JP2007525039A - リアルタイム・ソフトウェア・レシーバ - Google Patents
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Abstract
【選択図】図1
Description
この発明は、契約番号N00014−J−1822に基づく、海軍研究事務所(ONR)と契約番号NCC5−563、NAG5−11819、及び、NAG5−12089に基づく、航空宇宙局とからの合衆国政府支援で為された。合衆国政府はこの発明において特定の権利を有する。
この発明は、全般的には、ソフトウェア無線レシーバに関し、より詳細には測位システム用のソフトウェア・レシーバに関する。
Real-Time GPS Software Radio Receiver, Akos et al., ION NIM 2001, 22-24, January 2001, Long Beach, CA pp.809-816 (Akos 2001a) Global Positioning System Software Receiver (gpSrx) Implementation in Low Clost/Power Programmable Processors, Akos et al. ION GPS 2001, 11-14 September 2001, Salt Lake, UT, pp.2851-2858
本発明の他の目的は、記憶されるべき正弦信号成分及び余弦信号成分の数を最少化することである。
本発明の別なる目的は、ビット単位並列を通じて入来する信号を処理することである。
本発明の更なる目的は、ビット単位並列の使用によって過剰サンプリングされた信号を処理することである。
本発明のまた更なる目的は、ビット単位並列化ソフトウェア・レシーバで非常に長い過剰サンプリングされたPRNコードを効率的に処理することである。
ここで、式(2)及び(3)はkth C/Aコード期間中に適用する。これらの式において、
及び
はkth及びk+1stコード期間の始動時間のレシーバ推定値であり、
は時間
での推定搬送波位相であり、並びに、
はkthコード期間中の推定搬送波ドップラー偏移である。
、並びに、
を計算する。これらは、
及び
を計算する遅延ロックド・ループや、
及び
を計算する位相ロックド・ループ或は周波数ロックド・ループ等のオープン・ループ取得方法及びクローズド・ループ信号追跡方法を含む。ここで開発されたソフトウェア・レシーバはこれら推定値を形成するための従来技術を用いる。
A. J. Van Dierendonck, Global Positioning System: Theory and Application, B. W. Parkinson and J. J. Spiker, Jr., Eds., vol. I, American Institute of Aeronautics and Astronautics, 1996, Chapter 8, pp. 329-406 (Direndonck)
ここで、ikは
に従う第1RFフロントエンド・サンプル時間のインデックスであり、Nk+1は
に従うサンプルの合計数である。時間オフセットΔはレプリカPRNコードがもしそれが正であれば早く再生させられ、そしてもしΔが負であれば遅く再生される。プロンプト相関器はΔ=0を伴った数式(4)及び(5)によって規定される。アーリー-マイナス-レイト相関器はIjk(Δeml/2)−Ijk(−Δeml/2)及びQjk(Δeml/2)−Qjk(−Δeml/2)であり、Δemlは早いPRN搬送波レプリカ及び遅いPRN搬送波レプリカの間の間隔である。ここで記載される本発明はIjk及びQjkをソフトウェア的に累積するレシーバに対する効率的な技術である。
the MITEL GPS Architecture software ported to RTLINUX (A Coming of Age for GPS: A RTLINUX BASED GPS RECEIVER, Ledvina eta al., Proceedings of the Workshop on Real Time Operating Systems and Applications and Second Real Time Linux Workshop (in conjunction with IEEE RTSS2000) November 27-28, 2000)
の中間周波数に逓降変換して、アナログ・ディジタル変換を実行するMTTEL(登録商標)GP2015RFフロントエンドであり得る。結果としてのディジタル化された信号データ21は、2つの二値ビット/サンプル、符号ビット及びマグニチュード・ビット、或は1つのビット/サンプル等のビット/サンプルの事前決定数を有する。DAQシステム17におけるシフトレジスタはマグニチュード及び符号データ・ビット・ストリームを個別のワードに並列処理し、DAQシステム17はそれらをDMAを用いてマイクロプロセッサ16のメモリ内に読み込む。マイクロプロセッサ16内へのより効率的なデータ読み込みプロセスを為すべく且つ効率的な相関計算を準備すべく、DAQシステム17は一時に32ビット等のバッファされたサンプルの事前特定化されたビット数を読み取ることができる。この例示的な32ビットは16個の符号ビットと16個のマグニチュード・ビットとを含む。
