JP2000151442A

JP2000151442A - Ａｇｃ回路

Info

Publication number: JP2000151442A
Application number: JP10326495A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Tomiyama; 均富山
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-11-17
Filing date: 1998-11-17
Publication date: 2000-05-30
Also published as: EP1003284A3; US6242981B1; KR20000047600A; EP1003284A2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＡＧＣ回路のＡＧＣループの時定数を可変に
する。【解決手段】入力信号のレベルを制御して出力する制
御回路と、この制御回路の出力信号を整流してその出力
信号のレベルに対応したレベルの電圧ＶDETを出力する
整流回路と、この整流回路の出力電圧ＶDETを電流に変
換する電圧電流変換回路７２とを設ける。電圧電流変換
回路７２は、整流回路７１の出力電圧ＶDETの供給され
る差動アンプ７２１を設けて構成する。この差動アンプ
７２１により出力される電流ＩDETをコンデンサ３９に
供給してＡＧＣ電圧ＶAGCに変換する。このＡＧＣ電圧
ＶAGCにより、制御回路において入力信号のレベルを制
御してＡＧＣを行う。差動アンプ７２１の動作電流ＩCO
NTの大きさを変更することにより、差動アンプ７２１の
交流的な増幅度を変更してＡＧＣの時定数を変更する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、デジタル音声放
送の受信機に適用して好適なＡＧＣ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】放送のデジタル化が進み、放送波の伝送
方式も従来のＡＭやＦＭなどのアナログ方式からデジタ
ル方式へと移行しつつある。特にヨーロッパにおいて
は、音声番組のデジタル放送が開始されているが、その
デジタル音声放送としてＤＡＢ（Ｅｕｒｅｋａ１４７規
格にしたがったデジタル音声放送）がある。

【０００３】このＤＡＢは、変調方式としてＯＦＤＭ、
伝送帯域幅は約1.5ＭHz、オーディオ信号のデータ圧縮
にＭＰＥＧオーディオのレイヤIIを採用することによ
り、最大で64組のデジタルオーディオ信号やデジタルデ
ータを同時に放送するものである。

【０００４】この場合、ＯＦＤＭは、多数の搬送波を同
時に送信して放送を行うマルチキャリアシステムであ
る。例えば、ＤＡＢモードIIと呼ばれる放送モードで
は、上記の伝送帯域幅内に384本の搬送波信号を４ｋHz
間隔で送信している。また、放送に使用されている周波
数は、170ＭHz〜220ＭHzおよび1.4ＧHz帯である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、カーオーデ
ィオのように移動体に搭載したＤＡＢ受信機において
は、フェージングにより電波強度が刻々と変化するとと
もに、そのフェージングの状態も移動体の移動速度や受
信周波数などによって変化する。したがって、ＤＡＢ受
信機において、低いビット・エラー・レイトを得るに
は、ＡＧＣ回路を設けるとともに、その時定数を電波の
受信状況に対応して適切な値に変更する必要がある。

【０００６】そして、時定数用のコンデンサはＡＧＣ用
のＩＣに外付けされるので、ＤＡＢ受信機によっては、
その時定数用のコンデンサをスイッチ回路により受信状
況に応じて切り換えるようにしている。

【０００７】しかし、この場合には、時定数を段階的に
しか変更できず、しかも、部品点数が増加してしまう。

【０００８】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明においては、入
力信号のレベルを制御して出力する制御回路と、この制
御回路の出力信号を整流してその出力信号のレベルに対
応したレベルの電圧を出力する整流回路と、この整流回
路の出力電圧を電流に変換する電圧電流変換回路とを有
し、上記電圧電流変換回路は、上記整流回路の出力電圧
の供給される差動アンプを有し、この差動アンプにより
出力される電流をコンデンサに供給してＡＧＣ電圧に変
換し、このＡＧＣ電圧により、上記制御回路において上
記入力信号のレベルを制御してＡＧＣを行うとともに、
上記差動アンプの動作電流の大きさを変更することによ
り、上記差動アンプの交流的な増幅度を変更して上記Ａ
ＧＣの時定数を変更するようにしたＡＧＣ回路とするも
のである。したがって、差動アンプの動作電流の大きさ
を変更することにより、差動アンプの出力インピーダン
スが変化してＡＧＣの時定数が変化する。

【００１０】

【発明の実施の形態】〔ＤＡＢ受信機の全体の構成〕図
１において、ＤＡＢの放送波信号がアンテナ１１により
受信され、この受信信号が、スーパーヘテロダイン形式
に構成されたフロントエンド回路１２に供給されて中間
周波信号に変換される。この中間周波信号のレベルは、
一般に、−60dBm〜０dBm程度であるが、後段のＡ／Ｄコ
ンバータ回路においては、入力レベルとして１Ｖp-p程
度を必要とする。

