JP4604406B2 - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ復調装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4604406B2 JP4604406B2 JP2001197245A JP2001197245A JP4604406B2 JP 4604406 B2 JP4604406 B2 JP 4604406B2 JP 2001197245 A JP2001197245 A JP 2001197245A JP 2001197245 A JP2001197245 A JP 2001197245A JP 4604406 B2 JP4604406 B2 JP 4604406B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- level
- input
- signal
- flag
- ofdm
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用されるＯＦＤＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時には高速フーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図８に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。ここで、ＯＦＤＭシンボルについて説明する。ＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれている。また、例えば有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインターバルは、有効シンボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】
上述のようにＯＦＤＭ方式で送信された送信信号は、ＯＦＤＭ受信装置により受信される。
【０００７】
一方、従来、デジタル通信では、機能の高度化、複雑化及び安定性の向上面から受信装置にデジタル回路が採用されており、受信信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器が備えられている。Ａ／Ｄ変換器は、瞬時入力信号を予め定めてある入力信号の最小レベルと最大レベルとの間で量子化を行う。なお、上記の最小レベルと最大レベルの差がダイナミックレンジとなる。
【０００８】
Ａ／Ｄ変換器の直流レベルがオフセットを持っている場合、例えば、図９（ａ）に示すように、伝送側が１６ＱＡＭで送信信号を送信した際、Ａ／Ｄ変換後の受信信号のコンスタレーションは、送信信号のコンスタレーションとは異なる信号点となり（図９（ｂ））、正しい復調が行えない問題があった。
【０００９】
そこで、従来は、受信時のコンスタレーションを正しく復調するために、図１０に示すような受信装置６により受信信号の復調を行っていた。アンテナ１１０で受信された受信信号（ＲＦ信号）は、チューナー１１１を介して周波数変換器１１２に供給され、ＩＦ信号に周波数変換される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器１１３に供給され、デジタル信号に変換される。そして、デジタル信号に変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ１１４で平均化され、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号と、ＬＰＦ１１４の平均化により検出したＩＦ信号の直流成分とを減算器１１５で減算処理を行うことにより、Ａ／Ｄ変換後の直流的なオフセットを補正していた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＯＦＤＭ中間周波数信号は、実効値に対してピーク値が大きく、ダイナミックレンジの広い信号であるため、ＯＦＤＭ中間周波数信号が直流的なオフセットを持っていた場合、正側又は負側にクリップ歪みを受ける可能性がある。また、Ａ／Ｄ変換器は、ダイナミックレンジ及び直流成分に固有のばらつきを持っているため、入力されるＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分に適合させることが困難であり、正確な変換作業を行えない可能性がある。
【００１１】
そこで、アナログのＯＦＤＭ中間周波数信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタルのＯＦＤＭ中間周波数信号に変換する際、アナログのＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ及び直流成分とを適合させる必要がある。
【００１２】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄ変換器の持つ直流成分のオフセットを、Ａ／Ｄ変換を行う前に補正することで、ＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ及び直流成分とを適合させ、ダイナミックレンジが広いＯＦＤＭ信号を正確に復調するＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調されたＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、上記ＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ中間周波数信号に変換する周波数変換手段と、上記周波数変換手段によって変換されたＯＦＤＭ中間周波数信号の直流信号レベルを、フィードバックされる直流電圧に応じてシフトする直流信号レベルシフト手段と、上記直流信号レベルシフト手段から出力されたアナログのＯＦＤＭ中間周波数信号をデジタルのＯＦＤＭ中間周波数信号に変換するデジタル信号変換手段と、上記デジタル信号変換手段によりデジタルに変換されたＯＦＤＭ中間周波数信号から直流レベルを検出する直流レベル検出手段と、上記直流レベルの基準となる基準直流レベルを生成する基準レベル生成手段と、上記直流レベル検出手段により検出されたＯＦＤＭ中間周波数信号の直流レベルと上記基準レベル生成手段によって生成された基準直流レベルとの大小関係を比較し、当該比較結果に基づくフラグに応じて内蔵するコンデンサに蓄積される電荷の変化に応じた直流電圧を上記直流信号レベルシフト手段にフィードバックする直流電圧フィードバック手段とを備える。
【００１４】
このＯＦＤＭ復調装置では、上記デジタル信号変換手段の直流的なオフセットに応じて上記直流信号レベルシフト手段により直流信号レベルをシフトしたＯＦＤＭ中間周波数信号を、上記デジタル信号変換手段に供給する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１６】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図１は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００１７】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ１０と、チューナ１１と、周波数変換器１２と、レベル調整回路１３と、Ａ／Ｄ変換器１４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）１５と、減算器１６と、基準直流レベル発生回路１７と、累積加算器１８と、Ｄ／Ａ変換器１９と、デジタル直交復調回路２０と、ウィンドウ同期回路２１と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路２２と、イコライザ部２３と、デマッピング回路２４とを備えている。
【００１８】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１０により受信され、ＲＦ（radio frequency）信号としてチューナ１１に供給される。
【００１９】
アンテナ１０により受信されたＲＦ信号は、チューナ１１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器１２に供給される。周波数変換器１２は、ＲＦ信号をＩＦ（intermediate frequency）信号に周波数変換し、レベル調整回路１３を介してＡ／Ｄ変換器１４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器１４によりデジタル化され、ＬＰＦ１５とデジタル直交復調回路２０に供給される。
【００２０】
ＬＰＦ１５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ１５は、ＩＦ信号の直流成分を減算器１６に供給する。また、減算器１６は、基準直流レベル発生回路１７により生成された基準直流レベルが供給される。減算器１６は、ＩＦ信号の直流成分と基準直流レベル信号とを減算処理し、差分を累積加算器１８に供給する。累積加算器１８は、減算器１６から供給される差分を累積し、差分に応じた信号をＤ／Ａ変換器１９に供給する。Ｄ／Ａ変換器１９は、減算器１６から供給された信号を、その大きさに応じて直流電圧に変換し、レベル調整回路１３に供給する。レベル調整回路１３は、供給される直流電圧に応じて、チューナ１１から供給されたＩＦ信号の直流レベルをシフトする。
【００２１】
また、デジタル直交復調回路２０は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路２０から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路２０は、ＯＦＤＭ時間領域信号をウィンドウ同期回路２１とＦＦＴ演算回路２２とに供給する。
【００２２】
ウィンドウ同期回路２１は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分だけ延長させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号ＷＳＹＮＣを発生する。ウィンドウ同期回路２１は、ウィンドウ同期信号ＷＳＹＮＣをＦＦＴ演算回路２２に供給する。
【００２３】
ＦＦＴ演算回路２２は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して供給する。このＦＦＴ演算回路２２から供給される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００２４】
ＦＦＴ演算回路２２は、一つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、一つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバルの分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ウィンドウ同期回路２１から供給されたウィンドウ同期信号ＷＳＹＮＣに基づくＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間の何れかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。ＦＦＴ演算回路２２は、ＯＦＤＭ周波数領域信号をイコライザ部２３に供給する。
【００２５】
イコライザ部２３は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２４に供給される。
【００２６】
デマッピング回路２４は、イコライザ部２３により位相等化及び振幅等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、例えば１６ＱＡＭ方式に従って、デマッピングを行ってデータの復号を行う。
【００２７】
また、Ａ／Ｄ変換器１４が例えば、負側に直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置１は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる負側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を正側にシフトするように動作する。
【００２８】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１は、Ａ／Ｄ変換器１４が直流成分のオフセットを持っている場合、ＬＰＦ１５でＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号から直流成分を検出し、検出した直流成分から減算器１６で差分を検出し、上記差分に応じてＤ／Ａ変換器１９で直流電圧に変換し、上記直流電圧をレベル調整回路１３に供給し、レベル調整回路１３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００２９】