クロック信号と同期化することによって、正確なタイミングをも提供する。DAQシステム17は、例えば16ビット・ワードに対する16カウンタによる除算の使用によって、5.71424MHzクロック信号を357.14KHzまでに逓降変換でき、それはバッファが満杯の場合を示す信号を提供できる。DAQシステム17はバッファ満杯指示を提供するために任意の方法を使用できる。
となり、ここで、ωgjkは推定周波数
と最も接近しているグリッド周波数であり、t0gjkはこの搬送波レプリカ信号25(図3A)がゼロ搬送波位相を有する時間である。ソフトウェア相関器19はこれら累積を回転し、計算され得るものの正確な近似値を作り出し、数式(4)及び(5)において推定搬送波位相時間履歴が使用された、即ち、
Ijk(Δ)=Igjk(Δ)cos(Δψavgjk)+Qgjk(Δ)sin(Δψavgjk)(8)
Qjk(Δ)=−Igjk(Δ)sin(Δψavgjk)+Qgjk(Δ)cos(Δψavgjk)(9)
の平均値がゼロであるために有効である。
ΔSNR=20log10(sin(πΔfT)/πΔfT) (12)
で与えられ、ここで、ΔfはHzの単位であり、Tは積分期間である。よって、175HzのΔfは、T=0.001秒に対して0.11dBの最悪のC/No損失を生ずる。
The New L2 Civil Signal, R.D. Fontana el al., Proceedings of the ION GPS 2001, September 11-14, 2001, Salt Lake City, UT. pp.617-631 引き続き、ソフトウェア相関器19(図1)の動作に対するビット単位並列処理の説明をすると共に、図3Aを参照すると、ここに記載された特別に開発されたアルゴリズムはビット単位並列処理を利用して、Cコード・コマンド等の単一プログラミング言語ステートメントは一時に32サンプルまで部分的に処理できる。先行して言及した余弦信号及び正弦信号の形態での搬送波レプリカ信号25は、二値搬送波レプリカ符号25A及び搬送波レプリカ・マグニチュード25Bとして記憶される。この表現のフォーマットは表2に規定され、図3Cに図示され、それは最小2乗誤差を有する最適2ビット表現53(図3C) に示される代表的な正弦信号51(図3C)の形態での再構築された搬送波及び搬送波レプリカである。表2のフォーマットは、余弦信号及び正弦信号が役2.4の振幅を有することを仮定している。留意することは、例えば2ビット表現を超える他の表現は可能である。一般に、より大きなビットはより良好なSNRを生ずるが、相関関係演算に対するより多数の計算をも要求し得る。
を仮定する。留意すべきことは、0.001の周期がC/Aコードの完全1023チップだけを用いる累積に適用できることである。他の任意のタイプのコード或は累積間隔は異なる周期を有し得る。この仮定によるコード位相エラーは中間点が所望の中間点時間
で生ずる中間点を有する事前計算過剰サンプリングPRNコード・テーブル28からレプリカ・コードを選択することによって削減し得る。この仮定の唯一の他の効果は小さな相関関係パワーロスであり、それはもしドップラー偏移のマグニチュードが10KHz未満であれば、ほんの0.014dBにすぎない。事前計算過剰サンプリングPRNコード・テーブル28は、例えば175ナノ秒の信号サンプル間隔に対して測定されるように、例えば14の種々の位相の内からの選択を含むことになる。これは、例えば12.5ナノ秒のコード位相間隔に変形し、それは3.8mの擬似範囲測定ディジタル化レベル、或は、1.9mの最大測定エラーと等しい。事前計算過剰サンプリングPRNコード・テーブル28における位相数はシステムの設計に依存し、位相の集合数は本発明では要求されない。図6で参照されるように、事前計算過剰サンプリングPRNコード・テーブル28がC(1)からC(M)のチップの過剰サンプリングされたビット単位並列表現を記憶する。テーブルは、累積間隔W195(図6)における全体的な第1データ・サンプル・ワードを跨ぐコード・チップC(1)の始動時間の範囲に対して、過剰サンプリングされたビット単位並列コード・レプリカの検索を可能としている。このテーブルはコード・レプリカを含み得て、その種々の位相は、始動時間の必要数のほんの1/nであるデータ・ワードW195(図6)の単一サンプル間隔だけを跨ぐ始動時間を生ずる。この場合、ソフトウェア相関器はビット・シフト演算をそのサンプル間隔から表形式にされたPRNコード・レプリカに適用し得て、チップC(1)がデータ・ワードW195(図6)の種々のサンプル間隔で始動する際に適用される、過剰サンプリングビット単位並列PRNコード・レプリカを発生する。