【００１１】そこで、この中間周波信号がＡＧＣアンプ
１３（詳細は後述する）に供給されて受信レベルにかか
わらず必要な一定レベルの信号に増幅され、その出力信
号がＡ／Ｄコンバータ回路１４に供給されてデジタル信
号にＡ／Ｄ変換される。

【００１２】そして、このデジタル信号が直交復調回路
１５に供給されて同相成分（実軸成分）および直交成分
（虚軸成分）のデータが復調され、これらデータがＦＦ
Ｔ回路１６において複素フーリエ変換されてシンボルご
とに周波数成分が出力され、その出力がビタビデコーダ
回路１７に供給されてデインターリーブおよびエラー訂
正が行われるとともに、目的とする番組（サービスコン
ポーネント）のデジタルオーディオデータが選択され
る。

【００１３】続いて、この選択されたデータがオーディ
オデコーダ回路１８に供給されてＭＰＥＧデータ伸長な
どのデコード処理が行われ、デコーダ回路１８からは、
目的とする番組のデジタルオーディオデータが取り出さ
れる。そして、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路１９に供給されてアナログ
オーディオ信号Ｌ、ＲにＤ／Ａ変換され、この信号Ｌ、
Ｒがアンプ２１Ｌ、２１Ｒを通じてスピーカ２２Ｌ、２
２Ｒに供給される。

【００１４】そして、この発明においては、ＡＧＣアン
プ１３が例えば図２〜図５に示すように構成される。な
お、図２はＡＧＣアンプ１３のアウトラインを示し、図
３〜図５は、ＡＧＣ電圧の形成回路の具体的な構成例を
示す。

【００１５】〔ＡＧＣアンプ１３の構成〕図２において
は、ＡＧＣアンプ１３は、５つの可変利得アンプ３１〜
３５と、固定利得のアンプ３６とが縦続接続されて構成
される。そして、フロントエンド回路１２から、バラン
ス型の中間周波信号が取り出されて初段の可変利得アン
プ３１に供給され、終段のアンプ３６からＡＧＣ増幅さ
れた中間周波信号が取り出されてＡ／Ｄコンバータ回路
１４に供給される。なお、アンプ３１〜３６の総合の最
大利得は、例えば約60dBとされる。

【００１６】また、このとき、可変利得アンプ３５から
得られる中間周波信号が、ＡＧＣ検波回路３７に供給さ
れて中間周波信号のレベルに対応してレベルの変化する
電流ＩDETが取り出される。

【００１７】そして、この電流ＩDETによりコンデンサ
３９が充電されてＡＧＣ電圧ＶAGCが形成され、このＡ
ＧＣ電圧ＶAGCが制御電流生成回路３８に供給されて、
例えば図６に示すような特性の制御電流ＩG1〜ＩG5が形
成される。すなわち、この制御電流ＩG1〜ＩG5は、ＡＧ
Ｃ電圧ＶAGCが上昇するとき、ある範囲までは指数関数
的に変化し、それ以上の範囲では一定になるとともに、
立ち上がり点（電流の流れ始める点）が、電流ＩG5〜Ｉ
G1の順に高くなっている電流である。

【００１８】そして、これら制御電流ＩG1〜ＩG5が可変
利得アンプ３１〜３５にそれらの利得の制御信号として
供給され、可変利得アンプ３１〜３５は、制御電流ＩG1
〜ＩG5が大きくなるとき、利得が小さくなるように制御
される。また、図２において破線で囲って示すように、
回路３１〜３８は１チップＩＣ化される。

【００１９】〔ＡＧＣ検波回路３７の構成〕ＡＧＣ検波
回路３７は、例えば図３および図４に示すように構成さ
れるもので、図３の回路の右側が図４の回路の左側に続
く。そして、図３および図４の場合には、ＡＧＣ検波回
路３７は、中間周波信号を両波整流する整流回路７１
と、その整流出力電圧を制御電流ＩDETに変換して出力
する電圧電流変換回路７２と、整流回路７１から電圧電
流変換回路７２に供給される整流出力電圧にオフセット
を与える電流源回路７３とから構成される場合である。

【００２０】そして、図３においては、整流回路７１
は、ダブルバランス型の乗算回路７１２と、これに中間
周波信号を供給する差動アンプ７１１とから構成され
る。すなわち、可変利得アンプ３５からバランス型の中
間周波信号が取り出され、この中間周波信号がトランジ
スタＱ11、Ｑ12のベースに供給される。

