WO2022085160A1 - 受信装置、通信システム、干渉測定装置、制御回路および記憶媒体 - Google Patents

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WO2022085160A1
WO2022085160A1 PCT/JP2020/039753 JP2020039753W WO2022085160A1 WO 2022085160 A1 WO2022085160 A1 WO 2022085160A1 JP 2020039753 W JP2020039753 W JP 2020039753W WO 2022085160 A1 WO2022085160 A1 WO 2022085160A1
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WO
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signal
frequency component
received signal
unit
wave
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PCT/JP2020/039753
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English (en)
French (fr)
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章範 大橋
雅嗣 東中
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/71—Interference-related aspects the interference being narrowband interference
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present disclosure relates to a receiving device, a communication system, an interference measuring device, a control circuit and a storage medium.
  • LPWA Low Power Wide Area
  • IoT Internet of Things
  • M2M Machine to Machine
  • LPWA Low Power Wide Area
  • LoRa and SIGFOX are wireless communication standards for IoT
  • Wi-SUN Wireless Smart Utility Network
  • LoRa uses a spectral diffusion method, and employs CSS (Chirp Spectrum Spread) modulation that uses a chirp signal for spectral diffusion.
  • the spectral diffusion method has a property that the reception sensitivity is high and the communication distance can be lengthened because the diffusion gain associated with the diffusion rate can be obtained, while the communication speed decreases when the diffusion rate is increased.
  • the spectrum diffusion method can be said to be a wireless communication method suitable for IoT and M2M.
  • the IoT and M2M frequency bands are mainly unlicensed bands such as the 920 MHz band, it is necessary to withstand other systems and interference waves such as interference waves.
  • the spectral diffusion method spreads the signal over a wide band, it is affected by all the interference waves existing in the spread signal band.
  • the interference wave is diffused over a wide band by the back diffusion processing at the receiver. Even so, depending on the magnitude of the interference wave power, the demodulation performance will be greatly affected.
  • the transmitting side in order to suppress the interference waves, has a null in which the transmission signal has no signal section. Insert the signal.
  • the receiving side measures the interference wave from the null signal, and estimates the interference wave in the section corresponding to the data symbol by interpolating the interference wave measured by the null signal. After that, a process of suppressing the interference wave intervening in the data symbol is performed based on the estimated interference wave.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a receiving device capable of both improving the estimation accuracy of the interference wave included in the received signal and preventing the transmission rate from decreasing.
  • the receiving device includes a despreading processing unit that despreads the directly diffused received signal, and a frequency domain signal to the despreaded received signal. It includes a frequency domain conversion unit that converts to a region signal, and a frequency component estimation unit that estimates a frequency component in which a communication wave of a received signal converted to a frequency domain signal exists. Further, the receiving device has a null signal conversion unit that converts the frequency component estimated to have a communication wave of the received signal converted into the frequency domain signal into a null signal based on the estimation result by the frequency component estimation unit, and a null signal conversion unit. It is provided with a re-diffusion processing unit that restores the interference wave included in the received signal before being de-spread by the despreading processing unit by redistributing the received signal after being converted by the signal conversion unit.
  • the receiving device has an effect that it is possible to improve the estimation accuracy of the interference wave included in the received signal and prevent the transmission rate from decreasing.
  • the figure which shows an example of the frequency spectrum of the received signal after the re-diffusion processing part performs the re-diffusion processing.
  • 1 chip timing error and delay amount 2 A diagram showing the frequency spectrum of the received signal when there is a chip delay wave.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a transmission device constituting the communication system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a receiving device constituting the communication system according to the first embodiment. That is, the communication system according to the first embodiment is composed of the transmitting device 1 shown in FIG. 1 and the receiving device 2 shown in FIG. 2 for receiving the signal transmitted from the transmitting device 1.
  • the transmission device 1 directly diffuses the transmission data to generate a spectral diffusion signal, and transmits the spectral diffusion signal.
  • the receiving device 2 receives the spectral diffusion signal transmitted by the transmitting device 1.
  • the transmission device 1 includes a modulation unit 100, a direct diffusion processing unit 101, a transmission filter unit 102, a frequency conversion unit 103, and a transmission antenna 104.
  • the modulation unit 100 modulates the input transmission data by a predetermined modulation method and directly outputs it to the diffusion processing unit 101.
  • the direct diffusion processing unit 101 performs spread spectrum processing on the transmission data modulated by the modulation unit 100 using a diffusion sequence, and outputs the diffused signal to the transmission filter unit 102.
  • the transmission filter unit 102 filters the signal spread spectrum by the direct diffusion processing unit 101 with a transmission filter and outputs the signal to the frequency conversion unit 103.
  • the frequency conversion unit 103 frequency-converts the signal filtered by the transmission filter unit 102 and outputs the signal to the transmission antenna 104.
  • the transmission antenna 104 transmits a frequency-converted signal by the frequency conversion unit 103.
  • the receiving device 2 includes a receiving antenna 200, a frequency conversion unit 201, a reception filter unit 202, a timing detection unit 203, an interference measurement unit 204, an interference suppression unit 205, and a demodulation unit 206.
  • the receiving antenna 200 When the receiving antenna 200 receives the signal transmitted from the transmitting device 1, it outputs the signal to the frequency conversion unit 201.
  • the frequency conversion unit 201 frequency-converts the reception signal input from the reception antenna 200 into a baseband signal and outputs it to the reception filter unit 202.
  • the reception filter unit 202 filters the baseband signal input from the frequency conversion unit 201 into the communication wave band with a reception filter and outputs the signal.
  • the reception filter unit 202 outputs the filtered signal to the timing detection unit 203, the interference measurement unit 204, and the interference suppression unit 205.
  • the timing detection unit 203 executes timing detection processing using a matched filter method or the like on the signal after being filtered by the reception filter unit 202, and the interference measurement unit 204 and the interference suppression unit 205 perform reverse diffusion processing of the received signal. Detect the timing to do.
  • the interference measurement unit 204 estimates the interference wave included in the filtered reception signal input from the reception filter unit 202.
  • the interference suppression unit 205 uses the interference wave estimated by the interference measurement unit 204 to perform a process of suppressing the interference wave with respect to the filtered reception signal input from the reception filter unit 202.
  • the demodulation unit 206 performs demodulation processing on the received signal after the interference wave is suppressed by the interference suppression unit 205.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the interference measuring unit 204 included in the receiving device 2 according to the first embodiment.
  • the interference measurement unit 204 includes a reverse diffusion processing unit 210, a frequency domain conversion unit 211, a frequency component estimation unit 212, a null signal conversion unit 213, and a rediffusion processing unit 214.
  • the interference measuring unit 204 constitutes an interference measuring device.
  • the despreading processing unit 210 performs the despreading processing by multiplying the received signal by the despreading sequence ⁇ (n) which is the opposite phase of the diffusing series ⁇ (n) used in the direct diffusing processing unit 101 of the transmission device 1. do.
  • the diffusion series ⁇ (n) can be expressed by the equation (1).
  • N is the diffusion length and j is the imaginary unit.
  • the diffusion series ⁇ (n) is a signal called a chirp signal, and has a characteristic that it is a constant envelope and its frequency changes with time.
  • U in the equation (1) means an integer representing the slope of the frequency in the chirp signal.
  • the diffusion sequence used is not limited to the chirp signal, and may be an M sequence, a PN (Pseudorandom Noise) sequence, a Gold sequence, a Zaddoff-Chu sequence, or the like.
  • the reverse modulation processing by the back diffusion processing unit 210 can be expressed by the following equation (3) using the back diffusion series ⁇ (n).
  • r (n) represents the received signal in the time domain which is the output of the reception filter unit 202
  • s (n) represents the received signal after the despreading process.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a frequency spectrum of a received signal before and after despreading.
  • the communication wave 300 is a frequency spectrum of a communication wave output by the reception filter unit 202 and included in the reception signal before despreading (hereinafter, may be referred to as “reception signal after reception filter”). ..
  • the interference wave 301 is a frequency spectrum of the interference wave included in the received signal after the reception filter.
  • the communication wave 300 is spectrally diffused at a diffusion rate N, and the bandwidth of the communication wave at this time is Bw [Hz].
  • the interference wave 301 exists within the bandwidth Bw [Hz] of the communication wave, and in FIG.
  • the center frequency of the interference wave 301 is f I ( ⁇ Bw / 2 ⁇ f I ⁇ Bw / 2).
  • the communication wave 300 is converted into the frequency spectrum of the communication wave (after despreading) 302.
  • the bandwidth of the communication wave (after reverse diffusion) 302 is Bw / N [Hz].
  • the interference wave 301 is converted into a frequency spectrum whose bandwidth is diffused to Bw [Hz] by the back diffusion process. This is because the backspreading process is equivalent to the direct spreading process for the interference wave 301, and since the chip rate at the time of the backspreading process is Bw [Hz], it is spread over the bandwidth Bw [Hz].
  • the frequency band of the received signal is ⁇ Bw / 2 [Hz] according to the sampling theorem. ] To Bw / 2 [Hz]. Therefore, instead of the frequency component 304 below ⁇ Bw / 2 [Hz], the frequency component 305 is added so as to fold back into the band.
  • the frequency domain conversion unit 211 converts the received signal that has been despreaded by the despreading processing unit 210 from the time domain signal to the frequency domain signal.
  • the frequency conversion process for converting the time domain signal into the frequency domain signal is carried out according to the equation (4) using the DFT (Discrete Fourier Transform) process.
  • S (k) is a frequency domain representation of the received signal s (n) after the despreading process.