マイナス1=NOT(符号)AND[NOT(高マグ)AND NOT(低マグ)] (13)
マイナス2=NOT(符号)AND(NOT(高マグ)AND 低マグ) (14)
マイナス3=NOT(符号)AND[高マグAND NOT(低マグ)] (15)
マイナス6=NOT(符号)AND[高マグAND低マグ] (16)
プラス1=符号AND[NOT(高マグ)AND NOT(低マグ)] (17)
プラス2=符号AND[NOT(高マグ)AND(低マグ)] (18)
プラス3=符号AND[(高マグ)AND NOT(低マグ)] (19)
プラス6=符号AND[(高マグ)AND低マグ] (20)
マイナス2=[ゼロ・マスク AND NOT(符号)]AND[NOT(高マグ)AND NOT(低マグ)] (21)
マイナス4=[ゼロ・マスクAND NOT(符号)]AND[NOT(高マグ)AND低マグ]
(22)
マイナス6=[ゼロ・マスクAND NOT(符号)]AND[高マグAND NOT(低マグ)]
(23)
マイナス12=[ゼロ・マスクAND NOT(符号)]AND[高マグAND低マグ] (24)
プラス2=[ゼロ・マスクAND符号]AND[NOT(高マグ)AND NOT(低マグ)](25)
プラス4=[ゼロ・マスクAND符号]AND[NOT(高マグ)AND低マグ] (26)
プラス6=[ゼロ・マスクAND符号]AND[高マグAND NOT(低マグ)] (27)
プラス12=[ゼロ・マスクAND符号]AND[高マグAND低マグ] (28)
1カウント数=BITSUM(値ワード) (29)
ここで、テーブル1カウント数の出力はワード値ワードにおける1ビットの数である。この演算は、プロンプト被積分関数ワード27(図3B)及びアーリー-マイナス-レイト被積分関数値ワード37(図3B)の各々に対して繰り返されて、方法ステップ111(図4B)を達成する。テーブル幅、例えば16ビット或は32ビットの選択は利用可能なメモリ量や他の設計決定に依存する。もしテーブル幅が値ワードにおけるビット数より小さければ、テーブルの多重呼び出しが使用されて、所与の値ワードにおける1値の合計数を計算する。各呼び出しはその値ワードにおけるビットの一部だけを入力として取る。
は連続的範囲:
における値の無限数を採用し得る。この範囲の下限は、第1レイト・チップの最終時間が第1サンプル時間よりは速くは生じないことを補償する。下方の時間差67(図2D)Δt0値は、サンプル時間の全てで、プロンプトPRNコード29(図2D)、アーリー・コード69B(図2D)、並びに、レイト・コード69C(図2D)とは関連のない第1チップを作る。式(31)における上限は、第1レイト・チップの始動時間が第1サンプルよりは遅くならないことを補償する。Δt0のより大きな値は、有効コード・チップに基づき未定義である第1サンプル時間でレイト・コード69C(図2D)を残す。
Δt0k=kΔts/m k=kmin,…,kmax (32)
ここで限界:
kmin=floor(−mΔteml/2Δts)−2 (33a)
kmax=floor(m[Δtc−1/2Δteml]/Δts) (33b)
ここで、nsは各ワード内にビット単位並列フォーマットで記憶され得るデータ・サンプルの数である。式(34)から明らかなように、l(Δt0)はΔt0の非増大関数である。それ故に、要求されるチップの最大数はΔt0の最小値で生ずる:
L=l(Δt0kmin) (35)
Cp(n,i)=C[jp(n,i);i] n=1,2,3,...,ns (39a)
Ce(n,i)=C[je(n,i);i] n=1,2,3,...,ns (39b)
Cl(n,i)=C[jl(n,i);i] n=1,2,3,...,ns (39c)
N=ceil((Δtstart+MΔtc)/nsΔts) (41)
を暗示している。
nex0=ceil(Δtstart/Δts) (42a)
nexf=nsN−ceil((Δtstart+MΔtc)/Δts) (42b)
であることを暗示している。
IEEE Transactions on Wireless Communications, 2003 A 12-Channel Real-Time GPS L1 Software Receiver, B. M. Ledvina et al., Proceedings of the ION National Technical Meeting, January 22-24, 2003, Anaheim, CA. Bit-Wise Parallel Algorithms for Efficient Software Correlation Applied to a GPS Software Receiver, B. M. Ledvina et al.