【００２１】このトランジスタＱ11、Ｑ12は差動アンプ
７１１を構成しているもので、そのエミッタ間に抵抗器
Ｒ11が接続されるとともに、そのエミッタが接地ライン
を基準電位点とする定電流源用のトランジスタＱ16、Ｑ
17のコレクタに接続され、トランジスタＱ11、Ｑ12のコ
レクタがダイオード接続されたトランジスタＱ13、Ｑ14
を通じて電源ライン（電源電圧＋ＶCCは例えば2.6Ｖ）
に接続される。

【００２２】また、電源ラインと、接地ラインとの間
に、ダイオード接続されたトランジスタＱ24と、抵抗器
Ｒ22と、トランジスタＱ22とが直列接続されるととも
に、トランジスタＱ24と、接地ラインとの間に、抵抗器
Ｒ23と、トランジスタＱ22とが直列接続される。さら
に、抵抗器Ｒ22、Ｒ23と、トランジスタＱ22、Ｑ23との
接続点がトランジスタＱ11、Ｑ12のベースに接続され
る。

【００２３】さらに、トランジスタＱ21〜Ｑ23により接
地ラインを基準電位点としてカレントミラー回路７１３
が構成されるとともに、温度依存性を持たない一定電圧
ＶRFが用意され、この電圧ＶRFが抵抗器Ｒ21により電流
に変換されてトランジスタＱ21に供給され、トランジス
タＱ22、Ｑ23に所定のコレクタ電流が流され、この結
果、トランジスタＱ11、Ｑ12にベースバイアス電圧が供
給される。

【００２４】なお、電圧ＶRFは、バンドギャップレファ
レンス電圧などと呼ばれる電圧であり、その大きさは約
1.2Ｖである。また、この電圧ＶRFの形成回路について
後述する。

【００２５】こうして、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレ
クタから増幅された中間周波信号が取り出される。

【００２６】さらに、乗算回路７１２が、トランジスタ
Ｑ31〜Ｑ36、Ｑ18、Ｑ19により構成される。すなわち、
可変利得アンプ３５からの中間周波信号がトランジスタ
Ｑ31、Ｑ32のベースに供給されるとともに、そのエミッ
タ間に抵抗器Ｒ31が接続され、そのエミッタが接地ライ
ンを基準電位点とする定電流源用のトランジスタＱ18、
Ｑ19のコレクタに接続される。

【００２７】また、トランジスタＱ31のコレクタがトラ
ンジスタＱ33、Ｑ34のエミッタに接続され、トランジス
タＱ32のコレクタがトランジスタＱ35、Ｑ36のエミッタ
に接続されるとともに、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレ
クタが、トランジスタＱ34、Ｑ35およびＱ33、Ｑ36のベ
ースに接続される。さらに、トランジスタＱ33、Ｑ35お
よびＱ34、Ｑ36のコレクタが抵抗器Ｒ33、Ｒ34を通じて
電源ラインに接続される。

【００２８】したがって、乗算回路７１２において、可
変利得アンプ３５から出力される中間周波信号と、差動
アンプ７１１のトランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタから
出力される中間周波信号とが乗算されるので、トランジ
スタＱ33、Ｑ35のコレクタと、トランジスタＱ34、Ｑ36
のコレクタとの間には、中間周波信号のレベルに対応し
てレベルの変化する両波整流電圧ＶDETが得られる。な
お、この場合、この整流電圧ＶDETは、中間周波信号の
レベルが大きくなるにつれて、トランジスタＱ33、Ｑ35
のコレクタ電位がトランジスタＱ34、Ｑ36のコレクタ電
位よりも高くなるような極性である。

【００２９】そして、電圧電流変換回路７２は、図４の
場合には、差動アンプ７２１と、カレントミラー回路７
２２〜７２４とから構成される。すなわち、トランジス
タＱ41、Ｑ42のエミッタが、トランジスタＱ43のコレク
タ・エミッタ間を通じて外部接続端子Ｔ74に接続されて
差動アンプ７２１が構成され、そのトランジスタＱ41、
Ｑ42のベースが、抵抗器Ｒ41、Ｒ42を通じてトランジス
タＱ33、Ｑ35およびＱ34、Ｑ36のコレクタに接続され
る。

【００３０】なお、トランジスタＱ43のベースにバンド
ギャップレファレンス電圧ＶRFが供給され、そのエミッ
タと、接地ラインとの間には、ダイオード接続されたト
ランジスタＱ51、Ｑ52が直列接続される。また、端子Ｔ
74には、実線で示すように、可変定電流源７４が外付け
される。

