとともに、第2の時間間隔において前記第2のシフトレジスタの出力に重みを乗算して乗算結果を蓄積する請求項1に記載の整合フィルタ回路。
- 前記乗算器/アキュムレータ組み合わせはさらに、前記出力マルチプレクサの前記出力と、タップ重みシフトレジスタの出力とに結合された乗算器と、
前記乗算器の出力に結合されたアキュムレータと、を具備する請求項2に記載の整合フィルタ回路。 - 前記タップ重みシフトレジスタから出力される重みは、前記乗算器が選択可能なインバータとして機能するように選択される請求項3に記載の整合フィルタ回路。
- グローバルポジションニングシステム信号に関して整合フィルタリングを実行するための方法であって、
サンプリングされたグローバルポジションニングシステム信号に基づいてデータを第1のシフトレジスタ及び第2のシフトレジスタに供給することと、
第1の時間間隔において、前記第1のシフトレジスタからのデータを出力マルチプレクサによって受信することと、
前記第1のシフトレジスタによって出力されたデータに重み値を乗算することと、
前記第1のシフトレジスタから出力された乗算データを蓄積することと、
第2の時間間隔において、前記第2のシフトレジスタからのデータを前記出力マルチプレクサによって受信することと、
前記第2のシフトレジスタによって出力されたデータに重み値を乗算することと、
前記第2のシフトレジスタから出力された乗算データを累算することと、
を具備する方法。 - 前記第1の時間間隔において、前記方法はさらに、
サンプリングされたグローバルポジションニングシステム信号に基づいて第1の入力マルチプレクサによってデータを受信することと、
前記第1のシフトレジスタに記憶されたデータをシフトすることと、
前記第1のシフトレジスタからの出力にタップ重みを乗算して、乗算結果を蓄積することと、
前記第1の入力マルチプレクサによって前記第1のシフトレジスタの前記出力から入力されたデータを選択することと、
前記第1のシフトレジスタに記憶されたデータを循環シフトすることと、
前記循環シフトしたデータにタップ重みを乗算して、乗算された循環シフトデータを累算することと、
を具備する請求項5に記載の方法。 - 前記第2の時間間隔において、前記方法はさらに、
サンプリングされたグローバルポジションニングシステム信号に基づいて第2の入力マルチプレクサによってデータを選択することと、
前記第2のシフトレジスタに記憶されたデータをシフトすることと、
前記第2のシフトレジスタからの出力にタップ重みを乗算して、乗算結果を蓄積することと、
前記第2の入力マルチプレクサによって前記第2のシフトレジスタの前記出力から入力されたデータを選択することと、
前記第2のシフトレジスタに記憶されたデータを循環シフトすることと、
前記循環シフトしたデータにタップ重みを乗算して、乗算された循環シフトデータを累算することと、
を具備する請求項5に記載の方法。
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