Δi(l)=C(0) (44a)
Δi(μ)=mod[2Δi(μ-1),2L]+C(μ-1) μ=2,3,4,...,(M+2) (44b)
Δi(μ)=mod[2Δi(μ-1),2L] μ=(M+3),(M+4),...,(M+L+1)(44c)
留意すべきことは、mod(2x,2L)演算は単一の切頭左向きビット・シフトによって置き換え可能である。
iv=1+(kv−kmin)×2L+Δi(μv) v=1,2,3,...,N (45)
Δtf=Δts/mf (46)
である。この関係は反復的に決定されるkfvからkvを決定すべく使用可能である。幾つかの定数は、kfv,kv,μvを決定する反復的手続きによって要求される。第1の5つの定数は、x(i)テーブルを発生すべく使用される公称チップ長Δtcnomと、以下の累積に使用される実際のチップ長65(図2D)、Δtcとの間の差を考慮すべく使用される。
kfmid=round[(ns−1)mf/2] (48a)
λ=Δtc−Δtcnom/Δtc (48b)
afix0=ceil[(kfmid−mfkmin/m)λ2]sign(λ) (48c)
afix=round(λbfix) (48e)
式(51a)からのkflnomがその上限kfmaxを乱し得ることは可能である。それ故に、以下の条件的調整が具現化され得て、初期化を終了する。
kfvnom=kf(v-1)+Δkftyp v=2,3,4,...,N (53a)
μvnom=μ(v-1)+Ltyp v=2,3,4,..,N (53b)
kv=round[mkfvfix(kfv)/mf] v=1,2,3,...,N (55)
xpv=xp(iv) v=1,2,3,...,N (56a)
xemlzms=xemlzm(iv) v=1,2,3,...,N (56b)
xeml2sv=xeml2s(iv) v=1,2,3,...,N (56c)
kfv=kfvnom−ηfvΔkfc v=2,3,4,...,N (57b)
μv=μvnom−ηfv v=2,3,4,...,N (57c)
:衛星jに対するソフトウェア・レシーバ10のそのk番目のPRNコード期間中における推定されたコード・チッピング率は取得サーチ手続きによって決定されるか、或は、もし追跡であれば、遅延ロックド・ループによって決定される。同じように、
:関連搬送波ドップラー偏移は取得手続きで規定されるか、或は、もし追跡が着手されたならば、位相ロックド・ループ或は周波数ロックド・ループで規定され得る。これらの決定は用途特定コード15(図1)によって為される。ソフトウェア相関器19(図1)はこれら2つの周波数を用いて、以下の公式に従ったそのコード及び搬送波位相の追跡を保持する量を更新できる。
及び
は用途特定コード15によってソフトウェア相関器19へ送信するか、或は、それらがソフトウェア相関器19によって任意に初期化され、そして、用途特定コード15は
及び
のフィードバック制御を実行して、式(58)及び(59)によって規定されたシーケンスの適切な値への集中を強制する。先行して記載下従来方法についての情報はDierendockに見出せる。
はTIC時間tTIC56(図8)での信号jのチップにおけるPRNコード位相55(図8)である。エポック・カウンタ、即ちコード期間57(図8)の数の単なる現在高であり、各コード始動/停止時間で増分する。
コード・チップである場合、コード・タイミング・エラーが4×10−4未満のコード・チップであることは自己矛盾しているように見える可能性がある。この自己矛盾の解決策は累積の平均化効果に横たわっている。コード・チップの長さは、図9A及び図9Bに示される例に対して143.099269コード・オフセット時間グリッド間隔と等しい。この数の非整数特性は、x(i)テーブルのコード・オフセット・エラーを、累積が連続的なデータ・ワードを通じてのその道を作業するに連れて混乱させる。この混乱はテーブル粒状度エラーを平均化する傾向があり、この平均化は、図9Bに示されるように、大規模に或はそれ以上に正味のタイミング・エラーを低減できる。
13 RFフロントエンド
17 データ・バッファリング及び取得システム
19 ソフトウェア相関器
16 マイクロプロセッサ
Claims (28)
- ソフトウェア・レシーバ(10)であって、
無線信号を受信できるレシーバ(11)と、
前記無線信号をディジタル化(17)する手段と、
前記ディジタル化無線信号(21)をビット単位並列処理を用いてベースバンド信号(23)を形成すべく混合できるソフトウェア相関器(19)と、
を備えるソフトウェア・レシーバ(10)。 - 前記ソフトウェア相関器(19)が、