【００３１】さらに、トランジスタＱ41のコレクタがト
ランジスタＱ44のコレクタに接続されるとともに、トラ
ンジスタＱ44、Ｑ45により電源ラインを基準電位点とす
るカレントミラー回路７２２が構成され、トランジスタ
Ｑ42のコレクタがトランジスタＱ46のコレクタに接続さ
れるとともに、トランジスタＱ46、Ｑ47により電源ライ
ンを基準電位点とするカレントミラー回路７２３が構成
される。

【００３２】また、トランジスタＱ47のコレクタがトラ
ンジスタＱ48のコレクタに接続されるとともに、トラン
ジスタＱ48、Ｑ49により接地ラインを基準電位点とする
カレントミラー回路７２４が構成され、トランジスタＱ
49のコレクタがトランジスタＱ45のコレクタに接続され
る。

【００３３】したがって、整流回路７１からの整流電圧
ＶDETが、差動アンプ７２１に供給されて電流に変換さ
れるとともに増幅されてトランジスタＱ41、Ｑ42のコレ
クタから取り出される。

【００３４】そして、この場合、トランジスタＱ45のコ
レクタ電流は、カレントミラー回路７２２によりトラン
ジスタＱ41のコレクタ電流に等しい。また、トランジス
タＱ49のコレクタ電流は、カレントミラー回路７２４に
よりトランジスタＱ47のコレクタ電流に等しく、このコ
レクタ電流は、カレントミラー回路７２３によりトラン
ジスタＱ42のコレクタ電流に等しい。

【００３５】そして、ＶDET＝０のときには、トランジ
スタＱ41のコレクタ電流と、トランジスタＱ42のコレク
タ電流とが等しいので、トランジスタＱ45のコレクタ電
流と、トランジスタＱ49のコレクタ電流とは等しく、し
たがって、トランジスタＱ45、Ｑ49のコレクタの接続点
Ｐから後段の回路に電流が流れ出たり、逆に後段の回路
から接続点Ｐに電流が流れ込むことはない。つまり、検
波回路３７の出力電流ＩDETは０である。

【００３６】しかし、電圧ＶDETが上昇すると、トラン
ジスタＱ41のコレクタ電流が増加してトランジスタＱ45
のコレクタ電流が増加するとともに、トランジスタＱ42
のコレクタ電流が減少してトランジスタＱ49のコレクタ
電流が減少するので、トランジスタＱ45のコレクタ電流
と、トランジスタＱ49のコレクタ電流との差の電流が、
接続点Ｐから後段の回路へ流れ出る。つまり、電流ＩDE
Tが出力される。

【００３７】したがって、接続点Ｐからは、整流電圧Ｖ
DETに対応した大きさの電流ＩDETが出力されることにな
る。そして、上述のように、この電流ＩDETによりコン
デンサ３９が充電されてＡＧＣ電圧ＶAGCが形成され
る。

【００３８】ただし、図４の場合には、整流回路７１か
ら電圧電流変換回路７２に供給される整流電圧ＶDETに
は、電流源回路７３により所定の大きさのオフセットが
与えられ、中間周波信号のレベルが規定値以上になった
とき、制御電流ＩDETが出力される。

【００３９】すなわち、バンドギャップレファレンス電
圧ＶRFが抵抗器Ｒ61、Ｒ62により分圧され、その分圧電
圧Ｖ61がエミッタフォロワのトランジスタＱ61を通じて
トランジスタＱ63、Ｑ64のベースに供給されるととも
に、これらトランジスタＱ63、Ｑ64のエミッタは、抵抗
器Ｒ63、Ｒ64を通じてバンドギャップレファレンス電圧
ＶRFの電圧ラインに接続される。

【００４０】したがって、トランジスタＱ61のベースか
ら、ベース・エミッタ間電圧ＶBEだけ低い電位点がトラ
ンジスタＱ63、Ｑ64のベースであり、このベースから電
圧ＶBEだけ高い電位点がトランジスタＱ63、Ｑ64のエミ
ッタであるから、トランジスタＱ61のベース電位と、ト
ランジスタＱ63、Ｑ64のエミッタ電位とは等しくなり、
トランジスタＱ63、Ｑ64のエミッタ電位は電圧Ｖ61とな
る。

【００４１】したがって、抵抗器Ｒ63、Ｒ64には、電圧
ＶRFと電圧Ｖ61との差の電圧が印加されることになるの
で、抵抗器Ｒ63、Ｒ64には、Ｉ63＝（ＶRF−Ｖ61）／Ｒ63 Ｉ64＝（ＶRF−Ｖ61）／Ｒ64 で示される電流Ｉ63、Ｉ64が流れることになる。