つぎに、第２の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３０】
図２は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００３１】
ＯＦＤＭ受信装置２は、図２に示すように、アンテナ３０と、チューナ３１と、周波数変換器３２と、レベル調整回路３３と、Ａ／Ｄ変換器３４と、デジタル低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）３５と、減算器３６と、基準直流レベル発生回路３７と、累積加算器３８と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）発生回路３９と、アナログＬＰＦ４０と、デジタル直交復調回路４１と、ウィンドウ同期回路４２と、ＦＦＴ演算回路４３と、イコライザ部４４と、デマッピング回路４５とを備えている。
【００３２】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置２のアンテナ３０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３１に供給される。
【００３３】
アンテナ３０により受信されたＲＦ信号は、チューナ３１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器３２に供給される。周波数変換器３２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路３３を介してＡ／Ｄ変換器３４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器３４によりデジタル化され、ＬＰＦ３５とデジタル直交復調回路４１に供給される。
【００３４】
ＬＰＦ３５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ３５は、ＩＦ信号の直流成分を減算器３６に供給する。また、減算器３６は、基準直流レベル発生回路３７により生成された基準直流レベルが供給される。減算器３６は、ＩＦ信号の直流成分と基準直流レベル信号とを減算処理し、差分を累積加算器３８に供給する。累積加算器３８は、減算器３６から供給される差分を累積し、差分に応じた信号をＰＷＭ３９に供給する。ＰＷＭ発生回路３９は、減算器３６から供給された信号の大きさに応じてパルス・デューティ（パルス幅比）を変化させたＰＷＭ信号を発生し、アナログＬＰＦ４０に供給する。アナログＬＰＦ４０は、供給されたＰＷＭ信号のパルス・デューティに応じて直流電圧に変換し、レベル調整回路３３に供給する。レベル調整回路３３は、供給される直流電圧に応じて、チューナ３１から供給されたＩＦ信号の直流レベルをシフトする。
【００３５】
また、デジタル直交復調回路４１、ウィンドウ同期回路４２、ＦＦＴ演算回路４３、イコライザ部４４及びデマッピング回路４５は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００３６】
Ａ／Ｄ変換器３４が例えば、負側に直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置２は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる負側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を正側にシフトするように動作する。
【００３７】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置２は、Ａ／Ｄ変換器３４が直流成分のオフセットを持っている場合、ＬＰＦ３５でＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号から直流成分を検出し、検出した直流成分から減算器３６で差分を検出し、上記差分に応じてＰＷＭ発生回路３９及びアナログＬＰＦ４０で直流電圧に変換し、上記直流電圧をレベル調整回路３３に供給し、レベル調整回路３３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００３８】
つぎに、第３の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３９】
図３は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００４０】
ＯＦＤＭ受信装置３は、図３に示すように、アンテナ５０と、チューナ５１と、周波数変換器５２と、レベル調整回路５３と、Ａ／Ｄ変換器５４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）ＬＰＦ５５と、基準直流レベル発生回路５６と、比較器５７と、充放電回路５８と、デジタル直交復調回路５９と、ウィンドウ同期回路６０と、ＦＦＴ演算回路６１と、イコライザ部６２と、デマッピング回路６３を備えている。
【００４１】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置３のアンテナ５０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ５１に供給される。
【００４２】
アンテナ５０により受信されたＲＦ信号は、チューナ５１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器５２に供給される。周波数変換器５２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路５３を介してＡ／Ｄ変換器５４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器５４によりデジタル化され、ＬＰＦ５５とデジタル直交復調回路５９に供給される。
【００４３】
ＬＰＦ５５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ５５は、ＩＦ信号の直流成分を比較器５７に供給する。また、比較器５７は、基準直流レベル発生回路５６により生成された基準直流レベルが供給される。
【００４４】
比較器５７では、基準直流レベル信号をＡ信号とし、ＩＦ信号の直流成分をＢ信号として、Ａ信号及びＢ信号を比較し、例えば、Ａ信号がＢ信号より大きい場合（Ａ＞Ｂ）、ポート１から充放電回路５８にフラグを出力し、また、Ａ信号がＢ信号より小さい場合（Ａ＜Ｂ）、ポート２から充放電回路５８にフラグを出力する。なお、比較器５７は、Ａ信号とＢ信号とが等しい場合（Ａ＝Ｂ）、フラグの出力はないものとする。
【００４５】
また、デジタル直交復調回路５９、ウィンドウ同期回路６０、ＦＦＴ演算回路６１、イコライザ部６２及びデマッピング回路６３は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００４６】
ここで、充放電回路５８の構成と動作について図４を用いて説明する。充放電回路５８は、充電用バッファ５８ａと、放電用バッファ５８ｂと、第１の抵抗５８ｃと、第２の抵抗５８ｄと、コンデンサ５８ｅとを備えている。充電用バッファ５８ａは、第１の抵抗５８ｃを介してコンデンサ５８ｅに接続されている。放電用バッファ５８ｂは、第２の抵抗５８ｄを介してコンデンサ５８ｅに接続されている。
【００４７】
充電用バッファ５８ａは、電源ＶＤＤが接続されており、比較器５７のポート１からフラグの入力を受け付ける。充電用バッファ５８ａは、比較器５７のポート１からフラグが入力された場合、所定の電圧レベルを出力し、一方、比較器５７のポート１からフラグが入力されない場合、ハイインピーダンスの状態となる。
【００４８】
放電用バッファ５８ｂは、接地されており、比較器５７のポート２からフラグの入力を受け付ける。放電用バッファ５８ｂは、比較器５７のポート２からフラグが入力された場合、接地レベルを出力し、一方、比較器５７のポート２からフラグの入力がされない場合、ハイインピーダンスの状態となる。充電用バッファ５８ａ及び放電用バッファ５８ｂは、例えば、スリーステートバッファである。
【００４９】
また、Ａ／Ｄ変換器５４が例えば、正側に直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置３は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる正側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を負側にシフトする。上述の動作について以下に詳細を述べる。
【００５０】
Ａ／Ｄ変換器５４によりＡ／Ｄ変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ５５で直流成分が検出される。ＬＰＦ５５は、検出した上記ＩＦ信号の直流成分を比較器５７に供給する。比較器５５は、基準直流レベル発生回路５６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）の方が大きい（Ａ＜Ｂ）と判断する。比較器５５は、ポート２から充放電回路５８の放電用バッファ５８ｂにフラグを供給する。放電用バッファ５８ｂは、フラグの入力に応じて、接地レベルを出力する。一方、充電用バッファ５８ａは、フラグの入力がないのでハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ５８ｅは、第２の抵抗５８ｄを介して接地されるので、コンデンサ５８ｅに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ５８ｅの容量と第２の抵抗５８ｄの抵抗値とで決定される時定数により減少する。
【００５１】
したがって、充放電回路５８からレベル調整回路５８に供給される直流電圧の減少に基づいて、レベル調整回路５３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを減少調整を行う。
【００５２】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置３は、Ａ／Ｄ変換器５４が直流成分のオフセットを持っている場合、充放電回路５８のコンデンサ５８ｅに蓄えられている直流電圧の減少又は増大に応じた直流電圧をレベル調整回路５３に供給し、レベル調整回路５３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００５３】
つぎに、第４の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００５４】
図５は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００５５】
ＯＦＤＭ受信装置４は、図５に示すように、アンテナ７０と、チューナ７１と、周波数変換器７２、レベル調整回路７３と、Ａ／Ｄ変換器７４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）７５と、基準直流レベル発生回路７６と、比較器７７と、充放電回路７８と、デジタル直交復調回路７９と、ウィンドウ同期回路８０と、ＦＦＴ演算回路８１と、イコライザ部８２と、デマッピング回路８３とを備えている。
【００５６】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置４のアンテナ７０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ７１に供給される。
【００５７】
アンテナ７０により受信されたＲＦ信号は、チューナ７１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器７２に供給される。周波数変換器７２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路７３を介してＡ／Ｄ変換器７４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器７４によりデジタル化され、ＬＰＦ７５とデジタル直交復調回路７９に供給される。
【００５８】
ＬＰＦ７５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ７５は、ＩＦ信号の直流成分を比較器７７に供給する。また、比較器７７は、基準直流レベル発生回路７６により生成された基準直流レベルが供給される。
【００５９】