前記ベースバンド信号(23)及び少なくとも1つの擬似乱数(PRN)コード(29)の間の相互関係を前記ビット単位並列処理を用いて計算する手段を備える、請求項1に記載のソフトウェア・レシーバ(10) - 前記ソフトウェア相関器(19)が、
前記相互関係から累積(45)を前記ビット単位並列処理を用いて計算する手段を更に備える、請求項2に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。 - 前記累積(45)を用いてナビゲーション・データを計算できる用途特定コード(15)を更に備える、請求項3に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- ディジタル化(17)を為す前記手段が、
前記無線信号(12)を中間周波数に逓減変換する手段と、
前記中間周波数をディジタル化できるディジタイザと、
を含む、請求項1乃至4の内の何れか一項に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。 - 前記ディジタイザが少なくとも1つのビット サンプルを作り出す、請求項5に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 前記ディジタイザがアナログ・ディジタル変換器である、請求項5に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 少なくとも1つの無線周波数(RF)信号(21)を累積期間にわたって処理する方法であって、
少なくとも1つのRF信号(21)を受信する段階と、
前記少なくとも1つのRF信号(21)をビット単位並列処理を用いてベースバンド混合信号(23)を形成すべく混合する段階と、
前記ベースバンド混合信号(23)の関数として完全混合プロンプト被積分関数(31)、事前選択擬似乱数(PRN)コード(29)及び(35)を、前記ビット単位並列処理を用いて計算する段階と、
前記ベースバンド混合信号(23)の関数として完全混合アーリー-マイナス-レイト被積分関数(33)、事前選択PRNコード(29)及び(35)を、前記ビット単位並列処理を用いて計算する段階と、
同位相累積及び直角位相累積(45),(47)を累積期間にわたって計算する段階であり、前記同位相及び直角位相合計累積(45),(47)が完全混合プロンプト被積分関数(31)及び完全混合アーリー-マイナス-レイト被積分関数(33)の関数であることから成る段階と、
前記同位相及び直角位相累積(45),(47)を回転して、前記ベースバンド混合信号(23)の周波数及び位相粒状度の効果を補正する段階と、
の諸段階を含む方法。 - 複数のチャネルからの複数の信号に対するプロンプト及びアーリー-マイナス-レイトの同位相及び直角位相合計累積(45),(47)を計算する方法であって、
前記複数のチャネルの内の少なくとも1つのチャネルから、搬送波レプリカ符号(25A)及び搬送波レプリカ・マグニチュード(25B)として、搬送波レプリカ信号(25)を表現する段階と、
前記複数のチャネルの内の前記少なくとも1つのチャネルから、少なくとも1つの信号ワード(21A)として信号データ(21)を表現する段階と、
前記搬送波レプリカ符号(25A)及び前記少なくとも1つの信号ワード(21A)の関数としてベースバンド混合符号(23A)を計算する段階と、
前記搬送波レプリカ・マグニチュード(25B)の関数としてベースバンド混合マグニチュード(23B),(23C)を計算する段階と、
プロンプトPRNコード(29)及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード(35)を有する擬似乱数(PRN)コードを選択する段階と、
プロンプトPRNコード符号(29A)として前記プロンプトPRNコード(29)を表現する段階と、
前記ベースバンド混合符号(23A)及び前記プロンプトPRNコード符号(29A)の関数として完全混合プロンプト被積分関数符号(31A)を計算する段階と、
アーリー-マイナス-レイトPRNコード符号(35A)及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード・ゼロ・マスク(35B)として前記アーリー-マイナス-レイトPRNコード(35)を表現する段階と、
前記ベースバンド混合符号(23A)及び前記アーリー-マイナス-レイトPRNコード符号(35A)の関数として完全混合アーリー-マイナス-レイト被積分符号(33A)を計算する段階と、