  • the process represented by the equation (4) is a process of N-point DFT of the received signal s (n) of the sample rate Bw [Hz]
  • the subcarrier interval after the DFT process is Bw / N [Hz]. ..
  • the frequency domain conversion unit 211 outputs the received signal S (k) converted into the frequency domain signal to the frequency component estimation unit 212 and the null signal conversion unit 213.
  • the frequency component estimation unit 212 estimates the frequency component in which the communication wave of the received signal in the frequency domain input from the frequency domain conversion unit 211 exists.
  • the null signal conversion unit 213 converts a frequency component in which a communication wave exists for a received signal in the frequency domain input from the frequency domain conversion unit 211 into a null signal based on the estimation result by the frequency component estimation unit 212. To execute. That is, the null signal conversion unit 213 converts the frequency component in which the communication wave exists, which is estimated by the frequency component estimation unit 212, into a null signal.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a frequency spectrum before and after the null signal conversion unit 213 executes the conversion process for the received signal.
  • the communication wave (after despreading) 400 is the frequency spectrum of the communication wave included in the received signal after despreading
  • the interference wave (after despreading) 401 is the interference wave included in the received signal after despreading. Is the frequency spectrum of. Assuming that the communication wave (after reverse diffusion) 400 is detected at an ideal timing, a frequency spectrum having a bandwidth Bw / N [Hz] appears around a frequency of 0 [Hz].
  • the frequency component estimation unit 212 outputs the subcarrier number N / 2 as the frequency component in which the communication wave exists.
  • the null signal conversion unit 213 converts the subcarrier corresponding to the subcarrier number N / 2 into a null signal as shown in FIG.
  • the communication wave (after reverse diffusion) 400 is removed.
  • the interference wave (after backdiffusion) 401 existing in the subcarrier number N / 2 is also removed.
  • the null signal conversion unit 213 outputs the received signal after converting the communication wave into a null signal to the rediffusion processing unit 214.
  • the rediffusion processing unit 214 restores the interference wave included in the received signal by executing the rediffusion processing on the received signal in the frequency domain after the null signal conversion input from the null signal conversion unit 213.
  • the received signal here is a signal output by the reception filter unit 202, that is, a received signal before being despread by the dediffusion processing unit 210.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the frequency spectrum of the received signal after the re-diffusion processing unit 214 has executed the re-diffusion processing.
  • the interference wave (after re-diffusion) 500 is a signal obtained by restoring the interference wave 301 of FIG. 4 by the re-diffusion process.
  • the interference wave in the communication wave band can be measured by removing the communication wave by the null signal conversion unit 213.
  • the interference wave (after re-spreading) 500 although a recovery error occurs due to the partial removal of the interference wave by the null signal conversion unit 213, the diffusion rate is increased because only 1 / N of the communication bandwidth is removed. As N becomes larger, it is possible to restore the interference wave with higher accuracy.
  • the re-diffusion processing unit 214 performs the re-diffusion processing using the re-diffusion series ⁇ (k) in the re-diffusion processing.
  • the re-diffusion series ⁇ (k) can be obtained by DFT processing the diffusion series ⁇ (n) as shown in the following equation (5).
  • the re-diffusion series ⁇ (k) shown in the equation (5) is a frequency domain representation of the diffusion series ⁇ (n).
  • the re-diffusion processing unit 214 performs the re-diffusion processing represented by the following formula (6) using ⁇ (k).
  • S'(i) is a frequency domain signal obtained by converting a specific subcarrier of S (i) into a null signal by null signal conversion in the null signal conversion unit 213.
  • Equation (6) represents the convolution integral of S'(i) and ⁇ (k), and the convolution integral in the frequency domain is equivalent to the multiplication process in the time domain. Therefore, it is a multiplication of the time domain signal for S'(i) and the diffusion series ⁇ (n) which is the time domain representation of ⁇ (k), which is equivalent to the direct diffusion process for S'(i).
  • Means. B (k) is the frequency domain signal of the restored interference wave shown in FIG.
  • the re-diffusion processing unit 214 outputs the frequency domain signal B (k) of the restored interference wave to the interference suppression unit 205 as an interference estimation value.
  • the interference suppression unit 205 suppresses the interference wave intervening in the reception signal input from the reception filter unit 202 by using the frequency domain signal B (k) of the interference wave restored by the re-diffusion processing unit 214 by the re-diffusion processing. ..
  • Various methods can be considered for the interference suppression process performed by the interference suppression unit 205, but the method is not limited to a specific method. For example, when there are a plurality of receiving antennas, the interference waves have a spatial correlation between the receiving antennas. Therefore, interference is performed by multiplying the interference waves included in the received signal for each receiving antenna by a weight vector that makes them uncorrelated. The waves can be suppressed.
  • the received signal r (n) (see equation (3)), which is the target of interference suppression, is converted into a frequency domain signal.
  • R m (k) be the received signal of the frequency domain representation for the receiving antenna number m (0 ⁇ m ⁇ M) and the subcarrier number k (0 ⁇ k ⁇ N).
  • interference suppression is performed on the received signal R m (k) by the following equation (7).
  • Bold in equation (7) represents a vector.
  • bold characters representing vectors are expressed as "character + (bold)”.
  • bold A is described as "A (bold)”.
  • Q k (bold) is the received signal vector (M ⁇ 1) of the frequency domain representation after interference suppression for the subcarrier number k
  • Q m (k) is for the received antenna number m and the subcarrier number k. It is a received signal of frequency domain representation after interference suppression.
  • R k (bold) is the received signal vector (M ⁇ 1) of the frequency domain representation before interference suppression for the subcarrier number k
  • W k (bold) is the weight vector (M ⁇ M) for the subcarrier number k.
  • W m1 and m2 (k) correspond to the receiving antenna m1 (0 ⁇ m1 ⁇ M) and the receiving antenna m2 (0 ⁇ m2 ⁇ M) for suppressing the interference intervening in the communication wave received by the subcarrier number k. It is a weighting signal.
  • W H k (bold) represents the complex conjugate transpose of W k (bold).
  • the weight vector W k (bold) is generated so as to satisfy the following equation (8).
  • G k (bold) is the codispersion matrix of the frequency domain signal B m (k) (0 ⁇ m ⁇ M) of the interference wave with respect to the subcarrier number k (B m (k) is the receiving antenna m and the subcarrier number.
  • Frequency domain signal of the interference wave of k) I (bold) is a unit matrix (M ⁇ M).
  • the interference suppression unit 205 outputs a received signal in the frequency domain for which interference suppression is performed according to the equation (7) to the demodulation unit 206.
  • the demodulation unit 206 demodulates the received signal in the frequency domain where the interference suppression is performed. For example, the demodulator 206 converts a received signal in the frequency domain in which interference is suppressed into a time domain signal by IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) processing, and reverse-spreads the signal in the time domain to generate a communication wave from the received signal. Demote.
  • IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • the transmitting device 1 transmits the spread spectrum signal generated by directly spreading the transmission data
  • the receiving device 2 transmits the communication wave from the received signal.
  • the received signal is back-diffused to return the communication wave to the signal before spectrum diffusion, the interference wave is spectrally diffused, and the back-spread received signal is changed from the time region signal to the frequency region.
  • the frequency component in which the communication wave exists is estimated from the received signal converted into a signal and converted into the frequency region, the above frequency component is converted into a null signal, and the frequency region signal after conversion into the null signal is redistributed and interferes.
  • the signal is restored, and the restored interference signal is used for interference suppression and demodulation processing.
  • the interference wave in the spectral diffusion band can be estimated with higher accuracy as the diffusion rate N becomes larger, and as a result, the receiving device 2 can suppress the interference wave intervening in the communication wave with higher accuracy.
  • the transmission device 1 it is not necessary for the transmission device 1 to insert a null signal for estimating the interference wave into the transmission signal, and it is possible to improve the estimation accuracy of the interference wave included in the reception signal and prevent the transmission rate from decreasing. ..
  • the modulation unit 100, the direct diffusion processing unit 101, the transmission filter unit 102, and the frequency conversion unit 103 of the transmission device 1 can be realized by a dedicated processing circuit that operates as each of these units, or a processor that executes a program.
  • the dedicated processing circuit is, for example, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit combining these.
  • the processor realizes the modulation unit 100, the direct diffusion processing unit 101, the transmission filter unit 102, and the frequency conversion unit 103
  • the transmission device 1 includes a control circuit including the processor 11 and the memory 12 shown in FIG. 7.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a control circuit that realizes the transmission device 1 according to the first embodiment.
  • the processor 11 is a CPU (also referred to as a Central Processing Unit, a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP (Digital Signal Processor)).
  • the memory 12 is, for example, RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), or the like.
  • the memory 12 stores a program in which the functions of the modulation unit 100, the direct diffusion processing unit 101, the transmission filter unit 102, and the frequency conversion unit 103 are described.
  • the processor 11 operates as a modulation unit 100, a direct diffusion processing unit 101, a transmission filter unit 102, and a frequency conversion unit 103 by executing a program stored in the memory 12.
  • a part of the modulation unit 100, the direct diffusion processing unit 101, the transmission filter unit 102, and the frequency conversion unit 103 may be realized by a dedicated processing circuit, and the rest may be realized by the processor 11 and the memory 12 shown in FIG. 7. ..
  • the programs stored in the memory 12 are, for example, a CD (Compact Disc) -ROM, a DVD (Digital Versatile Disc) -ROM. It may be provided to a user or the like in a state of being written in a storage medium such as, or may be provided via a network.
  • a CD Compact Disc
  • DVD Digital Versatile Disc
  • each unit that performs signal processing in the receiving device 2 that is, the frequency conversion unit 201, the receiving filter unit 202, the timing detection unit 203, the interference measuring unit 204, the interference suppressing unit 205, and the demodulation unit 206 are the same as each unit of the transmitting device 1. Similarly, it can be realized by the dedicated processing circuit or control circuit described above.