比較器７７では、基準直流レベル信号をＡ信号とし、ＩＦ信号の直流成分をＢ信号として、Ａ信号とＢ信号との差の大きさを基準値ｋと比較する。基準値ｋは、所定の大きさの値とする。Ａ信号とＢ信号とを比較し、Ａ信号の方が大きい場合を以下に説明する。Ａ信号からＢ信号を減じた値が基準値ｋより大きいとき（Ａ−Ｂ＞ｋ）、ポート１から充放電回路７８にフラグを出力し、また、Ａ信号からＢ信号を減じた値が零より大きく、かつ基準値ｋより小さいとき（ｋ＞Ａ−Ｂ＞０）、ポート２から充放電回路７８にフラグを出力する。
【００６０】
また、Ａ信号とＢ信号とを比較し、Ｂ信号の方が大きい場合を以下に説明する。Ｂ信号からＡ信号を減じた値が零より大きく、かつ基準値ｋより小さいとき（ｋ＞Ｂ−Ａ＞０）、ポート３から充放電回路７８にフラグを出力し、またＢ信号からＡ信号を減じた値が基準値ｋより小さいとき（Ｂ−Ａ＞ｋ）、ポート４から充放電回路７８にフラグを出力する。なお、比較器７７は、Ａ信号とＢ信号とが等しい場合（Ａ＝Ｂ）、フラグの出力はないものとする。
【００６１】
また、デジタル直交復調回路７９、ウィンドウ同期回路８０、ＦＦＴ演算回路８１、イコライザ部８２及びデマッピング回路８３は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００６２】
ここで、充放電回路７８の構成と動作について図６を用いて説明する。充放電回路７８は、充電用バッファ７８ａと、充電用バッファ７８ｂと、放電用バッファ７８ｃと、放電用バッファ７８ｄと、第１の抵抗７８ｅと、第２の抵抗７８ｆと、第３の抵抗７８ｇと、第４の抵抗７８ｈと、コンデンサ７８ｉとを備えている。充電用バッファ７８ａは、第１の抵抗７８ｅを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。また、充電用バッファ７８ｂは、第２の抵抗７８ｆを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。なお、第１の抵抗７８ｅの抵抗値と第２の抵抗７８ｆの抵抗値とは異なることとする。放電用バッファ７８ｃは、第３の抵抗７８ｇを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。また、放電用バッファ７８ｄは、第４の抵抗７８ｈを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。なお、第３の抵抗７８ｇの抵抗値と第４の抵抗７８ｈの抵抗値とは異なることとする。
【００６３】
充電用バッファ７８ａは、電源ＶＤＤが接続されており、比較器７７のポート１からフラグの入力を受け付ける。充電用バッファ７８ｅは、比較器７７のポート１からフラグが入力された場合、所定の電圧レベル１を出力し、一方、比較器７７のポート１からフラグが入力されない場合、ハイインピーダンスの状態となる。
【００６４】
充電用バッファ７８ｂは、電源ＶＤＤが接続されており、比較器７７のポート１からフラグの入力を受け付ける。充電用バッファ７８ｆは、比較器７７のポート１からフラグが入力された場合、所定の電圧レベル２を出力し、一方、比較器７７のポート１からフラグが入力されない場合、ハイインピーダンスの状態となる。なお、充電用バッファ７８ａから出力される所定の電圧レベル１が第１の抵抗７８ｅを介してコンデンサ７８ｉに蓄積される単位時間当たりの電圧量と、充電用バッファ７８ｂから出力される所定の電圧レベル２が第２の抵抗７８ｆを介してコンデンサ７８ｉに蓄積される単位時間当たりの電圧量とは異なることとする。また、本実施例では、電圧レベル１の方が電圧レベル２の方より大きいとしている。
【００６５】
放電用バッファ７８ｃは、接地されており、比較器７７のポート３からフラグの入力を受け付ける。放電用バッファ７８ｃは、比較器７７のポート３からフラグが入力された場合、接地レベル１を出力し、一方、比較器７７のポート３からフラグの入力がされない場合、ハイインピーダンスの状態となる。
【００６６】
放電用バッファ７８ｄは、接地されており、比較器７７のポート４からフラグの入力を受け付ける。放電用バッファ７８ｄは、比較器７７のポート４からフラグが入力された場合、接地レベル２を出力し、一方、比較器７７のポート４からフラグの入力がされない場合、ハイインピーダンスの状態となる。なお、ポート３から放電用バッファ７８ｃにフラグが入力され、コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧が、第３の抵抗７８ｇを介して放電される単位時間当たりの電圧量と、ポート４から放電用バッファ７８ｄにフラグが入力され、コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧が、第４の抵抗７８ｈを介して放電される単位時間当たりの電圧量とは異なることとする。また、本実施例では、接地レベル２の方が接地レベル１の方より大きいとしている。また、充電用バッファ７８ａ、充電用バッファ７８ｂ、放電用バッファ７８ｃ及び放電用バッファ７８ｄは、例えば、スリーステートバッファである。
【００６７】
充電用バッファ７８ａは、比較器７７のポート１からフラグが入力されると、電源電圧を第１の抵抗７８ｅを介してコンデンサ７８ｉに供給する。このとき、充電用バッファ７８ｂ、放電用バッファ７８ｃ及び放電用バッファ７８ｄは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられる直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第１の抵抗７８ｅの抵抗値とで決定される時定数により増大する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉに充電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを増大する。
【００６８】
充電用バッファ７８ｂは、比較器７７のポート２からフラグが入力されると、電源電圧を第２の抵抗７８ｆを介してコンデンサ７８ｉに供給する。このとき、充電用バッファ７８ａ、放電用バッファ７８ｃ及び放電用バッファ７８ｄは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられる直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第２の抵抗７８ｆの抵抗値とで決定される時定数により増大する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉに充電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを増大する。
【００６９】
放電用バッファ７８ｃは、比較器７７のポート３からフラグが入力されると、接地レベルを第３の抵抗７８ｇを介してコンデンサ７８ｉに供給する。したがって、コンデンサ７８ｉは、抵抗７８ｇを介して接地された状態となる。このとき、充電用バッファ７８ａ、充電用バッファ７８ｂ及び放電用バッファ７８ｄは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第３の抵抗７８ｇの抵抗値とで決定される時定数により減少する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉから放電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを減少する。
【００７０】
また、放電用バッファ７８ｄは、比較器７７のポート４からフラグが入力されると、接地レベルを第４の抵抗７８ｈを介してコンデンサ７８ｉに供給する。したがって、コンデンサ７８ｉは、第４の抵抗７８ｈを介して接地された状態となる。このとき、充電用バッファ７８ａ、充電用バッファ７８ｂ及び放電用バッファ７８ｃは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第４の抵抗７８ｈの抵抗値とで決定される時定数により減少する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉから放電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを減少する。
【００７１】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置４は、Ａ／Ｄ変換器７４が直流成分のオフセットを持っている場合、上記オフセットの大きさに応じて、充放電回路７８のコンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧の放電量又は充電量を段階的に調整し、調整した直流電圧に基づいて、レベル調整回路７３によりＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により段階的に高速に補正する。
【００７２】
つぎに、第５の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００７３】
図７は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００７４】
ＯＦＤＭ受信装置５は、図７に示すように、アンテナ９０と、チューナ９１と、周波数変換器９２と、レベル調整回路９３と、Ａ／Ｄ変換器９４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）９５と、基準直流レベル発生回路９６と、比較器９７と、充放電回路９８と、デジタル直交復調回路９９と、ウィンドウ同期回路１００と、ＦＦＴ演算回路１０１と、イコライザ部１０２と、デマッピング回路１０３とを備えている。
【００７５】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置５のアンテナ９０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ９１に供給される。
【００７６】
アンテナ９０により受信されたＲＦ信号は、チューナ９１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器９２に供給される。周波数変換器９２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路９３を介してＡ／Ｄ変換器９４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器９４によりデジタル化され、ＬＰＦ９５とデジタル直交復調回路９９に供給される。
【００７７】
ＬＰＦ９５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ９５は、ＩＦ信号の直流成分を比較器９７に供給する。また、比較器９７は、基準直流レベル発生回路９６により生成された基準直流レベルが供給される。
【００７８】
比較器９７では、基準直流レベル信号をＡ信号とし、ＩＦ信号の直流成分をＢ信号として、Ａ信号及びＢ信号を比較し、例えば、Ａ信号がＢ信号より大きい場合（Ａ＞Ｂ）、ポート１から充放電回路９８にフラグを出力し、また、Ａ信号とＢ信号とが等しい場合（Ａ＝Ｂ）、ポート２から充放電回路５８にフラグを出力する。なお、比較器５７は、Ａ信号よりＢ信号が大きい場合（Ａ＜Ｂ）、フラグの出力はないものとする。また、比較器９７のポート１から出力されるフラグは、バッファ９８ａの接続端子２００に入力され、ポート２から出力されるフラグは、バッファ９８ａの接続端子２０１に入力される。
【００７９】
充放電回路９８は、バッファ９８ａと、抵抗９８ｂと、コンデンサ９８ｃとを備えている。バッファ９８ａは、抵抗９８ｂを介してコンデンサ９８ｃに接続されている。バッファ９８ａは、接続端子２００と接続端子２０１とを有している。また、バッファ９８ａは、例えば、スリーステートバッファである。
【００８０】
また、デジタル直交復調回路９９、ウィンドウ同期回路１００、ＦＦＴ演算回路１０１、イコライザ部１０２及びデマッピング回路１０３は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００８１】
また、Ａ／Ｄ変換器９４が直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置５は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる正側又は負側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を負側又は正側にシフトする。
【００８２】
ここで、Ａ／Ｄ変換器９４が正側に直流成分のオフセットを持っている場合のオフセットの補正について以下に述べる。
【００８３】