前記完全混合プロンプト被積分関数符号(31A)及び前記ベースバンド混合マグニチュード(23B),(23C)の関数として、プロンプト被積分関数値ワード(27)から成る少なくとも1つの集合を計算する段階と、
前記完全混合アーリー-マイナス-レイトPRNコード・ゼロ・マスク(35B)、前記ベースバンド混合マグニチュード(23B),(23C)、並びに、アーリー-マイナス-レイトPRNコード・ゼロ・マスク(35B)の関数として、アーリー-マイナス-レイト被積分値ワード(37)から成る少なくとも1つの集合を計算する段階と、
プロンプト被積分関数値ワード(27)から成る前記少なくとも1つの集合における有効ビットの数の関数として、且つ、プロンプト被積分関数値ワード(27)から成る前記少なくとも1つの集合と関連された値の関数として、累積間隔のために、前記複数のチャネルに対するプロンプト同位相及び直角位相合計累積(45)を計算する段階と、
アーリー-マイナス-レイト被積分値ワード(37)から成る前記少なくとも1つの集合における重要なビットの数の関数として、且つ、アーリー-マイナス-レイト被積分値ワード(37)から成る前記少なくとも1つの集合と関連された値の関数として、前記複数のチャネルに対するアーリー-マイナス-レイト同位相及び直角位相合計累積(47)を計算する段階と、
の諸段階を含む方法。 - ゼロ及び1から成るグループから前記有効ビットを選択する段階を更に含む、請求項9に記載の方法。
- 信号符号(21A)及び信号マグニチュード(21B)として前記少なくとも1つのチャネルから前記信号ワードを表現する段階と、
前記搬送波レプリカ・マグニチュード(25B)及び前記信号マグニチュード(21B)の関数として、少なくとも1つのベースバンド混合マグニチュード(23B),(23C)を計算する段階と、
を更に含む、請求項9或は10に記載の方法。 - 周波数の粗いグリッドを表現する搬送波レプリカ・テーブルから前記搬送波レプリカ信号(25)を検索する段階を更に含む、請求項9乃至11の内の何れか一項に記載の方法。
- ソフトウェア・レシーバ(10)であって、
無線信号(12)を受信できるフロントエンド装置(13)であり、前記無線信号(12)を信号データ(21)に変換できるフロントエンド装置(13)と、
前記信号データ(21)を受信できるデータ取得装置(17)であり、前記信号データ(21)をマイクロプロセッサ(16)に提供できるデータ取得装置(17)と、
前記信号データ(21)を少なくとも1つのデータ・ワードに詰めることができる少なくとも1つのシフトレジスタと、
前記少なくとも1つのデータ・ワードの関数として、少なくとも1つのベースバンド混合信号(23)をビット単位並列処理を用いることによって計算できるベースバンド・ミキサーと、
前記ベースバンド混合信号(23)及び擬似乱数(PRN)コード・レプリカ信号(29),(35)の間の相互関係を計算できる相関器と、
前記相互関係を累積することによって合計累積(45),(47)を計算できる累積器と、
を備えるソフトウェア・レシーバ(10)。 - 前記信号データ(21)が信号符号(21A)を更に含む、請求項13に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 前記信号データ(21)が信号符号(21A)と少なくとも1つの信号マグニチュード(21B)とを更に含む、請求項13に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 前記相関器が前記相互関係を計算するために前記ビット単位並列処理を用いる、請求項13乃至15の内の何れか一項に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 前記累積器が電子機構によって前記相互関係を累積する、請求項13乃至16の内の何れか一項に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 前記無線信号(12)が全地球測位ソースから受信され得る、請求項13乃至17の内の何れか一項に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 前記相関器が、任意周波数での前記無線信号(12)を受け入れること、任意のPRNコード(29),(35)を受け入れること、そして、無線信号(12)を発生する任意の装置からの前記無線信号(12)を受け入れることから成るグループから選択される機能を実行できる、請求項13乃至18の内の何れか一項に記載のソフトウェア・レシーバ(10)。