  • each part that performs signal processing in the transmission device and the reception device of the communication system according to the second and third embodiments described later can also be realized by the above-mentioned dedicated processing circuit or control circuit.
  • the transmission device 1 directly spreads the transmission data to generate a transmission signal, and the reception device 2 back-spreads the reception signal to convert it into a frequency domain, and then the communication wave is generated.
  • the existing frequency component as the center of the spectral diffusion band
  • the frequency is converted into a null signal
  • the interference signal is restored by re-diffusing.
  • the communication wave remains even if only the center of the spectral diffusion band is converted into a null signal after despreading. Interference waves cannot be restored accurately.
  • a chirp signal is used for the diffusion series, and after direct diffusion, a CP (Cyclic Prefix) is added to perform block transmission.
  • a CP Cyclic Prefix
  • the CP length and the timing detection position are adjusted and blocked so that the leading wave and the delayed wave are contained in the CP.
  • Interference waves can be restored with high accuracy by avoiding inter-interference and performing interference measurement according to the amount of timing error and the amount of delay of the delayed wave by using the diffusion series as a charp signal.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a transmission device constituting the communication system according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a receiving device constituting the communication system according to the second embodiment.
  • the transmission device 1a according to the second embodiment shown in FIG. 8 has a configuration in which the CP addition unit 110 is inserted after the direct diffusion processing unit 101 of the transmission device 1 according to the first embodiment. In the present embodiment, a part different from the transmission device 1 according to the first embodiment will be described.
  • the CP addition unit 110 copies the last CP length N cp (chip) of the directly diffused transmission signal and adds it before the transmission signal. Further, the direct diffusion processing unit 101 uses a chirp signal for the diffusion series.
  • the CP removing unit 220 is inserted after the timing detection unit 203 of the receiving device 2 according to the first embodiment, and the interference measuring unit 204 is inserted into the interference measuring unit 204. It is a configuration replaced with 204a. In this embodiment, a part different from the receiving device 2 according to the first embodiment will be described.
  • the timing reference C which will be described later, is input to the CP removing unit 220.
  • the CP removing unit 220 removes CP from the received signal by the CP length N cp (chip) based on the timing and the timing reference C detected by the timing detecting unit 203.
  • the interference measurement unit 204a has a configuration in which the frequency component estimation unit 212 of the interference measurement unit 204 of the first embodiment is replaced with the frequency component estimation unit 212a.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the interference measuring unit 204a included in the receiving device 2a according to the second embodiment.
  • the frequency component estimation unit 212a performs the same processing as the frequency component estimation unit 212 described in the first embodiment, but has a maximum timing error amount A (unit: chip, A ⁇ 0) and a maximum delay amount B (unit: chip, A ⁇ 0).
  • the unit: chip, B ⁇ 0) is set, and the point that processing is performed based on these is different from the frequency component estimation unit 212.
  • the maximum timing error amount A is the maximum timing error amount assumed to occur in the timing detection process by the timing detection unit 203.
  • the maximum delay amount B is the maximum delay amount of the delay wave generated in the assumed multipath environment.
  • the frequency component estimation unit 212a estimates the frequency component in which the communication wave exists by using the maximum timing error amount A and the maximum delay amount B. Since the chirp signal is used for the diffusion sequence in the second embodiment, when a timing error occurs, a frequency offset remains in the communication wave according to the amount of the timing error.
  • FIGS. 11 to 14 show an example of the frequency spectrum of the communication wave before and after the despreading according to the timing error and the delay amount of the delayed wave.
  • the timing reference C ⁇ N cp / 2 is set.
  • FIG. 11 shows the frequency spectrum of the received signal when there is no timing error and no delay wave
  • FIG. 12 shows the frequency spectrum of the received signal when there is a timing error of one chip and there is no delay wave
  • FIG. 13 shows the frequency spectrum of the received signal.
  • FIG. 14 shows the frequency spectrum of the received signal when there is a timing error of 1 chip and a delay wave of 2 chips. Is shown.
  • FIG. 15 is a diagram showing the relationship between the signal received by the receiving device 2a according to the second embodiment and the timing reference C.
  • the ideal timing is the chip at the boundary between the CP and the data.
  • the result of the timing detection unit 203 has an error depending on the communication environment, and a delay wave is further generated in the multipath environment. In order to avoid interference between blocks based on these effects, it is necessary that the head timings of the leading wave and the delayed wave are within the CP.
  • the frequency offset corresponding to the amount of timing error remains when reverse diffusion occurs.
  • the chirp signal 800 is an ideal timing of the received chirp signal, and if it is back-diffused at this timing, the frequency offset does not remain.
  • the chirp signal 801 is a chirp signal located on the error +1 chip from the ideal timing, and when back-spreading with the error +1 chip, the frequency difference amount + Bw / N [Hz] from the ideal timing chirp signal 800 is the frequency offset 810 (plus frequency offset). ) Remains. This is expressed by the subcarrier number of the frequency spectrum that appears after despreading. If the subcarrier number is N / 2 at the ideal timing, it is the subcarrier number N / 2 + 1 at the time of error +1 chip.
  • the chirp signal 802 is a chirp signal located on the error-1 chip from the ideal timing, and when backspread by the error-1 chip, the frequency difference amount-Bw / N [Hz] from the ideal timing chirp signal 800 is the frequency offset.
  • the subcarrier number of the frequency spectrum that remains as 811 (minus frequency offset) and appears after despreading is N / 2-1.
  • the subcarrier number of the delayed wave can be expressed as (N / 2) + C + T d ⁇ T m (see FIGS. 13 and 14).
  • the timing error is in the range of -A to A and the delay amount is in the range of 0 to B. Is in the range represented by the following equation (9).
  • the frequency component estimation unit 212a determines that all the subcarrier numbers satisfying the above equation (9) are the subcarrier numbers in which the communication wave exists, and outputs the determined subcarrier numbers.
  • the number of subcarrier numbers output at this time is 2A + B + 1.
  • the null signal conversion unit 213 converts the frequency component of each of the 2A + B + 1 subcarriers output by the frequency component estimation unit 212a into a null signal. As a result, the frequency spectrum of the communication wave (including the leading wave and the delayed wave) appearing after the back diffusion can be completely replaced with null, and the interference wave can be restored with high accuracy.
  • the transmitting device 1a uses a chirp signal in the spreading sequence to be used, and after direct spreading, a CP is added to perform block transmission, and the receiving device is used.
  • the maximum timing error amount A and the maximum delay amount B are set by the frequency component estimation unit 212a of the interference measurement unit 204a, and the timing reference C is set by the CP removal unit 220 under the condition that the preceding wave and the delayed wave are contained in the CP.
  • the CP removal unit 220 By setting a value that satisfies the condition, interference between blocks is avoided, and a subcarrier number corresponding to the frequency spectrum of the communication wave that appears after despreading is derived according to the set values A, B, and C.
  • the communication wave can be removed from the received signal even in an environment with a timing error or a delayed wave, and as a result, the interference wave can be restored with high accuracy.
  • Embodiment 3 In the second embodiment of the present disclosure described above, in the receiving device 2a, the leading wave and the delayed wave are contained in the CP by using the maximum timing error amount A, the maximum delay amount B, and the timing reference C for removing the CP.
  • A, B, and C By setting the above A, B, and C as described above, avoiding inter-block interference, and deriving the subcarrier number corresponding to the frequency spectrum of the communication wave that appears after despreading, even in an environment with timing errors and delayed waves.
  • the communication wave is removed from the received signal and the interference wave is restored with high accuracy.
  • null signal conversion according to the maximum delay amount B is performed in order to remove the delayed wave, so that subcarriers are used more than necessary. Since the number of subcarriers that are converted into null signals and the interference waves are also converted into null signals increases, the restoration accuracy of the interference waves deteriorates.
  • the reception level of each subcarrier is calculated only for the subcarrier numbers in which the leading wave and the delayed wave are expected to appear from the frequency spectrum after despreading. Only subcarriers that exceed a certain threshold value are converted into null signals. As a result, the communication wave can be efficiently removed and the number of subcarriers converted into a null signal can be reduced, so that the deterioration of the restoration accuracy of the interference wave due to the null signal conversion can be suppressed.
  • the configuration of the transmitting device and the receiving device of the communication system according to the present embodiment is the same as that of the second embodiment.
  • the difference between the second embodiment and the present embodiment is the operation of the frequency component estimation unit 212a constituting the interference measurement unit 204a of the receiving device 2a. Therefore, the operation of the frequency component estimation unit 212a will be mainly described below.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining the operation of the interference measuring unit 204a of the receiving device 2a according to the third embodiment.
  • FIG. 17 shows a frequency spectrum after backdiffusion input to the frequency component estimation unit 212a included in the interference measurement unit 204a.
  • the leading wave (after reverse diffusion) 900 is the leading wave detected by the timing reference C.
  • the delay wave 1 (after reverse diffusion) 901 is a delay wave with a delay amount T x 1
  • the delay wave 2 (after reverse diffusion) 902 is a delay wave with a delay amount T x 2 .
  • the interference wave (after backdiffusion) 903 is an interference wave that has spread to the spectral diffusion band Bw after backdiffusion.
  • the frequency component estimation unit 212a determines the threshold value for the reception level of the subcarrier only for the subcarrier number satisfying the above equation (9), in which the communication wave is expected to exist.
  • the frequency component estimation unit 212a considers that a communication wave exists in the corresponding subcarrier number, and outputs a subcarrier number that considers that the communication wave exists.