Ａ／Ｄ変換器９４によりＡ／Ｄ変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ９５で直流成分が検出される。ＬＰＦ９５は、検出した上記ＩＦ信号の直流成分を比較器９７に供給する。比較器９７は、基準直流レベル発生回路９６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）の方が大きい（Ａ＜Ｂ）と判断する。このとき、比較器９７は、充放電回路９８のバッファ９８ａにフラグの供給を行わない。バッファ９８ａは、ポート２から接続端子２０１にフラグが供給されないことから、ハイインピーダンスの状態とならないため、ポート１の出力である接地レベルが出力される。コンデンサ９８ｃは、抵抗９８ｂを介して接地されるので、コンデンサ９８ｃに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ９８ｃの容量と抵抗９８ｂの抵抗値とで決定される時定数により減少する。
【００８４】
したがって、充放電回路９８からレベル調整回路９３に供給される直流電圧の減少に基づいて、レベル調整回路９３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを減少調整を行う。このようにして、Ａ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットを補正する。
【００８５】
また、Ａ／Ｄ変換器９４が負側に直流成分のオフセットを持っている場合のオフセットの補正について以下に述べる。
【００８６】
Ａ／Ｄ変換器９４によりＡ／Ｄ変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ９５で直流成分が検出される。ＬＰＦ９５は、検出した上記ＩＦ信号の直流成分を比較器９７に供給する。比較器９７は、基準直流レベル発生回路９６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、基準直流レベル（Ａ）の方が大きい（Ａ＞Ｂ）と判断する。このとき、比較器９７は、ポート１から接続端子２００にフラグを供給する。そして、バッファ９８ａの出力は、増大し、抵抗９８ｂを介してコンデンサ９８ｃに直流電圧を充電する。
【００８７】
したがって、充放電回路９８からレベル調整回路９３に供給される直流電圧の増加に基づいて、レベル調整回路９３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを増加調整を行う。このようにして、Ａ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットを補正する。
【００８８】
なお、基準直流レベル発生回路９６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、基準直流レベルとＩＦ信号の直流成分とが等しかった場合（Ａ＝Ｂ）、比較器９７は、ポート２からバッファ９８ａの接続端子２０１にフラグを供給する。このとき、バッファ９８ａの出力は、ハイインピーダンスの状態となり、コンデンサ９８ｃを充放電することなく、電圧値を保持する。したがって、レベル調整回路９３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを増減しない。
【００８９】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置５は、Ａ／Ｄ変換器９４が直流成分のオフセットを持っている場合、充放電回路９８のコンデンサ９８ｃに蓄えられている直流電圧の減少又は増大に応じた信号をレベル調整回路９３に供給し、レベル調整回路９３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００９０】
【発明の効果】
本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、Ａ／Ｄ変換器が直流成分のオフセットを持っている場合、Ａ／Ｄ変換器により入力信号のＡ／Ｄ変換を行う前に上記直流成分のオフセットに基づいてレベル調整回路により直流信号レベルをフィードバック制御により補正するので、ＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ及び直流成分とを適合させ、クリップ歪みを受けることなく、ダイナミックレンジが広いＯＦＤＭ信号を正確に復調することを可能とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の充放電回路の動作を示すブロック構成図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の充放電回路の動作を示すブロック構成図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図８】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説明する図である。
【図９】１６ＱＡＭで情報を送信した際の送信信号のコンスタレーション（ａ）及びＡ／Ｄ変換後の受信信号のコンスタレーション（ｂ）を示す図である。
【図１０】直流成分のオフセットの補正を行う従来の受信装置のブロック図である。
【符号の説明】
１，２，３，４，５ ＯＦＤＭ受信装置、１３，３３，５３，７３，９３ レベル調整回路、１４，３４，５４，７４，９４ Ａ／Ｄ変換器、１５，３５，５５，７５，９５ 低域通過フィルタ、１６，３６ 減算器、１７，３７，５６，７６，９６ 基準直流レベル発生回路、１８，３８ 累積加算器、１９ Ｄ／Ａ変換器、２０，４１，５９，７９，９９ デジタル直交復調回路、３９ ＰＷＭ発生回路、５７，７７，９７ 比較器、５８，７８，９８ 充放電回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用されるＯＦＤＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時には高速フーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図８に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。ここで、ＯＦＤＭシンボルについて説明する。ＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれている。また、例えば有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインターバルは、有効シンボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】
上述のようにＯＦＤＭ方式で送信された送信信号は、ＯＦＤＭ受信装置により受信される。
【０００７】
一方、従来、デジタル通信では、機能の高度化、複雑化及び安定性の向上面から受信装置にデジタル回路が採用されており、受信信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器が備えられている。Ａ／Ｄ変換器は、瞬時入力信号を予め定めてある入力信号の最小レベルと最大レベルとの間で量子化を行う。なお、上記の最小レベルと最大レベルの差がダイナミックレンジとなる。
【０００８】
Ａ／Ｄ変換器の直流レベルがオフセットを持っている場合、例えば、図９（ａ）に示すように、伝送側が１６ＱＡＭで送信信号を送信した際、Ａ／Ｄ変換後の受信信号のコンスタレーションは、送信信号のコンスタレーションとは異なる信号点となり（図９（ｂ））、正しい復調が行えない問題があった。
【０００９】
そこで、従来は、受信時のコンスタレーションを正しく復調するために、図１０に示すような受信装置６により受信信号の復調を行っていた。アンテナ１１０で受信された受信信号（ＲＦ信号）は、チューナー１１１を介して周波数変換器１１２に供給され、ＩＦ信号に周波数変換される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器１１３に供給され、デジタル信号に変換される。そして、デジタル信号に変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ１１４で平均化され、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号と、ＬＰＦ１１４の平均化により検出したＩＦ信号の直流成分とを減算器１１５で減算処理を行うことにより、Ａ／Ｄ変換後の直流的なオフセットを補正していた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＯＦＤＭ中間周波数信号は、実効値に対してピーク値が大きく、ダイナミックレンジの広い信号であるため、ＯＦＤＭ中間周波数信号が直流的なオフセットを持っていた場合、正側又は負側にクリップ歪みを受ける可能性がある。また、Ａ／Ｄ変換器は、ダイナミックレンジ及び直流成分に固有のばらつきを持っているため、入力されるＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分に適合させることが困難であり、正確な変換作業を行えない可能性がある。
【００１１】
そこで、アナログのＯＦＤＭ中間周波数信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタルのＯＦＤＭ中間周波数信号に変換する際、アナログのＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ及び直流成分とを適合させる必要がある。
【００１２】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄ変換器の持つ直流成分のオフセットを、Ａ／Ｄ変換を行う前に補正することで、ＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ及び直流成分とを適合させ、ダイナミックレンジが広いＯＦＤＭ信号を正確に復調するＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調されたＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、上記ＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ中間周波数信号に変換する周波数変換手段と、上記周波数変換手段によって変換されたＯＦＤＭ中間周波数信号の直流信号レベルを、フィードバックされる直流電圧に応じてシフトする直流信号レベルシフト手段と、上記直流信号レベルシフト手段から出力されたアナログのＯＦＤＭ中間周波数信号をデジタルのＯＦＤＭ中間周波数信号に変換するデジタル信号変換手段と、上記デジタル信号変換手段によりデジタルに変換されたＯＦＤＭ中間周波数信号から直流レベルを検出する直流レベル検出手段と、上記直流レベルの基準となる基準直流レベルを生成する基準レベル生成手段と、上記直流レベル検出手段により検出されたＯＦＤＭ中間周波数信号の直流レベルと上記基準レベル生成手段によって生成された基準直流レベルとの大小関係を比較し、当該比較結果に基づくフラグに応じて内蔵するコンデンサに蓄積される電荷の変化に応じた直流電圧を上記直流信号レベルシフト手段にフィードバックする直流電圧フィードバック手段とを備える。
【００１４】
このＯＦＤＭ復調装置では、上記デジタル信号変換手段の直流的なオフセットに応じて上記直流信号レベルシフト手段により直流信号レベルをシフトしたＯＦＤＭ中間周波数信号を、上記デジタル信号変換手段に供給する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１６】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図１は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００１７】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ１０と、チューナ１１と、周波数変換器１２と、レベル調整回路１３と、Ａ／Ｄ変換器１４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）１５と、減算器１６と、基準直流レベル発生回路１７と、累積加算器１８と、Ｄ／Ａ変換器１９と、デジタル直交復調回路２０と、ウィンドウ同期回路２１と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路２２と、イコライザ部２３と、デマッピング回路２４とを備えている。
【００１８】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１０により受信され、ＲＦ（radio frequency）信号としてチューナ１１に供給される。