【００４２】そして、電流Ｉ63が、トランジスタＱ63を
通じてトランジスタＱ65に供給され、このトランジスタ
Ｑ65とトランジスタＱ16〜Ｑ19とにより、接地ラインを
基準電位点とするカレントミラー回路７３１が構成され
る。したがって、トランジスタＱ16〜Ｑ19のコレクタに
電流Ｉ63が流れるとともに、トランジスタＱ16〜Ｑ19は
定電流源として動作することになる。

【００４３】また、抵抗器Ｒ64の電流Ｉ64が、トランジ
スタＱ64を通じてトランジスタＱ66に供給され、このト
ランジスタＱ66とトランジスタＱ67とにより、接地ライ
ンを基準電位点とするカレントミラー回路７３２が構成
され、トランジスタＱ67のコレクタがトランジスタＱ3
3、Ｑ35のコレクタと抵抗器Ｒ41との接続点に接続され
る。

【００４４】したがって、トランジスタＱ67のコレクタ
に電流Ｉ64が流れるとともに、この電流Ｉ64は抵抗器Ｒ
33を流れるので、抵抗器Ｒ33には、電流Ｉ64により ΔＶ＝Ｒ33・Ｉ64 で示される大きさの電圧降下を生じる。

【００４５】したがって、中間周波信号がないとき（無
信号時）には、トランジスタＱ33、Ｑ35のコレクタ電位
は、トランジスタＱ34、Ｑ36のコレクタ電位よりも、電
圧ΔＶだけ低くなり、すなわち、トランジスタＱ41のベ
ース電位は、トランジスタＱ42のベース電位よりも電圧
ΔＶだけ低くなる。

【００４６】そして、この状態では、トランジスタＱ41
のコレクタ電流はトランジスタＱ42のコレクタ電流より
も小さくなるので、トランジスタＱ45のコレクタ電流が
トランジスタＱ49のコレクタ電流よりも小さくなり、こ
の結果、制御電流ＩDETは流れない。

【００４７】しかし、中間周波信号のレベルが上昇して
いくと、これにつれて上記のように電圧ＶDETが上昇し
ていき、あるレベルまで上昇すると、この中間周波信号
のレベルの上昇による電圧ＶDETの上昇分が、電圧ΔＶ
をちょうど相殺してＶDET＝０となる。そして、中間周
波信号のレベルがさらに上昇すると、以後、そのレベル
の上昇に対応して電圧ＶDETも上昇していき、この電圧
ＶDETのレベルに対応した大きさの制御電流ＩDETが流れ
る。

【００４８】したがって、整流電圧ＶDETには、電流源
回路７３により値ΔＶのオフセットが与えられ、中間周
波信号のレベルが規定値以上になったとき、ＶDET＞０
となって制御電流ＩDETが出力されることになる。

【００４９】〔ＡＧＣループの時定数〕一般に、トラン
ジスタにおいて、ＶBE：トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＩC ：コレクタ電流とすると、ＩC ＝ＩS ・exp （ＶBE／ＶT ）ＩS ：飽和電流ＶT ＝ｋＴ／ｑ≒26mV ｋ：ボルツマン定数Ｔ：絶対温度ｑ：クーロン量が成立する。

【００５０】そして、ｖbe：ベース・エミッタ間電圧ＶBEの交流成分ｉc ：コレクタ電流ＩCの交流成分とすると、交流的な増幅度ｇmは、ｇm ＝ｉc ／ｖbe であるから、微分により求めると、ｇm ＝ｄ（ＩC ）／ｄ（ＶBE）＝（１／ＶT ）・ＩS ・exp （ＶBE／ＶT ）＝（１／ＶT ）・ＩC ＝ＩC ／ＶT となる。つまり、ｉc ／ｖbe＝ＩC／ＶT である。あるいは、ｖbe／ｉc ＝ＶT ／ＩC ・・・ (1) である。

【００５１】したがって、電圧電流変換回路７２におい
て、ｖdet ：入力電圧（検波電圧）ＶDETの交流成分ＩCONT：定電流源７４の定電流とすれば、トランジスタＱ41、Ｑ42において、(1)式か
らｖdet ／ｉdet ＝ＶT／（ＩCONT／２）＝２・ＶT ／ＩCONT ・・・ (2) となる。

【００５２】そして、ＡＧＣアンプ１３におけるＡＧＣ
ループの時定数τは、電圧電流変換回路７２の出力イン
ピーダンスと、コンデンサ３９の容量Ｃ39とにより決定
され、 τ＝（ｖdet／ｉdet）・Ｃ39 である。そして、この式に(2)式を代入すると、 τ＝２・ＶT ／ＩCONT・Ｃ39 ・・・ (3) となる。