  • the frequency component estimation unit 212a since the leading wave (after reverse diffusion) 900 and the delayed wave 1 (after reverse diffusion) 901 exceed the threshold value, the frequency component estimation unit 212a has the corresponding subcarrier numbers N / 2 + C and N / 2 + C ⁇ . Only T x1 is output.
  • the threshold value ⁇ used for the above threshold value determination can be generated, for example, from the following equation (11).
  • ⁇ is a weighting coefficient
  • P n is the power of the subcarrier number n
  • ⁇ is a set for the power of the subcarrier number whose subcarrier number is not included in the range represented by the equation (9).
  • the threshold value ⁇ can be obtained by multiplying the average power of the subcarriers that do not include the communication wave by the weighting coefficient ⁇ .
  • the weighting coefficient ⁇ is a fixed value, and an appropriate value is set according to the communication environment.
  • the frequency component estimation unit 212a determines the threshold value by calculating the power of each subcarrier number satisfying the above equation (9) and comparing it with the threshold value ⁇ . ..
  • the threshold value ⁇ may be generated by a method other than the above, and the generation method is not limited to a specific method.
  • the subcarrier number (specifically, the preceding wave and the delayed wave appear from the frequency spectrum after the back diffusion in the interference measuring unit 204a of the receiving device 2a.
  • the reception level of each subcarrier is calculated for the subcarrier number satisfying the equation (9), and it is determined that only the subcarriers exceeding the threshold value ⁇ have a communication wave and converted into a null signal. This makes it possible to accurately estimate the subcarrier in which the communication wave exists.
  • the number of subcarriers to be converted into a null signal can be made smaller than that of the interference measuring unit 204a of the receiving device 2a according to the second embodiment, and the restoration accuracy of the interference wave is deteriorated by the null signal conversion. Can be suppressed.
  • the interference measuring unit 204a of the receiving device 2a determines the reception level of the subcarrier as a threshold value to determine the subcarrier in which the communication wave exists, but the same threshold value determination is performed. It may be performed by the interference measuring unit 204 of the receiving device 2 according to the first embodiment.
  • the configuration shown in the above embodiments is an example, and can be combined with another known technique, can be combined with each other, and does not deviate from the gist. It is also possible to omit or change a part of the configuration.

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Abstract

受信装置（２）は、直接拡散された受信信号を逆拡散する逆拡散処理部（２１０）と、逆拡散された受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換する周波数領域変換部（２１１）と、周波数領域信号に変換された受信信号の通信波が存在する周波数成分を推定する周波数成分推定部（２１２）と、周波数成分推定部（２１２）による推定結果に基づいて、周波数領域信号に変換された受信信号の通信波が存在すると推定された周波数成分をヌル信号に変換するヌル信号変換部（２１３）と、ヌル信号変換部（２１３）により変換された後の受信信号を再拡散することで、逆拡散処理部（２１０）で逆拡散される前の受信信号に含まれる干渉波を復元する再拡散処理部（２１４）と、を備える。

Description

受信装置、通信システム、干渉測定装置、制御回路および記憶媒体
　本開示は、受信装置、通信システム、干渉測定装置、制御回路および記憶媒体に関する。
　近年、ＩｏＴ（Internet　of　Things）やＭ２Ｍ（Machine　to　Machine）の本格的な到来により、低消費電力、広範囲なサービスエリア、低コストを可能にする無線通信システムＬＰＷＡ（Low　Power　Wide　Area）が注目されている。ＬＰＷＡには、ＩｏＴ向けの無線通信規格であるＬｏＲａおよびＳＩＧＦＯＸ、スマートメータなどに採用されている無線通信規格であるＷｉ－ＳＵＮ（Wireless　Smart　Utility　Network）などがある。
　これらＬＰＷＡの無線通信規格の中で、ＬｏＲａはスペクトル拡散方式が使われており、スペクトル拡散にチャープ信号を使用するＣＳＳ（Chirp　Spectrum　Spread）変調を採用している。スペクトル拡散方式は、拡散率に伴う拡散利得が得られるために受信感度が高く、通信距離を長くすることができる一方、拡散率を大きくすると通信速度が低下する性質がある。ただし、ＩｏＴやＭ２Ｍの分野ではセンサ情報などを通信することから通信速度は低速でも十分であり、スペクトル拡散方式はＩｏＴやＭ２Ｍに適した無線通信方式といえる。
　ＩｏＴやＭ２Ｍの周波数帯は９２０ＭＨｚ帯等のアンライセンスバンドが主に使用されるため、他のシステムや妨害波などの干渉波への耐性が必要になる。スペクトル拡散方式は信号を広帯域に拡散するため、拡散された信号帯域内に存在するすべての干渉波の影響を受けることになる。ただし、スペクトル拡散方式では受信機での逆拡散処理により干渉波は広帯域に拡散される。それでも干渉波電力の大きさによっては復調性能に大きく影響を及ぼすことになる。
　このような、干渉波の影響によって通信品質が劣化する課題に対し、特許文献１に記載の無線通信システムでは、干渉波を抑圧するために、送信側は、送信信号に無信号区間となるヌル信号を挿入する。受信側は、ヌル信号から干渉波を測定し、データシンボルに対応する区間の干渉波については、ヌル信号で測定した干渉波を補間することで推定する。その後、推定した干渉波をもとにデータシンボルに介在する干渉波を抑圧する処理を行う。
特許第６７４６０２９号公報
　特許文献１に記載の無線通信システムでは、ヌル信号で測定した干渉波を補間することでデータシンボルに対応する干渉波を推定していることから、送信信号に挿入するヌル信号が少ないとデータシンボルに対応する干渉波の推定精度が劣化し、送信信号に挿入するヌル信号が多くなると伝送レートが低下してしまうという問題がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、受信信号に含まれる干渉波の推定精度の向上と伝送レートの低下防止とを両立可能な受信装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかる受信装置は、直接拡散された受信信号を逆拡散する逆拡散処理部と、逆拡散された受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換する周波数領域変換部と、周波数領域信号に変換された受信信号の通信波が存在する周波数成分を推定する周波数成分推定部と、を備える。また、受信装置は、周波数成分推定部による推定結果に基づいて、周波数領域信号に変換された受信信号の通信波が存在すると推定された周波数成分をヌル信号に変換するヌル信号変換部と、ヌル信号変換部により変換された後の受信信号を再拡散することで、逆拡散処理部で逆拡散される前の受信信号に含まれる干渉波を復元する再拡散処理部と、を備える。