【００１９】
アンテナ１０により受信されたＲＦ信号は、チューナ１１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器１２に供給される。周波数変換器１２は、ＲＦ信号をＩＦ（intermediate frequency）信号に周波数変換し、レベル調整回路１３を介してＡ／Ｄ変換器１４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器１４によりデジタル化され、ＬＰＦ１５とデジタル直交復調回路２０に供給される。
【００２０】
ＬＰＦ１５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ１５は、ＩＦ信号の直流成分を減算器１６に供給する。また、減算器１６は、基準直流レベル発生回路１７により生成された基準直流レベルが供給される。減算器１６は、ＩＦ信号の直流成分と基準直流レベル信号とを減算処理し、差分を累積加算器１８に供給する。累積加算器１８は、減算器１６から供給される差分を累積し、差分に応じた信号をＤ／Ａ変換器１９に供給する。Ｄ／Ａ変換器１９は、減算器１６から供給された信号を、その大きさに応じて直流電圧に変換し、レベル調整回路１３に供給する。レベル調整回路１３は、供給される直流電圧に応じて、チューナ１１から供給されたＩＦ信号の直流レベルをシフトする。
【００２１】
また、デジタル直交復調回路２０は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路２０から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路２０は、ＯＦＤＭ時間領域信号をウィンドウ同期回路２１とＦＦＴ演算回路２２とに供給する。
【００２２】
ウィンドウ同期回路２１は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分だけ延長させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号ＷＳＹＮＣを発生する。ウィンドウ同期回路２１は、ウィンドウ同期信号ＷＳＹＮＣをＦＦＴ演算回路２２に供給する。
【００２３】
ＦＦＴ演算回路２２は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して供給する。このＦＦＴ演算回路２２から供給される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００２４】
ＦＦＴ演算回路２２は、一つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、一つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバルの分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ウィンドウ同期回路２１から供給されたウィンドウ同期信号ＷＳＹＮＣに基づくＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間の何れかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。ＦＦＴ演算回路２２は、ＯＦＤＭ周波数領域信号をイコライザ部２３に供給する。
【００２５】
イコライザ部２３は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２４に供給される。
【００２６】
デマッピング回路２４は、イコライザ部２３により位相等化及び振幅等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、例えば１６ＱＡＭ方式に従って、デマッピングを行ってデータの復号を行う。
【００２７】
また、Ａ／Ｄ変換器１４が例えば、負側に直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置１は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる負側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を正側にシフトするように動作する。
【００２８】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１は、Ａ／Ｄ変換器１４が直流成分のオフセットを持っている場合、ＬＰＦ１５でＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号から直流成分を検出し、検出した直流成分から減算器１６で差分を検出し、上記差分に応じてＤ／Ａ変換器１９で直流電圧に変換し、上記直流電圧をレベル調整回路１３に供給し、レベル調整回路１３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００２９】
つぎに、第２の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３０】
図２は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００３１】
ＯＦＤＭ受信装置２は、図２に示すように、アンテナ３０と、チューナ３１と、周波数変換器３２と、レベル調整回路３３と、Ａ／Ｄ変換器３４と、デジタル低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）３５と、減算器３６と、基準直流レベル発生回路３７と、累積加算器３８と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）発生回路３９と、アナログＬＰＦ４０と、デジタル直交復調回路４１と、ウィンドウ同期回路４２と、ＦＦＴ演算回路４３と、イコライザ部４４と、デマッピング回路４５とを備えている。
【００３２】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置２のアンテナ３０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３１に供給される。
【００３３】
アンテナ３０により受信されたＲＦ信号は、チューナ３１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器３２に供給される。周波数変換器３２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路３３を介してＡ／Ｄ変換器３４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器３４によりデジタル化され、ＬＰＦ３５とデジタル直交復調回路４１に供給される。
【００３４】
ＬＰＦ３５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ３５は、ＩＦ信号の直流成分を減算器３６に供給する。また、減算器３６は、基準直流レベル発生回路３７により生成された基準直流レベルが供給される。減算器３６は、ＩＦ信号の直流成分と基準直流レベル信号とを減算処理し、差分を累積加算器３８に供給する。累積加算器３８は、減算器３６から供給される差分を累積し、差分に応じた信号をＰＷＭ３９に供給する。ＰＷＭ発生回路３９は、減算器３６から供給された信号の大きさに応じてパルス・デューティ（パルス幅比）を変化させたＰＷＭ信号を発生し、アナログＬＰＦ４０に供給する。アナログＬＰＦ４０は、供給されたＰＷＭ信号のパルス・デューティに応じて直流電圧に変換し、レベル調整回路３３に供給する。レベル調整回路３３は、供給される直流電圧に応じて、チューナ３１から供給されたＩＦ信号の直流レベルをシフトする。
【００３５】
また、デジタル直交復調回路４１、ウィンドウ同期回路４２、ＦＦＴ演算回路４３、イコライザ部４４及びデマッピング回路４５は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００３６】
Ａ／Ｄ変換器３４が例えば、負側に直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置２は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる負側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を正側にシフトするように動作する。
【００３７】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置２は、Ａ／Ｄ変換器３４が直流成分のオフセットを持っている場合、ＬＰＦ３５でＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号から直流成分を検出し、検出した直流成分から減算器３６で差分を検出し、上記差分に応じてＰＷＭ発生回路３９及びアナログＬＰＦ４０で直流電圧に変換し、上記直流電圧をレベル調整回路３３に供給し、レベル調整回路３３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００３８】
つぎに、第３の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３９】
図３は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００４０】
ＯＦＤＭ受信装置３は、図３に示すように、アンテナ５０と、チューナ５１と、周波数変換器５２と、レベル調整回路５３と、Ａ／Ｄ変換器５４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）ＬＰＦ５５と、基準直流レベル発生回路５６と、比較器５７と、充放電回路５８と、デジタル直交復調回路５９と、ウィンドウ同期回路６０と、ＦＦＴ演算回路６１と、イコライザ部６２と、デマッピング回路６３を備えている。
【００４１】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置３のアンテナ５０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ５１に供給される。
【００４２】
アンテナ５０により受信されたＲＦ信号は、チューナ５１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器５２に供給される。周波数変換器５２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路５３を介してＡ／Ｄ変換器５４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器５４によりデジタル化され、ＬＰＦ５５とデジタル直交復調回路５９に供給される。
【００４３】
ＬＰＦ５５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ５５は、ＩＦ信号の直流成分を比較器５７に供給する。また、比較器５７は、基準直流レベル発生回路５６により生成された基準直流レベルが供給される。
【００４４】
比較器５７では、基準直流レベル信号をＡ信号とし、ＩＦ信号の直流成分をＢ信号として、Ａ信号及びＢ信号を比較し、例えば、Ａ信号がＢ信号より大きい場合（Ａ＞Ｂ）、ポート１から充放電回路５８にフラグを出力し、また、Ａ信号がＢ信号より小さい場合（Ａ＜Ｂ）、ポート２から充放電回路５８にフラグを出力する。なお、比較器５７は、Ａ信号とＢ信号とが等しい場合（Ａ＝Ｂ）、フラグの出力はないものとする。
【００４５】
また、デジタル直交復調回路５９、ウィンドウ同期回路６０、ＦＦＴ演算回路６１、イコライザ部６２及びデマッピング回路６３は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００４６】
ここで、充放電回路５８の構成と動作について図４を用いて説明する。充放電回路５８は、充電用バッファ５８ａと、放電用バッファ５８ｂと、第１の抵抗５８ｃと、第２の抵抗５８ｄと、コンデンサ５８ｅとを備えている。充電用バッファ５８ａは、第１の抵抗５８ｃを介してコンデンサ５８ｅに接続されている。放電用バッファ５８ｂは、第２の抵抗５８ｄを介してコンデンサ５８ｅに接続されている。
【００４７】
充電用バッファ５８ａは、電源ＶＤＤが接続されており、比較器５７のポート１からフラグの入力を受け付ける。充電用バッファ５８ａは、比較器５７のポート１からフラグが入力された場合、所定の電圧レベルを出力し、一方、比較器５７のポート１からフラグが入力されない場合、ハイインピーダンスの状態となる。
【００４８】