【００５３】したがって、定電流ＩCONTの大きさを変化
させると、時定数τが変化することになる。例えば、Ｉ
CONT＝０にすれば、時定数τを無限大にすることがで
き、ＡＧＣ電圧ＶAGCをホールドすることができる。

【００５４】したがって、可変定電流源７４の出力電流
ＩCONTの大きさを、ＤＡＢの受信状況にしたがって、シ
ステムコントロール回路（図示せず）により変更すれ
ば、その受信状況に最適なＡＧＣの時定数を得ることが
できる。

【００５５】また、このとき、電流ＩCONTの大きさは、
原理的には無段階に変更することができ、実際の回路に
おいても、例えば４ビットのデータにより変更すれば、
16段階にわたって変更することができる。

【００５６】一方、家庭などで使用する据え置き型のＤ
ＡＢ受信機の場合には、ＤＡＢの受信状況が一定なの
で、ＡＧＣの時定数を変更する必要がないが、その場合
には、図４に破線で示すように、端子Ｔ74に抵抗器Ｒ74
を接続すればよい。

【００５７】すなわち、そのようにすると、抵抗器Ｒ74
の端子電圧Ｖ74は、Ｖ74＝ＩCONT・Ｒ74 となるが、このとき、トランジスタＱ43において、ＶRF＝ＶBE＋Ｖ74 であるから、両式からＶRF＝ＶBE＋ＩCONT・Ｒ74 となり、ＩCONT＝（ＶRF−ＶBE）／Ｒ74 ・・・ (4) となる。

【００５８】そして、バンドギャップレファレンス電圧
ＶRFは、温度係数がほぼ０の電圧であるが、これは、Ｐ
Ｎ接合により得られる負の温度係数を持つ電圧（＝ＶB
E）と、正の温度係数を持つ電圧ＶTをｎ倍した電圧とを
加算して形成され、ＶRF＝ＶBE＋ｎ・ＶTである。

【００５９】したがって、この式を(4)式に代入してＩCONT＝｛（ＶBE＋ｎ・ＶT ）−ＶBE｝／Ｒ74 =n・VT／Ｒ74 となる。

【００６０】したがって、このときの時定数τは、上式
を(3)式に代入して τ＝２・ＶT ／ＩCONT・Ｃ39 ＝２・ＶT ／（ｎ・ＶT ／Ｒ74）・Ｃ39 ＝２・Ｒ74・Ｃ39／ｎとなるので、抵抗器Ｒ74として温度係数が０のものを使
用すれば、ＡＧＣの時定数の温度依存性を回避すること
ができる。

【００６１】すなわち、電圧電流変換回路７２におい
て、検波電圧ＶDETを電流ＩDETに変換するとき、差動ア
ンプ７２１のトランジスタＱ41、Ｑ42の交流的な増幅度
ｇmが温度依存性を持つが、時定数τが温度依存性を持
つことを回避することができる。

【００６２】さらに、端子Ｔ74を開放状態とした場合に
は、ＡＧＣループを切ってＡＧＣアンプ１３の利得を一
定にすることができる。

【００６３】〔バンドギャップレファレンス電圧ＶRFの
形成回路〕バンドギャップレファレンス電圧ＶRFは、例
えば図５に示す形成回路８０により形成することができ
る。

【００６４】すなわち、トランジスタＱ81〜Ｑ83により
電源ラインを基準電位点としてカレントミラー回路８１
が構成され、その出力側のトランジスタＱ82のコレクタ
が抵抗器Ｒ81を通じてトランジスタＱ84のコレクタに接
続される。このトランジスタＱ84はトランジスタＱ85お
よびそのエミッタ抵抗器Ｒ82とともに接地ラインを基準
電位点としてカレントミラー回路８２を構成しているも
のであり、その出力側のトランジスタＱ85のコレクタが
トランジスタＱ81のコレクタに接続される。

【００６５】さらに、トランジスタＱ83のコレクタが、
トランジスタＱ86のベースに接続され、このトランジス
タＱ86のコレクタが電源ラインに接続されるとともに、
そのエミッタが抵抗器Ｒ83を通じてトランジスタＱ87の
ベースに接続され、このトランジスタＱ87のエミッタが
接地ラインに接続され、そのコレクタがトランジスタＱ
83のコレクタに接続される。