　本開示にかかる受信装置は、受信信号に含まれる干渉波の推定精度の向上と伝送レートの低下防止とを両立することができる、という効果を奏する。
実施の形態１にかかる通信システムを構成する送信装置の構成例を示す図 実施の形態１にかかる通信システムを構成する受信装置の構成例を示す図 実施の形態１にかかる受信装置が備える干渉測定部の構成例を示す図 受信信号の逆拡散前および逆拡散後の周波数スペクトルの一例を示す図 受信信号に対してヌル信号変換部が変換処理を実行する前および実行した後の周波数スペクトルの一例を示す図 再拡散処理部が再拡散処理を実行した後の受信信号の周波数スペクトルの一例を示す図 実施の形態１にかかる送信装置を実現する制御回路の一例を示す図 実施の形態２にかかる通信システムを構成する送信装置の構成例を示す図 実施の形態２にかかる通信システムを構成する受信装置の構成例を示す図 実施の形態２にかかる受信装置が備える干渉測定部の構成例を示す図 タイミング誤差および遅延波が共に無い場合の受信信号の周波数スペクトルを示す図 １チップのタイミング誤差があり、かつ遅延波が無い場合の受信信号の周波数スペクトルを示す図 タイミング誤差が無く、かつ遅延量２チップの遅延波がある場合の受信信号の周波数スペクトルを示す図 １チップのタイミング誤差および遅延量２チップの遅延波がある場合の受信信号の周波数スペクトルを示す図 実施の形態２にかかる受信装置が受信する信号とタイミング基準の関係を示す図 実施の形態２にかかる受信装置の干渉測定部の動作を説明するための図 実施の形態３にかかる受信装置の干渉測定部の動作を説明するための図
　以下に、本開示の実施の形態にかかる受信装置、通信システム、干渉測定装置、制御回路および記憶媒体を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる通信システムを構成する送信装置の構成例を示す図である。図２は、実施の形態１にかかる通信システムを構成する受信装置の構成例を示す図である。すなわち、実施の形態１にかかる通信システムは、図１に示す送信装置１と、送信装置１から送信される信号を受信する図２に示す受信装置２とで構成される。実施の形態１にかかる通信システムにおいて、送信装置１は、送信データを直接拡散してスペクトル拡散信号を生成し、これを送信する。受信装置２は、送信装置１が送信したスペクトル拡散信号を受信する。
　送信装置１について説明する。図１に示すように、送信装置１は、変調部１００、直接拡散処理部１０１、送信フィルタ部１０２、周波数変換部１０３および送信アンテナ１０４を備える。
　変調部１００は、入力される送信データを定められた変調方式で変調して直接拡散処理部１０１に出力する。直接拡散処理部１０１は、変調部１００で変調された送信データに対して拡散系列を使用してスペクトラム拡散処理を行い、拡散後の信号を送信フィルタ部１０２に出力する。送信フィルタ部１０２は、直接拡散処理部１０１でスペクトラム拡散された信号を送信用のフィルタでフィルタリングして周波数変換部１０３に出力する。周波数変換部１０３は、送信フィルタ部１０２でフィルタリングされた信号を周波数変換して送信アンテナ１０４に出力する。送信アンテナ１０４は、周波数変換部１０３で周波数変換された信号を送信する。
　受信装置２について説明する。図２に示すように、受信装置２は、受信アンテナ２００、周波数変換部２０１、受信フィルタ部２０２、タイミング検出部２０３、干渉測定部２０４、干渉抑圧部２０５および復調部２０６を備える。
　受信アンテナ２００は、送信装置１から送信された信号を受信すると周波数変換部２０１に出力する。周波数変換部２０１は、受信アンテナ２００から入力される受信信号をベースバンド信号に周波数変換して受信フィルタ部２０２に出力する。受信フィルタ部２０２は、周波数変換部２０１から入力されるベースバンド信号を受信用のフィルタで通信波帯域にフィルタリングし出力する。受信フィルタ部２０２は、フィルタリング後の信号をタイミング検出部２０３、干渉測定部２０４および干渉抑圧部２０５に出力する。タイミング検出部２０３は、受信フィルタ部２０２でフィルタリングされた後の信号に対してマッチドフィルタ法などを用いたタイミング検出処理を実行し、干渉測定部２０４および干渉抑圧部２０５において受信信号の逆拡散処理を行うためのタイミングを検出する。干渉測定部２０４は、受信フィルタ部２０２から入力されるフィルタリング後の受信信号に含まれる干渉波を推定する。干渉抑圧部２０５は、干渉測定部２０４で推定された干渉波を用い、受信フィルタ部２０２から入力されるフィルタリング後の受信信号に対して干渉波を抑圧する処理を行う。復調部２０６は、干渉抑圧部２０５で干渉波が抑圧された後の受信信号に対して復調処理を行う。
　つづいて、受信装置２において受信信号に含まれる干渉波を推定する干渉測定部２０４の詳細について説明する。
　図３は、実施の形態１にかかる受信装置２が備える干渉測定部２０４の構成例を示す図である。干渉測定部２０４は、逆拡散処理部２１０、周波数領域変換部２１１、周波数成分推定部２１２、ヌル信号変換部２１３および再拡散処理部２１４を備える。なお、干渉測定部２０４は干渉測定装置を構成する。
　逆拡散処理部２１０には、受信フィルタ部２０２およびタイミング検出部２０３のそれぞれが出力する信号が入力される。逆拡散処理部２１０は、送信装置１の直接拡散処理部１０１で使用した拡散系列α(ｎ)の逆位相となる逆拡散系列β(ｎ)を受信信号に乗算することで逆拡散処理を実施する。例えば、拡散系列α(ｎ)は式（１）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、Ｎは拡散長、ｊは虚数単位である。拡散系列α(ｎ)はチャープ信号と呼ばれる信号であり、定包絡かつ時間に対して周波数が変化する特徴を持つ。式（１）のＵはチャープ信号における周波数の傾きを表す整数を意味する。使用する拡散系列はチャープ信号に限定するものではなく、Ｍ系列、ＰＮ（Pseudorandom　Noise）系列、Ｇｏｌｄ系列、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ系列などであってもよい。
　拡散系列α(ｎ)の逆位相となる逆拡散系列β(ｎ)は式（２）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　逆拡散処理部２１０による逆変調処理は、逆拡散系列β(ｎ)を用いて以下の式（３）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、ｒ(ｎ)は受信フィルタ部２０２の出力である時間領域の受信信号、ｓ(ｎ)は逆拡散処理後の受信信号を表す。
　図４は、受信信号の逆拡散前および逆拡散後の周波数スペクトルの一例を示す図である。図４において、通信波３００は、受信フィルタ部２０２が出力する、逆拡散前の受信信号（以下、「受信フィルタ後の受信信号」と称する場合がある）に含まれる通信波の周波数スペクトルである。干渉波３０１は、受信フィルタ後の受信信号に含まれる干渉波の周波数スペクトルである。通信波３００は拡散率Ｎでスペクトル拡散されており、このときの通信波の帯域幅はＢｗ［Ｈｚ］である。干渉波３０１は通信波の帯域幅Ｂｗ［Ｈｚ］内に存在し、図４では干渉波３０１の中心周波数はｆＩ（－Ｂｗ／２≦ｆＩ≦Ｂｗ／２）である。受信フィルタ後の受信信号に対して逆拡散処理を行うと、通信波３００は通信波（逆拡散後）３０２の周波数スペクトルに変換される。このとき通信波（逆拡散後）３０２の帯域幅はＢｗ／Ｎ［Ｈｚ］となる。また、干渉波３０１は逆拡散処理により帯域幅がＢｗ［Ｈｚ］に拡散された周波数スペクトルに変換される。これは、逆拡散処理が干渉波３０１に対しては直接拡散処理と同等の処理となり、逆拡散処理をするときのチップレートがＢｗ［Ｈｚ］であるため帯域幅Ｂｗ［Ｈｚ］に拡散される。ここで、逆拡散処理をチップレートＢｗ［Ｈｚ］で実施することから、入力される受信信号のサンプルレートもＢｗ［Ｈｚ］とすると、サンプリング定理より受信信号の周波数帯域は－Ｂｗ／２［Ｈｚ］からＢｗ／２［Ｈｚ］になる。そのため、－Ｂｗ／２［Ｈｚ］を下回る周波数成分３０４の代わりに、帯域内に折り返るように周波数成分３０５が付加される。
　周波数領域変換部２１１は、逆拡散処理部２１０が逆拡散処理した受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換する。時間領域信号を周波数領域信号に変換する周波数変換処理はＤＦＴ（Discrete　Fourier　Transform）処理を用いて式（４）のとおり実施する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Ｓ(ｋ)は、逆拡散処理後の受信信号ｓ(ｎ)の周波数領域表現である。ｋはサブキャリア番号であり、ｋ＝０が最も低い周波数のサブキャリア、ｋ＝Ｎ－１が最も大きい周波数のサブキャリアを表す。また、式（４）に示す処理はサンプルレートＢｗ［Ｈｚ］の受信信号ｓ(ｎ)をＮポイントＤＦＴする処理であることから、ＤＦＴ処理後のサブキャリア間隔はＢｗ／Ｎ［Ｈｚ］となる。
　周波数領域変換部２１１は、周波数領域信号に変換後の受信信号Ｓ(ｋ)を周波数成分推定部２１２およびヌル信号変換部２１３に出力する。
　周波数成分推定部２１２は、周波数領域変換部２１１から入力される周波数領域の受信信号の通信波が存在する周波数成分を推定する。
　ヌル信号変換部２１３は、周波数成分推定部２１２による推定結果に基づいて、周波数領域変換部２１１から入力される周波数領域の受信信号に対して通信波が存在する周波数成分をヌル信号に変換する処理を実行する。すなわち、ヌル信号変換部２１３は、周波数成分推定部２１２が推定した、通信波が存在する周波数成分をヌル信号に変換する。