放電用バッファ５８ｂは、接地されており、比較器５７のポート２からフラグの入力を受け付ける。放電用バッファ５８ｂは、比較器５７のポート２からフラグが入力された場合、接地レベルを出力し、一方、比較器５７のポート２からフラグの入力がされない場合、ハイインピーダンスの状態となる。充電用バッファ５８ａ及び放電用バッファ５８ｂは、例えば、スリーステートバッファである。
【００４９】
また、Ａ／Ｄ変換器５４が例えば、正側に直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置３は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる正側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を負側にシフトする。上述の動作について以下に詳細を述べる。
【００５０】
Ａ／Ｄ変換器５４によりＡ／Ｄ変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ５５で直流成分が検出される。ＬＰＦ５５は、検出した上記ＩＦ信号の直流成分を比較器５７に供給する。比較器５５は、基準直流レベル発生回路５６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）の方が大きい（Ａ＜Ｂ）と判断する。比較器５５は、ポート２から充放電回路５８の放電用バッファ５８ｂにフラグを供給する。放電用バッファ５８ｂは、フラグの入力に応じて、接地レベルを出力する。一方、充電用バッファ５８ａは、フラグの入力がないのでハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ５８ｅは、第２の抵抗５８ｄを介して接地されるので、コンデンサ５８ｅに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ５８ｅの容量と第２の抵抗５８ｄの抵抗値とで決定される時定数により減少する。
【００５１】
したがって、充放電回路５８からレベル調整回路５８に供給される直流電圧の減少に基づいて、レベル調整回路５３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを減少調整を行う。
【００５２】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置３は、Ａ／Ｄ変換器５４が直流成分のオフセットを持っている場合、充放電回路５８のコンデンサ５８ｅに蓄えられている直流電圧の減少又は増大に応じた直流電圧をレベル調整回路５３に供給し、レベル調整回路５３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００５３】
つぎに、第４の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００５４】
図５は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００５５】
ＯＦＤＭ受信装置４は、図５に示すように、アンテナ７０と、チューナ７１と、周波数変換器７２、レベル調整回路７３と、Ａ／Ｄ変換器７４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）７５と、基準直流レベル発生回路７６と、比較器７７と、充放電回路７８と、デジタル直交復調回路７９と、ウィンドウ同期回路８０と、ＦＦＴ演算回路８１と、イコライザ部８２と、デマッピング回路８３とを備えている。
【００５６】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置４のアンテナ７０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ７１に供給される。
【００５７】
アンテナ７０により受信されたＲＦ信号は、チューナ７１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器７２に供給される。周波数変換器７２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路７３を介してＡ／Ｄ変換器７４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器７４によりデジタル化され、ＬＰＦ７５とデジタル直交復調回路７９に供給される。
【００５８】
ＬＰＦ７５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ７５は、ＩＦ信号の直流成分を比較器７７に供給する。また、比較器７７は、基準直流レベル発生回路７６により生成された基準直流レベルが供給される。
【００５９】
比較器７７では、基準直流レベル信号をＡ信号とし、ＩＦ信号の直流成分をＢ信号として、Ａ信号とＢ信号との差の大きさを基準値ｋと比較する。基準値ｋは、所定の大きさの値とする。Ａ信号とＢ信号とを比較し、Ａ信号の方が大きい場合を以下に説明する。Ａ信号からＢ信号を減じた値が基準値ｋより大きいとき（Ａ−Ｂ＞ｋ）、ポート１から充放電回路７８にフラグを出力し、また、Ａ信号からＢ信号を減じた値が零より大きく、かつ基準値ｋより小さいとき（ｋ＞Ａ−Ｂ＞０）、ポート２から充放電回路７８にフラグを出力する。
【００６０】
また、Ａ信号とＢ信号とを比較し、Ｂ信号の方が大きい場合を以下に説明する。Ｂ信号からＡ信号を減じた値が零より大きく、かつ基準値ｋより小さいとき（ｋ＞Ｂ−Ａ＞０）、ポート３から充放電回路７８にフラグを出力し、またＢ信号からＡ信号を減じた値が基準値ｋより小さいとき（Ｂ−Ａ＞ｋ）、ポート４から充放電回路７８にフラグを出力する。なお、比較器７７は、Ａ信号とＢ信号とが等しい場合（Ａ＝Ｂ）、フラグの出力はないものとする。
【００６１】
また、デジタル直交復調回路７９、ウィンドウ同期回路８０、ＦＦＴ演算回路８１、イコライザ部８２及びデマッピング回路８３は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００６２】
ここで、充放電回路７８の構成と動作について図６を用いて説明する。充放電回路７８は、充電用バッファ７８ａと、充電用バッファ７８ｂと、放電用バッファ７８ｃと、放電用バッファ７８ｄと、第１の抵抗７８ｅと、第２の抵抗７８ｆと、第３の抵抗７８ｇと、第４の抵抗７８ｈと、コンデンサ７８ｉとを備えている。充電用バッファ７８ａは、第１の抵抗７８ｅを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。また、充電用バッファ７８ｂは、第２の抵抗７８ｆを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。なお、第１の抵抗７８ｅの抵抗値と第２の抵抗７８ｆの抵抗値とは異なることとする。放電用バッファ７８ｃは、第３の抵抗７８ｇを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。また、放電用バッファ７８ｄは、第４の抵抗７８ｈを介してコンデンサ７８ｉに接続されている。なお、第３の抵抗７８ｇの抵抗値と第４の抵抗７８ｈの抵抗値とは異なることとする。
【００６３】
充電用バッファ７８ａは、電源ＶＤＤが接続されており、比較器７７のポート１からフラグの入力を受け付ける。充電用バッファ７８ｅは、比較器７７のポート１からフラグが入力された場合、所定の電圧レベル１を出力し、一方、比較器７７のポート１からフラグが入力されない場合、ハイインピーダンスの状態となる。
【００６４】
充電用バッファ７８ｂは、電源ＶＤＤが接続されており、比較器７７のポート１からフラグの入力を受け付ける。充電用バッファ７８ｆは、比較器７７のポート１からフラグが入力された場合、所定の電圧レベル２を出力し、一方、比較器７７のポート１からフラグが入力されない場合、ハイインピーダンスの状態となる。なお、充電用バッファ７８ａから出力される所定の電圧レベル１が第１の抵抗７８ｅを介してコンデンサ７８ｉに蓄積される単位時間当たりの電圧量と、充電用バッファ７８ｂから出力される所定の電圧レベル２が第２の抵抗７８ｆを介してコンデンサ７８ｉに蓄積される単位時間当たりの電圧量とは異なることとする。また、本実施例では、電圧レベル１の方が電圧レベル２の方より大きいとしている。
【００６５】
放電用バッファ７８ｃは、接地されており、比較器７７のポート３からフラグの入力を受け付ける。放電用バッファ７８ｃは、比較器７７のポート３からフラグが入力された場合、接地レベル１を出力し、一方、比較器７７のポート３からフラグの入力がされない場合、ハイインピーダンスの状態となる。
【００６６】
放電用バッファ７８ｄは、接地されており、比較器７７のポート４からフラグの入力を受け付ける。放電用バッファ７８ｄは、比較器７７のポート４からフラグが入力された場合、接地レベル２を出力し、一方、比較器７７のポート４からフラグの入力がされない場合、ハイインピーダンスの状態となる。なお、ポート３から放電用バッファ７８ｃにフラグが入力され、コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧が、第３の抵抗７８ｇを介して放電される単位時間当たりの電圧量と、ポート４から放電用バッファ７８ｄにフラグが入力され、コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧が、第４の抵抗７８ｈを介して放電される単位時間当たりの電圧量とは異なることとする。また、本実施例では、接地レベル２の方が接地レベル１の方より大きいとしている。また、充電用バッファ７８ａ、充電用バッファ７８ｂ、放電用バッファ７８ｃ及び放電用バッファ７８ｄは、例えば、スリーステートバッファである。
【００６７】
充電用バッファ７８ａは、比較器７７のポート１からフラグが入力されると、電源電圧を第１の抵抗７８ｅを介してコンデンサ７８ｉに供給する。このとき、充電用バッファ７８ｂ、放電用バッファ７８ｃ及び放電用バッファ７８ｄは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられる直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第１の抵抗７８ｅの抵抗値とで決定される時定数により増大する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉに充電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを増大する。
【００６８】
充電用バッファ７８ｂは、比較器７７のポート２からフラグが入力されると、電源電圧を第２の抵抗７８ｆを介してコンデンサ７８ｉに供給する。このとき、充電用バッファ７８ａ、放電用バッファ７８ｃ及び放電用バッファ７８ｄは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられる直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第２の抵抗７８ｆの抵抗値とで決定される時定数により増大する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉに充電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを増大する。
【００６９】
放電用バッファ７８ｃは、比較器７７のポート３からフラグが入力されると、接地レベルを第３の抵抗７８ｇを介してコンデンサ７８ｉに供給する。したがって、コンデンサ７８ｉは、抵抗７８ｇを介して接地された状態となる。このとき、充電用バッファ７８ａ、充電用バッファ７８ｂ及び放電用バッファ７８ｄは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第３の抵抗７８ｇの抵抗値とで決定される時定数により減少する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉから放電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを減少する。
【００７０】
また、放電用バッファ７８ｄは、比較器７７のポート４からフラグが入力されると、接地レベルを第４の抵抗７８ｈを介してコンデンサ７８ｉに供給する。したがって、コンデンサ７８ｉは、第４の抵抗７８ｈを介して接地された状態となる。このとき、充電用バッファ７８ａ、充電用バッファ７８ｂ及び放電用バッファ７８ｃは、ハイインピーダンスの状態となる。コンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ７８ｉの容量と第４の抵抗７８ｈの抵抗値とで決定される時定数により減少する。充放電回路７８は、コンデンサ７８ｉから放電される直流電圧に応じた信号をレベル調整回路７３に供給に供給する。レベル調整回路７３は、充放電回路７８から供給される直流電圧に応じて、入力されるアナログのＩＦ信号の直流レベルを減少する。