【００６６】また、トランジスタＱ88、Ｑ89およびその
エミッタ抵抗器Ｒ84により接地ラインを基準電位点とす
るカレントミラー回路８３が構成され、その入力側のト
ランジスタＱ88のコレクタが抵抗器Ｒ85を通じてトラン
ジスタＱ86のエミッタに接続され、トランジスタＱ89の
コレクタがトランジスタＱ87のベースに接続される。さ
らに、この形成回路８０を電源投入時に立ち上げるため
の起動回路９１が設けられる。すなわち、電源ラインと
接地ラインとの間に、抵抗器Ｒ91とダイオード接続され
たトランジスタＱ91〜Ｑ93との直列回路が接続され、抵
抗器Ｒ91とトランジスタＱ91との接続中点が、トランジ
スタＱ94のベースに接続され、そのコレクタが電源ライ
ンに接続され、そのエミッタがトランジスタＱ82のコレ
クタに接続される。

【００６７】なお、トランジスタＱ85のベース・エミッ
タ間の接合面積は、トランジスタＱ84のそれの４倍とさ
れ、トランジスタＱ89のベース・エミッタ間の接合面積
は、トランジスタＱ88のそれの４倍とされる。また、抵
抗器Ｒ82、Ｒ84の値は互いに等しくされ、抵抗器Ｒ83、
Ｒ85の値も互いに等しくされる。

【００６８】このような構成によれば、電源が投入され
ると、トランジスタＱ91〜Ｑ93の直列回路に降下電圧を
生じるとともに、このとき、トランジスタＱ82はまだオ
フなので、その降下電圧が、トランジスタＱ94のベース
・エミッタ間と、抵抗器Ｒ81と、トランジスタＱ84のベ
ース・エミッタ間との直列回路に供給され、トランジス
タＱ94がオンになるとともに、トランジスタＱ84がオン
になる。

【００６９】したがって、トランジスタＱ85に所定の大
きさのコレクタ電流が流れるとともに、このコレクタ電
流はトランジスタＱ81のコレクタにも流れるので、トラ
ンジスタＱ82にも所定の大きさのコレクタ電流が流れ、
このコレクタ電流が抵抗器Ｒ81を通じてトランジスタＱ
84のコレクタに流れる。したがって、以後、トランジス
タＱ84、Ｑ85、Ｑ81、Ｑ82には、抵抗器Ｒ81、Ｒ82によ
り決まる大きさの電流が流れ続けることになる。

【００７０】また、このとき、トランジスタＱ83には、
トランジスタＱ82のコレクタ電流と等しい大きさのコレ
クタ電流が流れ、このコレクタ電流の一部がトランジス
タＱ86にそのベース電流として供給されるので、トラン
ジスタＱ86もオンとなる。さらに、トランジスタＱ86が
オンになると、トランジスタＱ88、Ｑ89もオンになり、
トランジスタＱ87もオンになる。

【００７１】こうして、電源が投入されると、トランジ
スタＱ81〜Ｑ89は定常状態となる。なお、この定常状態
では、抵抗器Ｒ81の降下電圧によりトランジスタＱ94の
エミッタ電位が上昇してトランジスタＱ94は逆バイアス
されるようになり、以後、トランジスタＱ94はオフとな
る。

【００７２】そして、定常状態では、トランジスタＱ82
のコレクタ電流がなんらかの理由により例えば大きくな
ると、抵抗器Ｒ81における降下電圧が大きくなってトラ
ンジスタＱ85のベース・エミッタ間電圧が小さくなり、
この結果、トランジスタＱ85のコレクタ電流が小さくな
ってトランジスタＱ81のコレクタ電流も小さくなり、ト
ランジスタＱ82のコレクタ電流も小さくなる。したがっ
て、トランジスタＱ82のコレクタ電流は所定の一定の大
きさに保持される。

【００７３】また、このとき、トランジスタＱ83のコレ
クタ電流も一定の大きさに保持されるが、このトランジ
スタＱ83のコレクタから流れ出る電流と、トランジスタ
Ｑ87のコレクタに流れ込む電流との差の電流が、トラン
ジスタＱ86のベースに流れ込む。

【００７４】そして、このとき、トランジスタＱ86のエ
ミッタ電圧が例えば上昇すると、トランジスタＱ87のベ
ース電圧も上昇してトランジスタＱ87のコレクタ電流が
増加し、その結果、トランジスタＱ86のベース電流が減
少するので、トランジスタＱ86のエミッタ電圧は低下す
る。したがって、トランジスタＱ86のエミッタ電圧は、
所定の一定の大きさに保持される。

【００７５】そして、このエミッタ電圧は、抵抗器Ｒ83
の端子電圧と、トランジスタＱ87のベース・エミッタ間
電圧との和の電圧であるから、抵抗器Ｒ83の値を設定す
ることにより、所望の電圧とすることができる。そこ
で、このエミッタ電圧が、バンドギャップレファレンス
電圧ＶRFとして取り出され、上記のように、ＡＧＣ検波
回路３７（および他の回路）において使用される。