　図５は、受信信号に対してヌル信号変換部２１３が変換処理を実行する前および実行した後の周波数スペクトルの一例を示す図である。図５において、通信波（逆拡散後）４００は逆拡散後の受信信号に含まれる通信波の周波数スペクトルであり、干渉波（逆拡散後）４０１は逆拡散後の受信信号に含まれる干渉波の周波数スペクトルである。通信波（逆拡散後）４００を理想的なタイミングで検出したとすると、周波数０［Ｈｚ］を中心に帯域幅Ｂｗ／Ｎ［Ｈｚ］の周波数スペクトルがあらわれる。つまり、サブキャリア番号Ｎ／２に通信波（逆拡散後）４００が存在することになるため、周波数成分推定部２１２はサブキャリア番号Ｎ／２を通信波が存在する周波数成分として出力する。この場合、ヌル信号変換部２１３は、図５に示すようにサブキャリア番号Ｎ／２に対応するサブキャリアをヌル信号に変換する。これにより、通信波（逆拡散後）４００が除去される。また、同時にサブキャリア番号Ｎ／２に存在する干渉波（逆拡散後）４０１も除去される。ヌル信号変換部２１３は、通信波をヌル信号に変換した後の受信信号を再拡散処理部２１４に出力する。
　再拡散処理部２１４は、ヌル信号変換部２１３から入力されるヌル信号変換後の周波数領域の受信信号に対して再拡散処理を実行することで、受信信号に含まれる干渉波を復元する。ここでの受信信号は、受信フィルタ部２０２が出力する信号、すなわち、逆拡散処理部２１０で逆拡散される前の受信信号である。図６は、再拡散処理部２１４が再拡散処理を実行した後の受信信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。図６において、干渉波（再拡散後）５００は再拡散処理により図４の干渉波３０１を復元した信号である。つまり、ヌル信号変換部２１３で通信波を除去することにより通信波帯域内の干渉波を測定できる。ただし、干渉波（再拡散後）５００についてはヌル信号変換部２１３で干渉波を一部除去したことで復元に誤差が生じるが、通信帯域幅の１／Ｎだけを除去したことから、拡散率Ｎが大きくなればより高精度に干渉波を復元することが可能である。
　再拡散処理部２１４は、再拡散処理で再拡散系列γ(ｋ)を用いて再拡散処理を行う。ここで、再拡散系列γ(ｋ)は、以下の式（５）に示すように拡散系列α(ｎ)をＤＦＴ処理することで求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（５）に示す再拡散系列γ(ｋ)は拡散系列α(ｎ)の周波数領域表現となる。
　すなわち、再拡散処理部２１４は、γ(ｋ)を用いて、以下の式（６）に示す再拡散処理を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、Ｓ'(ｉ)は、ヌル信号変換部２１３におけるヌル信号変換によりＳ(ｉ)の特定のサブキャリアをヌル信号に変換した周波数領域信号である。式（６）はＳ'(ｉ)とγ(ｋ)の畳み込み積分を表しており、周波数領域の畳み込み積分は時間領域の乗算処理と等価である。そのため、Ｓ'(ｉ)に対する時間領域信号とγ(ｋ)の時間領域表現である拡散系列α(ｎ)との乗算となり、これはＳ'(ｉ)に対する直接拡散処理と等価であることを意味している。Ｂ(ｋ)は図６に示す復元した干渉波の周波数領域信号となる。
　再拡散処理部２１４は、復元した干渉波の周波数領域信号Ｂ(ｋ)を干渉推定値として干渉抑圧部２０５に出力する。
　干渉抑圧部２０５は、再拡散処理部２１４が再拡散処理により復元した干渉波の周波数領域信号Ｂ(ｋ)を用いて、受信フィルタ部２０２から入力された受信信号に介在する干渉波を抑圧する。干渉抑圧部２０５が行う干渉抑圧処理は様々な方法が考えられるが、特定の方法に限定するものではない。例えば、受信アンテナが複数ある場合、干渉波は受信アンテナ間で空間相関を有することから、受信アンテナ毎の受信信号に含まれる干渉波を無相関にするような重みベクトルを乗算することにより、干渉波を抑圧することができる。この場合の干渉抑圧処理では、まず、干渉抑圧の対象となる受信信号ｒ(ｎ)（式（３）を参照）を周波数領域信号に変換する。ここで、受信アンテナ番号ｍ（０≦ｍ＜Ｍ）およびサブキャリア番号ｋ（０≦ｋ＜Ｎ）に対する周波数領域表現の受信信号をＲｍ(ｋ)とする。次に、受信アンテナ本数をＭとした場合、以下の式（７）により受信信号Ｒｍ(ｋ)に対して干渉抑圧を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）中の太字はベクトルを表す。以下の説明では、ベクトルを表す太文字を「文字＋(太字)」で表現する。例えば、太字のＡは「Ａ(太字)」と記載する。
　式（７）において、Ｑｋ(太字)はサブキャリア番号ｋに対する干渉抑圧後の周波数領域表現の受信信号ベクトル（Ｍ×１）、Ｑｍ(ｋ)は受信アンテナ番号ｍおよびサブキャリア番号ｋに対する干渉抑圧後の周波数領域表現の受信信号である。Ｒｋ(太字)はサブキャリア番号ｋに対する干渉抑圧前の周波数領域表現の受信信号ベクトル（Ｍ×１）、Ｗｋ(太字)はサブキャリア番号ｋに対する重みベクトル（Ｍ×Ｍ）である。Ｗｍ１,ｍ２(ｋ)は受信アンテナ番号ｍ１（０≦ｍ１＜Ｍ）およびサブキャリア番号ｋで受信した通信波に介在する干渉を抑圧するための受信アンテナｍ２（０≦ｍ２＜Ｍ）に対応する重み信号である。また、ＷＨ ｋ(太字)はＷｋ(太字)の複素共役転置を表す。
　重みベクトルＷｋ(太字)は以下の式（８）を満たすように生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、Ｇk(太字)はサブキャリア番号ｋに対する干渉波の周波数領域信号Ｂｍ(ｋ)（０≦ｍ＜Ｍ）の共分散行列（Ｂｍ(ｋ)は受信アンテナｍおよびサブキャリア番号ｋの干渉波の周波数領域信号）、Ｉ(太字)は単位行列（Ｍ×Ｍ）である。式（８）を満たす重みベクトルＷｋ(太字)を用いて式（７）により干渉抑圧を行うことで、受信アンテナ間で無相関な干渉波に変換することができる。
　干渉抑圧部２０５は、式（７）に従い干渉抑圧を行った周波数領域の受信信号を復調部２０６に出力する。復調部２０６は、干渉抑圧が行われた周波数領域の受信信号を復調する。復調部２０６は、例えば、干渉抑圧された周波数領域の受信信号をＩＤＦＴ（Inverse　Discrete　Fourier　Transform）処理にて時間領域信号に変換し、時間領域にて逆拡散処理することで受信信号から通信波を復調する。
　以上のように、本開示の実施の形態１にかかる通信システムによれば、送信装置１では送信データを直接拡散して生成したスペクトル拡散信号を送信し、受信装置２では受信信号から通信波のスペクトル拡散帯域内の干渉波を測定するために、受信信号を逆拡散して通信波をスペクトル拡散前の信号に戻すとともに干渉波をスペクトル拡散し、逆拡散した受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換し、周波数領域に変換した受信信号から通信波が存在する周波数成分を推定して上記周波数成分をヌル信号に変換し、ヌル信号に変換した後の周波数領域信号を再拡散して干渉信号を復元し、復元した干渉信号を用いて干渉抑圧および復調処理を行う。これにより、スペクトル拡散帯域内の干渉波を拡散率Ｎが大きいほど高精度に推定することが可能となり、結果として、受信装置２は通信波に介在する干渉波を高精度に抑圧できる。また、干渉波を推定するためのヌル信号を送信装置１が送信信号に挿入するといったことが不要であり、受信信号に含まれる干渉波の推定精度の向上と伝送レートの低下防止とを両立できる。
　つづいて、送信装置１において信号処理を行う各部を実現するハードウェア、および、受信装置２において信号処理を行う各部を実現するハードウェアについて説明する。
　送信装置１の変調部１００、直接拡散処理部１０１、送信フィルタ部１０２および周波数変換部１０３は、これらの各部として動作する専用の処理回路、または、プログラムを実行するプロセッサで実現することができる。専用の処理回路は、例えばＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせた回路である。また、プロセッサで変調部１００、直接拡散処理部１０１、送信フィルタ部１０２および周波数変換部１０３を実現する場合、送信装置１は、図７に示すプロセッサ１１およびメモリ１２からなる制御回路を備える。
　図７は、実施の形態１にかかる送信装置１を実現する制御回路の一例を示す図である。プロセッサ１１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）である。メモリ１２は、例えば、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）等である。
　メモリ１２には、変調部１００、直接拡散処理部１０１、送信フィルタ部１０２および周波数変換部１０３のそれぞれの機能が記述されたプログラムが格納されている。プロセッサ１１は、メモリ１２に格納されているプログラムを実行することにより、変調部１００、直接拡散処理部１０１、送信フィルタ部１０２および周波数変換部１０３として動作する。なお、変調部１００、直接拡散処理部１０１、送信フィルタ部１０２および周波数変換部１０３の一部を専用の処理回路で実現し、残りを図７に示すプロセッサ１１およびメモリ１２で実現してもよい。送信装置１の構成要素の一部または全部がプロセッサ１１およびメモリ１２で実現される場合、メモリ１２に格納されるプログラムは、例えば、ＣＤ（Compact　Disc）－ＲＯＭ、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）－ＲＯＭなどの記憶媒体に書き込まれた状態でユーザ等に提供される形態であってもよいし、ネットワークを介して提供される形態であってもよい。
　また、受信装置２において信号処理を行う各部、すなわち、周波数変換部２０１、受信フィルタ部２０２、タイミング検出部２０３、干渉測定部２０４、干渉抑圧部２０５および復調部２０６は、送信装置１の各部と同様に、上述した専用の処理回路または制御回路で実現することが可能である。
　なお、後述する実施の形態２，３にかかる通信システムの送信装置および受信装置において信号処理を行う各部も同様に、上述した専用の処理回路または制御回路で実現することが可能である。
実施の形態２．
　上述した本開示の実施の形態１では、送信装置１で送信データを直接拡散することで送信信号を生成し、受信装置２では受信信号を逆拡散して周波数領域に変換した後、通信波が存在する周波数成分をスペクトル拡散帯域の中心とすることで上記周波数をヌル信号に変換し、再拡散することにより干渉信号を復元する。しかしながら、受信装置２でタイミング誤差が発生したり、マルチパスにより遅延波を受信したりする場合、逆拡散後にスペクトル拡散帯域の中心だけをヌル信号に変換しても通信波が残留してしまい、干渉波を精度よく復元することができない。
　これに対して、本実施の形態では、拡散系列にチャープ信号を使用し、更に直接拡散後にＣＰ（Cyclic　Prefix：サイクリックプレフィックス）を付加してブロック伝送を行う。これにより、受信装置２でタイミング誤差が発生する場合やマルチパスにより遅延波を受信する場合においても、ＣＰ内に先行波と遅延波が収まるようにＣＰ長やタイミング検出の位置を調整してブロック間干渉を回避するとともに、拡散系列をチャープ信号にしたことでタイミング誤差量や遅延波の遅延量に応じた干渉測定を実施することで、干渉波を高精度に復元することが可能となる。
　図８は、実施の形態２にかかる通信システムを構成する送信装置の構成例を示す図である。図９は、実施の形態２にかかる通信システムを構成する受信装置の構成例を示す図である。
　図８に示す実施の形態２にかかる送信装置１ａは、実施の形態１にかかる送信装置１の直接拡散処理部１０１の後段にＣＰ付加部１１０を挿入した構成である。本実施の形態では実施の形態１にかかる送信装置１と異なる部分について説明する。
　ＣＰ付加部１１０は、直接拡散された送信信号の末尾ＣＰ長Ｎcp（チップ）分をコピーして、送信信号の前に付加する。また、直接拡散処理部１０１では拡散系列にチャープ信号を使用する。
　図８に示す実施の形態２にかかる受信装置２ａは、実施の形態１にかかる受信装置２のタイミング検出部２０３の後段にＣＰ除去部２２０を挿入し、また、干渉測定部２０４を干渉測定部２０４ａに置き換えた構成である。本実施の形態では実施の形態１にかかる受信装置２と異なる部分について説明する。
　ＣＰ除去部２２０には後述するタイミング基準Ｃが入力される。ＣＰ除去部２２０は、タイミング検出部２０３で検出されたタイミングおよびタイミング基準Ｃに基づいて、ＣＰ長Ｎcp（チップ）分だけ、受信信号からＣＰを除去する。
　干渉測定部２０４ａは図１０に示すように、実施の形態１の干渉測定部２０４の周波数成分推定部２１２を周波数成分推定部２１２ａに置き換えた構成である。なお、図１０は、実施の形態２にかかる受信装置２ａが備える干渉測定部２０４ａの構成例を示す図である。
　周波数成分推定部２１２ａは、実施の形態１で説明した周波数成分推定部２１２と同様の処理を行うものであるが、最大タイミング誤差量Ａ（単位：チップ、Ａ≧０）と最大遅延量Ｂ（単位：チップ、Ｂ≧０）とが設定され、これらに基づいて処理を行う点が周波数成分推定部２１２とは異なる。ここで、最大タイミング誤差量Ａとはタイミング検出部２０３によるタイミング検出処理で発生すると想定される最大のタイミング誤差量である。最大遅延量Ｂとは想定するマルチパス環境で発生する遅延波の最大遅延量である。以降、周波数成分推定部２１２ａが実行する処理、すなわち、通信波が存在する周波数成分を推定する処理について説明する。
　周波数成分推定部２１２ａは、最大タイミング誤差量Ａおよび最大遅延量Ｂを用いて、通信波が存在する周波数成分を推定する。実施の形態２では拡散系列にチャープ信号を使用していることから、タイミング誤差が発生するとタイミング誤差量に応じて通信波に周波数オフセットが残留する。
　図１１～図１４にタイミング誤差および遅延波の遅延量に応じた逆拡散前および逆拡散後の通信波の周波数スペクトルの例を示す。図１１～図１４ではタイミング基準Ｃ＝－Ｎcp／２と設定している。図１１はタイミング誤差および遅延波が共に無い場合の受信信号の周波数スペクトルを示し、図１２は１チップのタイミング誤差があり、かつ遅延波が無い場合の受信信号の周波数スペクトルを示し、図１３はタイミング誤差が無く、かつ遅延量２チップの遅延波がある場合の受信信号の周波数スペクトルを示し、図１４は１チップのタイミング誤差および遅延量２チップの遅延波がある場合の受信信号の周波数スペクトルを示す。また、図１１～図１４において、逆拡散後の周波数スペクトルにおける周波数Ｄはタイミング基準Ｃに対応する周波数であり、Ｄ＝（Ｂｗ／Ｎ）×Ｃ×Ｕである。なお、図示した例ではＵ＝１としている。
　ここで、タイミング基準Ｃについて図１５を用いて説明する。図１５は、実施の形態２にかかる受信装置２ａが受信する信号とタイミング基準Ｃの関係を示す図である。図１５に示すように、受信信号７００はデータにＣＰが付加された構成であるため、理想的なタイミングはＣＰとデータの境目のチップとなる。ただし、タイミング検出部２０３の結果は通信環境に応じて誤差が発生し、さらにマルチパス環境では遅延波が発生する。これらの影響を踏まえてブロック間干渉を回避するためには先行波と遅延波の先頭タイミングがＣＰ内に収まる必要がある。タイミング誤差や遅延波がある環境では理想的なタイミングで復調するとブロック間干渉が発生してしまうため、タイミング位置をＣＰ内に意図的にずらす必要がある。この意図的にずらすタイミング量がタイミング基準Ｃである。ＣＰ除去部２２０は、ＣＰを除去する際に、理想的なタイミングである０チップ目からＣチップ目にタイミングを意図的にずらす。つまり、ＣＰ除去部２２０では、タイミング検出部２０３が検出したタイミングからＣチップ分タイミングをずらしてＣＰを除去することになる。図１１～図１４に示す例ではＣ＝－Ｎcp／２であることから、タイミングをＣＰの中心となるようにずらすことを意味している。
　拡散系列にチャープ信号を使用するときにタイミング誤差が発生する場合、逆拡散するとタイミング誤差量に応じた周波数オフセットが残留する。ここで図１６に示すような拡散長Ｎ［チップ］でスペクトル拡散の帯域幅Ｂｗ［Ｈｚ］まで線形増加するチャープ信号を使用する場合を考える。チャープ信号８００は受信したチャープ信号の理想的なタイミングであり、このタイミングで逆拡散すると周波数オフセットは残留しない。チャープ信号８０１は理想タイミングから誤差＋１チップにあるチャープ信号であり、誤差＋１チップで逆拡散すると理想タイミングのチャープ信号８００との周波数差分量＋Ｂｗ／Ｎ［Ｈｚ］が周波数オフセット８１０（プラスの周波数オフセット）として残留する。これは逆拡散後に現れる周波数スペクトルのサブキャリア番号で表すと、理想的なタイミングのときがサブキャリア番号Ｎ／２とすると、誤差＋１チップのときはサブキャリア番号Ｎ／２＋１となる。同様に、チャープ信号８０２は理想タイミングから誤差－１チップにあるチャープ信号であり、誤差－１チップで逆拡散すると理想タイミングのチャープ信号８００との周波数差分量－Ｂｗ／Ｎ［Ｈｚ］が周波数オフセット８１１（マイナスの周波数オフセット）として残留し、逆拡散後に現れる周波数スペクトルのサブキャリア番号はＮ／２－１となる。
　このことから、タイミング基準Ｃのときタイミング誤差Ｔd（Ｔd≧０）が発生すると、逆拡散後に現れる周波数スペクトルのサブキャリア番号は（Ｎ／２）＋Ｃ＋Ｔdとなる。
　次に、遅延波がある場合に逆拡散する場合を考える。遅延波は先行波に対して遅延量Ｔｍ（Ｔｍ≧０）だけ遅れて受信される。このとき、先行波タイミングで逆拡散することから、遅延波の理想タイミングから－Ｔｍだけタイミング誤差がある状態で逆拡散することになる。そのため、逆拡散後の遅延波は先行波から－Ｔｍだけサブキャリア番号がずれた位置に周波数スペクトルが現れる。つまり、先行波のサブキャリア番号が（Ｎ／２）＋Ｃ＋Ｔdとすると、遅延波のサブキャリア番号は（Ｎ／２）＋Ｃ＋Ｔd－Ｔｍと表すことができる（図１３，図１４参照）。
　最大タイミング誤差量Ａと最大遅延量Ｂが設定される場合、タイミング誤差は－ＡからＡの範囲となり、遅延量は０からＢの範囲となることから、先行波と遅延波のサブキャリア番号Ｖは以下の式（９）で示す範囲となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　また、式（９）においてブロック間干渉が発生しないＡ，Ｂ，Ｃの条件は以下の式（１０）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　周波数成分推定部２１２ａは、上記の式（９）を満たすすべてのサブキャリア番号を通信波が存在するサブキャリア番号と判定し、判定したサブキャリア番号を出力する。このとき出力されるサブキャリア番号の数は２Ａ＋Ｂ＋１個となる。
　ヌル信号変換部２１３は、周波数成分推定部２１２ａが出力する２Ａ＋Ｂ＋１個のサブキャリアそれぞれの周波数成分をヌル信号に変換する。これにより、逆拡散後に現れる通信波（先行波および遅延波を含む）の周波数スペクトルをすべてヌルに置き換えることができ、高精度に干渉波を復元することが可能となる。
　以上のように、本開示の実施の形態２にかかる通信システムによれば、送信装置１ａでは使用する拡散系列にチャープ信号を使用し、直接拡散後にＣＰを付加してブロック伝送を行い、受信装置２ａでは、干渉測定部２０４ａの周波数成分推定部２１２ａにて最大タイミング誤差量Ａおよび最大遅延量Ｂを設定し、ＣＰ除去部２２０にてタイミング基準Ｃを先行波と遅延波がＣＰ内に収まる条件を満たす値に設定することで、ブロック間干渉を回避するとともに、設定値Ａ，Ｂ，Ｃに応じて逆拡散後に現れる通信波の周波数スペクトルに対応するサブキャリア番号を導出する。これにより、タイミング誤差や遅延波がある環境でも受信信号から通信波を除去でき、結果として干渉波を高精度に復元することが可能となる。
実施の形態３．
　上述した本開示の実施の形態２では、受信装置２ａにおいて、最大タイミング誤差量Ａと、最大遅延量Ｂと、ＣＰ除去を行うタイミング基準Ｃとを用い、先行波と遅延波がＣＰ内に収まるように上記Ａ、ＢおよびＣを設定し、ブロック間干渉を回避するとともに、逆拡散後に現れる通信波の周波数スペクトルに対応するサブキャリア番号を導出することで、タイミング誤差や遅延波がある環境でも受信信号から通信波を除去して干渉波を高精度に復元する。しかしながら、遅延波の受信レベルが先行波や干渉波よりも非常に小さい環境を考えると、遅延波を除去するために最大遅延量Ｂに応じたヌル信号変換を行うため、必要以上にサブキャリアをヌル信号に変換してしまい、干渉波もヌル信号に変換するサブキャリアが増えることで、干渉波の復元精度が劣化する。
　これに対して、実施の形態３にかかる受信装置２ａでは、逆拡散後の周波数スペクトルから先行波および遅延波が現れると予想されるサブキャリア番号だけを対象に、各サブキャリアの受信レベルを算出してある閾値を超えるサブキャリアのみをヌル信号に変換する。これにより、効率的に通信波を除去することができるとともにヌル信号に変換するサブキャリアの数を減らすことができることから、ヌル信号変換による干渉波の復元精度の劣化を抑えることが可能となる。
　以下、本実施の形態における干渉波の復元処理について詳しく説明する。なお、本実施の形態にかかる通信システムの送信装置および受信装置の構成は実施の形態２と同様である。実施の形態２と本実施の形態の違いは、受信装置２ａの干渉測定部２０４ａを構成する周波数成分推定部２１２ａの動作である。そのため、以下では周波数成分推定部２１２ａの動作を中心に説明する。