- 過剰サンプリング・プロンプト及びアーリー-マイナス-レイト擬似乱数(PRN)コード(29),(35)をビット単位並列フォーマットで発生する方法であって、
コード・チップ及びタイミング情報の過剰サンプリング・プロンプト及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード(29),(35)への前記ビット単位並列フォーマットでの変換用の表形式機能を公式化する段階と、
少なくとも1つのプロンプトPRNコード(29)をリアルタイムで発生する段階と、
前記少なくとも1つのPRNコード(29)から少なくとも1つのチップ値を選択する段階であり、該少なくとも1つのチップ値がデータ・ワードの少なくとも1つのサンプルを含む少なくとも1つのデータ間隔と対応すると共にその少なくとも1つのデータ間隔に対する既知のタイミングを有することから成る段階と、
前記相対的なタイミングを時間グリッド・インデックスに変換する段階と、
前記少なくとも1つのチップ値と前記少なくとも1つのデータ間隔中の前記時間グリッド・インデックスを、前記少なくとも1つのデータ間隔に対してビット単位並列フォーマットで、前記過剰サンプリング/プロンプト及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード(29),(35)に変換する段階であり、その変換が前記表形式機能の使用から生ずることからなる段階と、
の諸段階を含む方法。 - 時間オフセット・インデックスkv及び補助テーブル・インデックスμvの関数として前記時間グリッド・インデックスを計算する段階を更に含む、請求項20に記載の方法 。
- 先行して計算された時間グリッド・インデックス、前記少なくとも1つのプロンプトPRNコード(29)、並びに、前記少なくとも1つのプロンプトPRNコード(29)と関連されたタイミング値の関数として、反復的に、前記時間グリッド・インデックスを計算する段階を更に含む、請求項20或は21に記載の方法。
- ビット単位並列表現で事前計算テーブル内に記憶される過剰サンプリングプロンプト及びアーリー-マイナス-レイト擬似乱数(PRN)コード(29),(35)データ/ワードを用いる方法であって、
RFデータ・サンプル時間に対して測定された過剰サンプリング・プロンプト及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード(29),(35)始動時間に基づき前記過剰サンプリング・プロンプト及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード(29),(35)を選択する段階であり、前記過剰サンプリングプロンプト及びアーリー-マイナス-レイトPRNコードの中間点を所望のPRNコードの中間点と略符合させることを含む段階と、
前記過剰サンプリング・プロンプト及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード(29),(35)データ・ワードをビット・シフトする段階であり、前記過剰サンプリング・プロンプト及びアーリー-マイナス-レイトPRNコード(29),(35)始動時間が事前選択サンプル間隔と対応していることを保証する段階と、
の諸段階を含む方法。 - 擬似乱数(PRN)コード(29),(35)の位相を追跡してそのチップのタイミングを追跡する方法であって、
PRNコード位相、搬送波位相、エポック・カウンタ、並びに、事前特定化された時間の搬送波周波数をラッチする段階と、
前記PRNコード位相及び前記エポック・カウンタを用いて擬似範囲を計算する段階と、
コード・チッピング率及び搬送波ドップラー偏移入力を推定することによって前記PRNコード位相及び前記搬送波位相を追跡し更新する段階と、
前記更新されたコード・チッピング率及び前記事前特定化時間の関数として、前記事前特定化時間での前記PRNコード位相を計算する段階と、
の諸段階を含む方法。 - 請求項8に記載の方法を実行できるコンピュータ・ネットワークにおけるノード。
- 請求項8に記載の方法を実行する少なくとも1つのノードを含む通信ネットワーク。
- ネットワークにおけるコンピュータ・システムに請求項8に記載の方法を実行させることができる情報を担持するコンピュータ・ネットワークにわたって移動する電磁信号において実施されるコンピュータ・データ信号。
- 請求項8に記載の方法の実行のため、実施されるべき指示を有するコンピュータ可読媒体。
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