【００７１】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置４は、Ａ／Ｄ変換器７４が直流成分のオフセットを持っている場合、上記オフセットの大きさに応じて、充放電回路７８のコンデンサ７８ｉに蓄えられている直流電圧の放電量又は充電量を段階的に調整し、調整した直流電圧に基づいて、レベル調整回路７３によりＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により段階的に高速に補正する。
【００７２】
つぎに、第５の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００７３】
図７は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【００７４】
ＯＦＤＭ受信装置５は、図７に示すように、アンテナ９０と、チューナ９１と、周波数変換器９２と、レベル調整回路９３と、Ａ／Ｄ変換器９４と、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）９５と、基準直流レベル発生回路９６と、比較器９７と、充放電回路９８と、デジタル直交復調回路９９と、ウィンドウ同期回路１００と、ＦＦＴ演算回路１０１と、イコライザ部１０２と、デマッピング回路１０３とを備えている。
【００７５】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置５のアンテナ９０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ９１に供給される。
【００７６】
アンテナ９０により受信されたＲＦ信号は、チューナ９１で所定のＲＦ信号が選択され周波数変換器９２に供給される。周波数変換器９２は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換し、レベル調整回路９３を介してＡ／Ｄ変換器９４にＩＦ信号を供給する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器９４によりデジタル化され、ＬＰＦ９５とデジタル直交復調回路９９に供給される。
【００７７】
ＬＰＦ９５は、デジタル化されたＩＦ信号から直流成分を検出する。そして、ＬＰＦ９５は、ＩＦ信号の直流成分を比較器９７に供給する。また、比較器９７は、基準直流レベル発生回路９６により生成された基準直流レベルが供給される。
【００７８】
比較器９７では、基準直流レベル信号をＡ信号とし、ＩＦ信号の直流成分をＢ信号として、Ａ信号及びＢ信号を比較し、例えば、Ａ信号がＢ信号より大きい場合（Ａ＞Ｂ）、ポート１から充放電回路９８にフラグを出力し、また、Ａ信号とＢ信号とが等しい場合（Ａ＝Ｂ）、ポート２から充放電回路５８にフラグを出力する。なお、比較器５７は、Ａ信号よりＢ信号が大きい場合（Ａ＜Ｂ）、フラグの出力はないものとする。また、比較器９７のポート１から出力されるフラグは、バッファ９８ａの接続端子２００に入力され、ポート２から出力されるフラグは、バッファ９８ａの接続端子２０１に入力される。
【００７９】
充放電回路９８は、バッファ９８ａと、抵抗９８ｂと、コンデンサ９８ｃとを備えている。バッファ９８ａは、抵抗９８ｂを介してコンデンサ９８ｃに接続されている。バッファ９８ａは、接続端子２００と接続端子２０１とを有している。また、バッファ９８ａは、例えば、スリーステートバッファである。
【００８０】
また、デジタル直交復調回路９９、ウィンドウ同期回路１００、ＦＦＴ演算回路１０１、イコライザ部１０２及びデマッピング回路１０３は、第１の実施の形態で述べたデジタル直交復調回路２０、ウィンドウ同期回路２１、ＦＦＴ演算回路２２、イコライザ部２３及びデマッピング回路２４と同様であるので説明を省略する。
【００８１】
また、Ａ／Ｄ変換器９４が直流成分のオフセットを持っている場合、ＯＦＤＭ受信装置５は、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号の直流成分にかかる正側又は負側のオフセットを打ち消すために、フィードバック制御によりＡ／Ｄ変換前のＩＦ信号の直流成分を負側又は正側にシフトする。
【００８２】
ここで、Ａ／Ｄ変換器９４が正側に直流成分のオフセットを持っている場合のオフセットの補正について以下に述べる。
【００８３】
Ａ／Ｄ変換器９４によりＡ／Ｄ変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ９５で直流成分が検出される。ＬＰＦ９５は、検出した上記ＩＦ信号の直流成分を比較器９７に供給する。比較器９７は、基準直流レベル発生回路９６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）の方が大きい（Ａ＜Ｂ）と判断する。このとき、比較器９７は、充放電回路９８のバッファ９８ａにフラグの供給を行わない。バッファ９８ａは、ポート２から接続端子２０１にフラグが供給されないことから、ハイインピーダンスの状態とならないため、ポート１の出力である接地レベルが出力される。コンデンサ９８ｃは、抵抗９８ｂを介して接地されるので、コンデンサ９８ｃに蓄えられている直流電圧は、コンデンサ９８ｃの容量と抵抗９８ｂの抵抗値とで決定される時定数により減少する。
【００８４】
したがって、充放電回路９８からレベル調整回路９３に供給される直流電圧の減少に基づいて、レベル調整回路９３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを減少調整を行う。このようにして、Ａ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットを補正する。
【００８５】
また、Ａ／Ｄ変換器９４が負側に直流成分のオフセットを持っている場合のオフセットの補正について以下に述べる。
【００８６】
Ａ／Ｄ変換器９４によりＡ／Ｄ変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ９５で直流成分が検出される。ＬＰＦ９５は、検出した上記ＩＦ信号の直流成分を比較器９７に供給する。比較器９７は、基準直流レベル発生回路９６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、基準直流レベル（Ａ）の方が大きい（Ａ＞Ｂ）と判断する。このとき、比較器９７は、ポート１から接続端子２００にフラグを供給する。そして、バッファ９８ａの出力は、増大し、抵抗９８ｂを介してコンデンサ９８ｃに直流電圧を充電する。
【００８７】
したがって、充放電回路９８からレベル調整回路９３に供給される直流電圧の増加に基づいて、レベル調整回路９３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを増加調整を行う。このようにして、Ａ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットを補正する。
【００８８】
なお、基準直流レベル発生回路９６から供給される基準直流レベル（Ａ）と上記ＩＦ信号の直流成分（Ｂ）とを比較し、基準直流レベルとＩＦ信号の直流成分とが等しかった場合（Ａ＝Ｂ）、比較器９７は、ポート２からバッファ９８ａの接続端子２０１にフラグを供給する。このとき、バッファ９８ａの出力は、ハイインピーダンスの状態となり、コンデンサ９８ｃを充放電することなく、電圧値を保持する。したがって、レベル調整回路９３は、入力されるＩＦ信号の直流レベルを増減しない。
【００８９】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置５は、Ａ／Ｄ変換器９４が直流成分のオフセットを持っている場合、充放電回路９８のコンデンサ９８ｃに蓄えられている直流電圧の減少又は増大に応じた信号をレベル調整回路９３に供給し、レベル調整回路９３でＩＦ信号のオフセットを調整するので、Ａ／Ｄ変換を行う前にＡ／Ｄ変換器が持っている直流成分のオフセットをフィードバック制御により補正する。
【００９０】
【発明の効果】
本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、Ａ／Ｄ変換器が直流成分のオフセットを持っている場合、Ａ／Ｄ変換器により入力信号のＡ／Ｄ変換を行う前に上記直流成分のオフセットに基づいてレベル調整回路により直流信号レベルをフィードバック制御により補正するので、ＯＦＤＭ中間周波数信号のダイナミックレンジ及び直流成分とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ及び直流成分とを適合させ、クリップ歪みを受けることなく、ダイナミックレンジが広いＯＦＤＭ信号を正確に復調することを可能とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の充放電回路の動作を示すブロック構成図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の充放電回路の動作を示すブロック構成図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図８】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説明する図である。
【図９】１６ＱＡＭで情報を送信した際の送信信号のコンスタレーション（ａ）及びＡ／Ｄ変換後の受信信号のコンスタレーション（ｂ）を示す図である。
【図１０】直流成分のオフセットの補正を行う従来の受信装置のブロック図である。
【符号の説明】
１，２，３，４，５ ＯＦＤＭ受信装置、１３，３３，５３，７３，９３ レベル調整回路、１４，３４，５４，７４，９４ Ａ／Ｄ変換器、１５，３５，５５，７５，９５ 低域通過フィルタ、１６，３６ 減算器、１７，３７，５６，７６，９６ 基準直流レベル発生回路、１８，３８ 累積加算器、１９ Ｄ／Ａ変換器、２０，４１，５９，７９，９９ デジタル直交復調回路、３９ ＰＷＭ発生回路、５７，７７，９７ 比較器、５８，７８，９８ 充放電回路
Claims (4)
- 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調されたＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ中間周波数信号に変換する周波数変換手段と、
上記周波数変換手段によって変換されたＯＦＤＭ中間周波数信号の直流信号レベルを、フィードバックされる直流電圧に応じてシフトする直流信号レベルシフト手段と、
上記直流信号レベルシフト手段から出力されたアナログのＯＦＤＭ中間周波数信号をデジタルのＯＦＤＭ中間周波数信号に変換するデジタル信号変換手段と、
上記デジタル信号変換手段によりデジタルに変換されたＯＦＤＭ中間周波数信号から直流レベルを検出する直流レベル検出手段と、
上記直流レベルの基準となる基準直流レベルを生成する基準レベル生成手段と、
上記直流レベル検出手段により検出されたＯＦＤＭ中間周波数信号の直流レベルと上記基準レベル生成手段によって生成された基準直流レベルとの大小関係を比較し、当該比較結果に基づくフラグに応じて内蔵するコンデンサに蓄積される電荷の変化に応じた直流電圧を上記直流信号レベルシフト手段にフィードバックする直流電圧フィードバック手段と
を備えたＯＦＤＭ受信装置。 - 上記直流電圧フィードバック手段は、
上記基準レベル発生手段に接続された第１の入力ポートから入力された基準直流レベルと、上記直流レベル検出手段に接続された第２の入力ポートから入力された直流レベルとを比較し、当該比較の結果、上記第２の入力ポートから入力された直流レベルが上記第１の入力ポートから入力された基準直流レベルよりも小さい場合に、上記直流レベルが上記基準直流レベルよりも小さいことを示す第１のフラグを出力する第１の出力ポートと、当該比較の結果、上記第２の入力ポートから入力された直流レベルが上記第１の入力ポートから入力された基準直流レベルよりも大きい場合に、上記直流レベルが上記基準直流レベルよりも大きいことを示す第２のフラグを出力する第２の出力ポートとを備える比較器と、
第１端に電源が接続され、上記比較器の第１の出力ポートに接続された第２端から第１のフラグが入力された場合には、上記電源から印加される所定の電圧を第３端から出力し、上記第２端から第１のフラグが入力されない場合には、ハイインピーダンスの状態を維持する充電用バッファと、
上記充電用バッファの第３端に一端が接続された第１の抵抗素子と、
第１端が接地され、上記比較器の第２の出力ポートに接続された第２端から第２のフラグが入力された場合には、第３端から接地レベルを出力し、上記第２端から第２のフラグが入力されない場合には、ハイインピーダンスの状態を維持する放電用バッファと、
上記放電用バッファの第３端に一端が接続された第２の抵抗素子と、