　図１７は、実施の形態３にかかる受信装置２ａの干渉測定部２０４ａの動作を説明するための図である。図１７は、干渉測定部２０４ａが備える周波数成分推定部２１２ａに入力される逆拡散後の周波数スペクトルを示す。図１７において、先行波（逆拡散後）９００はタイミング基準Ｃで検出した先行波である。遅延波１（逆拡散後）９０１は遅延量Ｔｘ１の遅延波、遅延波２（逆拡散後）９０２は遅延量Ｔｘ２の遅延波である。また、干渉波（逆拡散後）９０３は逆拡散後にスペクトル拡散帯域Ｂｗに広がった干渉波である。ここで、周波数成分推定部２１２ａは、通信波が存在すると予想される、上記の式（９）を満たすサブキャリア番号だけを対象に、サブキャリアの受信レベルに対して閾値判定を行う。周波数成分推定部２１２ａは、受信レベルが閾値σを超えた場合は対応するサブキャリア番号に通信波が存在するとみなし、通信波が存在するとみなしたサブキャリア番号を出力する。図１７の例では先行波（逆拡散後）９００と遅延波１（逆拡散後）９０１とが閾値を超えるため、周波数成分推定部２１２ａは、対応するサブキャリア番号Ｎ／２＋Ｃ、Ｎ／２＋Ｃ－Ｔｘ１のみを出力する。
　ここで、上記の閾値判定に使用する閾値σは、例えば、以下の式（１１）から生成することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、ρは重み係数、Ｐｎはサブキャリア番号ｎの電力、χはサブキャリア番号が式（９）で示す範囲に含まれないサブキャリア番号の電力に対する集合である。
　式（１１）より、閾値σは通信波が含まれないサブキャリアの平均電力に重み係数ρを乗算することで得ることができる。重み係数ρは固定値であり、通信環境に応じて適切な値を設定する。式（１１）から生成する閾値σを使用する場合、周波数成分推定部２１２ａは、上記の式（９）を満たすサブキャリア番号それぞれの電力を算出して閾値σと比較することで閾値判定を行う。
　なお、閾値σの生成は上記以外の方法で行ってもよく、生成方法を特定の方法に限定するものではない。
　以上のように、本開示の実施の形態３にかかる通信システムによれば、受信装置２ａの干渉測定部２０４ａにおいて、逆拡散後の周波数スペクトルから先行波および遅延波が現れるサブキャリア番号（具体的には式（９）を満たすサブキャリア番号）を対象に各サブキャリアの受信レベルを算出し、閾値σを超えるサブキャリアのみ通信波が存在すると判断してヌル信号に変換する。これにより、通信波が存在するサブキャリアを正確に推定することが可能となる。この結果、ヌル信号に変換するサブキャリアの数を実施の形態２にかかる受信装置２ａの干渉測定部２０４ａよりも少なくすることができ、ヌル信号変換により干渉波の復元精度が劣化してしまうのを抑えることが可能となる。
　本実施の形態では実施の形態２にかかる受信装置２ａの干渉測定部２０４ａにおいてサブキャリアの受信レベルを閾値判定して通信波が存在するサブキャリアを判定することとしたが、同様の閾値判定を実施の形態１にかかる受信装置２の干渉測定部２０４で行うようにしてもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１ａ　送信装置、２，２ａ　受信装置、１００　変調部、１０１　直接拡散処理部、１０２　送信フィルタ部、１０３，２０１　周波数変換部、１０４　送信アンテナ、１１０　ＣＰ付加部、２００　受信アンテナ、２０２　受信フィルタ部、２０３　タイミング検出部、２０４，２０４ａ　干渉測定部、２０５　干渉抑圧部、２０６　復調部、２１０　逆拡散処理部、２１１　周波数領域変換部、２１２，２１２ａ　周波数成分推定部、２１３　ヌル信号変換部、２１４　再拡散処理部、２２０　ＣＰ除去部。

Claims (13)

  1. 　直接拡散された受信信号を逆拡散する逆拡散処理部と、
    　逆拡散された前記受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換する周波数領域変換部と、
    　周波数領域信号に変換された前記受信信号の通信波が存在する周波数成分を推定する周波数成分推定部と、
    　前記周波数成分推定部による推定結果に基づいて、周波数領域信号に変換された前記受信信号の通信波が存在すると推定された周波数成分をヌル信号に変換するヌル信号変換部と、
    　前記ヌル信号変換部により変換された後の前記受信信号を再拡散することで、前記逆拡散処理部で逆拡散される前の前記受信信号に含まれる干渉波を復元する再拡散処理部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　送信装置が直接拡散した信号にサイクリックプレフィックスを付加して送信した信号から前記サイクリックプレフィックスを除去するサイクリックプレフィックス除去部、
    　を備え、
    　前記逆拡散処理部は前記サイクリックプレフィックス除去部でサイクリックプレフィックスが除去された後の信号を逆拡散する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記逆拡散処理部が逆拡散する前記受信信号はチャープ信号を使用して直接拡散された信号である、
    　ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
  4. 　前記周波数成分推定部は、周波数領域信号に変換された前記受信信号の中心周波数を含む一定範囲を前記通信波が存在する周波数成分と判定する、
    　ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載の受信装置。
  5. 　前記周波数成分推定部は、前記逆拡散処理部が受信信号に対して逆拡散処理を実行するタイミングの想定される誤差の最大値である最大タイミング誤差量に基づいて、前記通信波が存在する周波数成分を推定する、
    　ことを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
  6. 　前記周波数成分推定部は、想定するマルチパス環境で発生する遅延波の最大遅延量に基づいて、前記通信波が存在する周波数成分を推定する、
    　ことを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
  7. 　前記周波数成分推定部は、前記逆拡散処理部が受信信号に対して逆拡散処理を実行するタイミングの想定される誤差の最大値である最大タイミング誤差量と、想定するマルチパス環境で発生する遅延波の最大遅延量と、に基づいて、前記通信波が存在する周波数成分を推定する、
    　ことを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
  8. 　前記周波数成分推定部は、周波数領域信号に変換された前記受信信号の周波数成分毎の電力を算出し、算出した電力が定められた閾値を超えた周波数成分を、前記通信波が存在する周波数成分と判定する、
    　ことを特徴とする請求項１から７のいずれか一つに記載の受信装置。
  9. 　周波数領域信号に変換された前記受信信号の通信波が存在しない周波数成分の平均電力に定められた係数を乗算して得られた電力値を前記閾値とする、
    　ことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
  10. 　送信データを直接拡散して生成したスペクトル拡散信号を送信する送信装置と、
    　前記送信装置から送信された前記スペクトル拡散信号を受信する請求項１から９のいずれか一つに記載の受信装置と、
    　を備えることを特徴とする通信システム。
  11. 　直接拡散された信号を受信する受信装置において受信信号に含まれる干渉波を推定する干渉測定装置であって、
    　前記受信信号を逆拡散する逆拡散処理部と、
    　逆拡散された前記受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換する周波数領域変換部と、
    　周波数領域信号に変換された前記受信信号の通信波が存在する周波数成分を推定する周波数成分推定部と、
    　前記周波数成分推定部による推定結果に基づいて、周波数領域信号に変換された前記受信信号の通信波が存在すると推定される周波数成分をヌル信号に変換するヌル信号変換部と、
    　前記ヌル信号変換部により変換された後の前記受信信号を再拡散することで、前記逆拡散処理部で逆拡散される前の前記受信信号に含まれる干渉波を復元する再拡散処理部と、
    　を備えることを特徴とする干渉測定装置。
  12. 　直接拡散された信号を受信する受信装置を制御する制御回路であって、
    　受信信号を逆拡散する逆拡散ステップと、
    　逆拡散した前記受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換する周波数領域変換ステップと、
    　周波数領域信号に変換した前記受信信号の通信波が存在する周波数成分を推定する周波数成分推定ステップと、
    　前記周波数成分推定ステップにおける推定結果に基づいて、周波数領域信号に変換した前記受信信号の通信波が存在すると推定した周波数成分をヌル信号に変換するヌル信号変換ステップと、
    　前記ヌル信号変換ステップで変換した後の前記受信信号を再拡散することで、前記逆拡散ステップで逆拡散する前の前記受信信号に含まれる干渉波を復元する再拡散ステップと、
    　を前記受信装置に実行させることを特徴とする制御回路。
  13. 　直接拡散された信号を受信する受信装置を制御するプログラムを記憶する記憶媒体であって、
    　前記プログラムは、
    　受信信号を逆拡散する逆拡散ステップと、
    　逆拡散した前記受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換する周波数領域変換ステップと、
    　周波数領域信号に変換した前記受信信号の通信波が存在する周波数成分を推定する周波数成分推定ステップと、
    　前記周波数成分推定ステップにおける推定結果に基づいて、周波数領域信号に変換した前記受信信号の通信波が存在すると推定した周波数成分をヌル信号に変換するヌル信号変換ステップと、
    　前記ヌル信号変換ステップで変換した後の前記受信信号を再拡散することで、前記逆拡散ステップで逆拡散する前の前記受信信号に含まれる干渉波を復元する再拡散ステップと、
    　を前記受信装置に実行させることを特徴とする記憶媒体。
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