【００７６】〔まとめ〕以上により、回路１３はＡＧＣ
アンプとして動作することになるが、その場合、定電流
源７４の定電流ＩCONTの大きさを変化させることによ
り、ＡＧＣの時定数τを連続的に変化させることができ
るので、ＤＡＢの放送波の状況にしたがって最適なＡＧ
Ｃの時定数とすることができる。

【００７７】また、同一のＩＣであっても、端子Ｔ74に
抵抗器Ｒ74を接続すれば、ＡＧＣの時定数を固定するこ
とができる。しかも、同一の端子Ｔ74を、時定数を変更
するときには制御電流ＩCONTの入力端子として使用し、
時定数を固定するときには、抵抗器Ｒ74を接続するため
の端子として使用するようにしているので、ＩＣの外部
接続端子の数を減らすことができる。

【００７８】さらに、抵抗器Ｒ74を接続して時定数を固
定する場合には、その時定数が温度依存性を持たないよ
うにすることができる。

【００７９】また、端子Ｔ74を開放状態とした場合に
は、ＡＧＣループを切ってＡＧＣアンプ１３の利得を一
定にすることができる。

【００８０】

【発明の効果】この発明によれば、ＡＧＣの時定数を連
続的に変化させることができるので、ＤＡＢの放送波の
状況にしたがって最適なＡＧＣの時定数とすることがで
きる。また、同一のＩＣであってもＡＧＣの時定数を固
定することもできる。しかも、ＩＣの外部接続端子の数
を減らすことができる。さらに、ＡＧＣの時定数を固定
する場合には、その時定数が温度依存性を持たないよう
にすることができる。また、ＡＧＣアンプの利得を固定
することもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一形態を示す系統図である。

【図２】図１の一部の一形態を示す系統図である。

【図３】図３の一部の一形態を示す接続図である。

【図４】図３の一部の一形態を示す接続図である。

【図５】図３の一部の一形態を示す接続図である。

【図６】この発明を説明するために特性図である。

【符号の説明】

１１…アンテナ、１２…フロントエンド回路、１３…Ａ
ＧＣアンプ、１４…Ａ／Ｄコンバータ回路、１５…直交
復調回路、１６…ＦＦＴ回路、１７…ビタビデコーダ回
路、１８…オーディオデコーダ回路、１９…Ｄ／Ａコン
バータ回路、２２Ｌおよび２２Ｒ…スピーカ、３１〜３
５…可変利得アンプ、３６…固定利得アンプ、３７…Ａ
ＧＣ検波回路、３８…制御電流生成回路、７１…整流回
路、７２…電圧電流変換回路、７３…電流源回路、８０
…形成回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号のレベルを制御して出力する制御
回路と、この制御回路の出力信号を整流してその出力信号のレベ
ルに対応したレベルの電圧を出力する整流回路と、この整流回路の出力電圧を電流に変換する電圧電流変換
回路とを有し、上記電圧電流変換回路は、上記整流回路の出力電圧の供
給される差動アンプを有し、この差動アンプにより出力される電流をコンデンサに供
給してＡＧＣ電圧に変換し、このＡＧＣ電圧により、上記制御回路において上記入力
信号のレベルを制御してＡＧＣを行うとともに、上記差動アンプの動作電流の大きさを変更することによ
り、上記差動アンプの交流的な増幅度を変更して上記Ａ
ＧＣの時定数を変更するようにしたＡＧＣ回路。
【請求項２】請求項１に記載のＡＧＣ回路において、上記差動アンプは、１対のトランジスタと、これら１対のトランジスタのエミッタがコレクタに接続
された定電流源用のトランジスタとを有し、上記１対のトランジスタのベースに上記整流回路の出力
電圧が供給され、上記１対のトランジスタにより出力される電流が上記コ
ンデンサによりＡＧＣ電圧に電流電圧変換され、上記定電流源用のトランジスタのベースに所定の一定電
圧が供給され、上記定電流源用のトランジスタのエミッタに上記時定数
を変更するための制御電流が供給されるようにしたＡＧ
Ｃ回路。
【請求項３】請求項２に記載のＡＧＣ回路において、上記コンデンサを除いて全体がＩＣ化され、上記定電流源用のトランジスタのエミッタが外部接続端
子に接続されているようにしたＡＧＣ回路。
【請求項４】請求項１、請求項２あるいは請求項３に記
載のＡＧＣ回路において、電流源回路を有し、この電流源回路の出力電流により、上記差動アンプに供
給される上記整流回路の出力電圧に、所定の大きさのオ
フセットを与えるようにしたＡＧＣ回路。