一端が接地され、更に上記第１の抵抗素子の他端と、上記第２の抵抗素子の他端とに他端が接続されたコンデンサと、
上記第１の抵抗素子の他端と、上記第２の抵抗素子の他端と、上記コンデンサの他端とに接続され、上記コンデンサに蓄積された電荷の変化に応じた直流電圧を上記直流信号レベルシフト手段にフィードバックするための出力端と
を備える請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 上記直流電圧フィードバック手段は、
上記基準レベル発生手段に接続された第１の入力ポートから入力された基準直流レベルと、上記直流レベル検出手段に接続された第２の入力ポートから入力された直流レベルとを比較し、当該比較の結果、上記第２の入力ポートから入力された直流レベルが上記基準直流レベルよりも小さく、かつ、上記基準直流レベルから上記直流レベルを差し引いた差が所定の閾値よりも大きい場合には、上記基準直流レベルから上記直流レベルを差し引いた差が上記閾値よりも大きいことを示す第１のフラグを出力する第１の出力ポートと、上記第２の入力ポートから入力された直流レベルが上記基準直流レベルよりも小さく、かつ、上記基準直流レベルから上記直流レベルを差し引いた差が０よりも大きく上記閾値よりも小さい場合には、上記基準直流レベルから上記直流レベルを差し引いた差が０よりも大きく上記閾値よりも小さいことを示す第２のフラグを出力する第２の出力ポートと、上記第２の入力ポートから入力された直流レベルが上記基準直流レベルよりも大きく、かつ、上記直流レベルから上記基準直流レベルを差し引いた差が０よりも大きく上記閾値よりも小さい場合には、上記直流レベルから上記基準直流レベルを差し引いた差が０よりも大きく上記閾値よりも小さいことを示す第３のフラグを出力する第３の出力ポートと、上記第２の入力ポートから入力された直流レベルが上記基準直流レベルよりも大きく、かつ、上記直流レベルから上記基準直流レベルを差し引いた差が上記閾値よりも大きい場合には、記直流レベルから上記基準直流レベルを差し引いた差が上記閾値よりも大きいことを示す第４のフラグを出力する第４の出力ポートとを備える比較器と、
第１端に電源が接続され、上記比較器の第１の出力ポートに接続された第２端から上記第１のフラグが入力された場合には、上記電源から印加される所定の電圧を第３端から出力し、上記第２端から第１のフラグが入力されない場合には、ハイインピーダンスの状態を維持する第１の充電用バッファと、
上記第１の充電用バッファの第３端に一端が接続された第１の抵抗素子と、
第１端に電源が接続され、上記比較器の第２の出力ポートに接続された第２端から第２のフラグが入力された場合には、上記電源から印加される所定の電圧を第３端から出力し、上記第２端から第１のフラグが入力されない場合には、ハイインピーダンスの状態を維持する第２の充電用バッファと、
上記第２の充電用バッファの第３端に一端が接続された第２の抵抗素子と、
第１端が接地され、上記比較器の第３の出力ポートに接続された第２端から第３のフラグが入力された場合には、第３端から接地レベルを出力し、上記第２端から第３のフラグが入力されない場合には、ハイインピーダンスの状態を維持する第１の放電用バッファと、
上記第１の放電用バッファの第３端に一端が接続された第３の抵抗素子と、
第１端が接地され、上記比較器の第４の出力ポートに接続された第２端から第４のフラグが入力された場合には、第３端から接地レベルを出力し、上記第２端から第４のフラグが入力されない場合には、ハイインピーダンスの状態を維持する第２の放電用バッファと、
上記第２の放電用バッファの第３端に一端が接続された第４の抵抗素子と、
一端が接地され、更に上記第１の抵抗素子の他端、上記第２の抵抗素子の他端、上記第３の抵抗素子の他端、及び上記第４の抵抗素子の他端に、他端が接続されたコンデンサと、
上記第１の抵抗素子の他端、上記第２の抵抗素子の他端、上記第３の抵抗素子の他端、上記第４の抵抗素子の他端、及び上記コンデンサの他端に接続され、上記コンデンサに蓄積された電荷の変化に応じた直流電圧を上記直流信号レベルシフト手段にフィードバックするための出力端と
を備える請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 上記直流電圧フィードバック手段は、
上記基準レベル発生手段に接続された第１の入力ポートから入力された基準直流レベルと、上記直流レベル検出手段に接続された第２の入力ポートから入力された直流レベルとを比較し、当該比較の結果、上記直流レベルが上記基準直流レベルよりも小さい場合には、上記直流レベルが上記基準直流レベルよりも小さいことを示す第１のフラグを出力する第１の出力ポートと、当該比較の結果、上記直流レベルと上記基準直流レベルとが一致する場合には、上記直流レベルと上記基準直流レベルとが一致することを示す第２のフラグを出力する第２の出力ポートとを備える比較器と、
第１端に上記比較器の第１の出力ポートが、第２端に上記比較器の第２の出力ポートがそれぞれ接続され、上記第１の出力ポートから第１のフラグが入力された場合には、上記第１の出力ポートから入力された直流レベルよりも高い所定の直流電圧を第３端から出力し、上記第２の出力ポートから第２のフラグが入力された場合には、ハイインピーダンスの状態を維持し、上記第１の出力ポート及び第２の出力ポートからフラグが入力されない場合には、第１の出力ポートから入力された所定の直流レベルを第３端から出力するバッファと、
上記バッファに一端が接続された抵抗素子と、
上記抵抗素子の他端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、
上記抵抗素子の他端、及び上記コンデンサの一端に接続され、上記コンデンサに蓄積された電荷の変化に応じた直流電圧を上記直流信号レベルシフト手段にフィードバックするための出力端と
を備える請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001197245A JP4604406B2 (ja) | 2001-06-28 | 2001-06-28 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001197245A JP4604406B2 (ja) | 2001-06-28 | 2001-06-28 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003018118A JP2003018118A (ja) | 2003-01-17 |
| JP4604406B2 true JP4604406B2 (ja) | 2011-01-05 |
Family
ID=19034881
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001197245A Expired - Fee Related JP4604406B2 (ja) | 2001-06-28 | 2001-06-28 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4604406B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001044964A (ja) * | 1999-07-30 | 2001-02-16 | Sony Corp | 放送受信装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09331364A (ja) * | 1996-06-10 | 1997-12-22 | Nec Corp | ディジタル信号受信装置のオフセット補償回路 |
-
2001
- 2001-06-28 JP JP2001197245A patent/JP4604406B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001044964A (ja) * | 1999-07-30 | 2001-02-16 | Sony Corp | 放送受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003018118A (ja) | 2003-01-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4420505B2 (ja) | 多値デジタル変調信号の変調／復調方法及び直交周波数分割多重システム | |
| US9077600B2 (en) | OFDM-CDMA equipment and method | |
| KR101078570B1 (ko) | 진폭에 대한 영향이 적은 패킷 검출을 위한 방법 | |
| US7664189B2 (en) | OFDM demodulator, receiver, and method | |
| US6625111B1 (en) | OFDM communication apparatus | |
| US7292527B2 (en) | Residual frequency error estimation in an OFDM receiver | |
| EP1405479B1 (en) | Iq-imbalance | |
| EP1636957B1 (en) | Receiver for multi-carrier communication system | |
| JP2002511711A (ja) | 多重搬送波復調システムにおいて精細な周波数同期を行うための方法および装置 | |
| WO2007091563A1 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置及び方法 | |
| US20090052582A1 (en) | Method for improving the performance of ofdm receiver and a receiver using the method | |
| EP1983673B1 (en) | Demodulating device, method and program | |
| US7324609B1 (en) | DC offset cancellation in a direct conversion receiver configured for receiving an OFDM signal | |
| KR19990028080A (ko) | 직교 주파수 분할 다중화 전송 방식에서 주파수 동기 장치 및방법 | |
| EP1331783A2 (en) | Apparatus and method for recovering symbol timing in OFDM receiver | |
| JP4604406B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| KR100236039B1 (ko) | 직교분할대역 시스템에서의 간략시간획득 추적회로 | |
| JP3968470B2 (ja) | ディジタル放送受信装置 | |
| JPH08102769A (ja) | Ｏｆｄｍ同期復調回路 | |
| JP2004328440A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP3678930B2 (ja) | Ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ送信方法 | |
| JP4576759B2 (ja) | 直交周波数分割信号復調装置 | |
| JP3539383B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置 | |
| JP4287643B2 (ja) | Ｏｆｄｍ送信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080201 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100405 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100511 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100618 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100907 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100920 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131015 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |