JPH09298568A - 変調装置 - Google Patents
変調装置Info
- Publication number
- JPH09298568A JPH09298568A JP8129349A JP12934996A JPH09298568A JP H09298568 A JPH09298568 A JP H09298568A JP 8129349 A JP8129349 A JP 8129349A JP 12934996 A JP12934996 A JP 12934996A JP H09298568 A JPH09298568 A JP H09298568A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- analog
- band
- amplitude
- modulator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力信号に対し振幅制限を行うことによって
演算ビット数を削減して、ディジタル化直交変調器の処
理速度の高速化を図る変調装置を提供する。 【解決手段】 入力信号に対し振幅制限を行う振幅制限
回路(29、30)と、入力信号に対し帯域制限を行う帯域制
限フィルタ(1、2)と、マルチプレクサスイッチ(33)と極
性反転器(31、32)とＤ／Ａ変換器(9)によって構成され
るディジタル化直交変調器と、直交変調信号の不要周波
数成分を除去するローパスフィルタ(10)と、前記ローパ
スフィルタによって出力されたアナログ信号を局部発振
信号と混合しアップコンバートするアナログミキサ(11)
と、前記アナログミキサによって出力されたアナログ信
号の不要周波数成分を除去するバンドパスフィルタ(12)
とからなり、前記バンドパスフィルタの出力からアナロ
グ変調信号を得るようにする。
演算ビット数を削減して、ディジタル化直交変調器の処
理速度の高速化を図る変調装置を提供する。 【解決手段】 入力信号に対し振幅制限を行う振幅制限
回路(29、30)と、入力信号に対し帯域制限を行う帯域制
限フィルタ(1、2)と、マルチプレクサスイッチ(33)と極
性反転器(31、32)とＤ／Ａ変換器(9)によって構成され
るディジタル化直交変調器と、直交変調信号の不要周波
数成分を除去するローパスフィルタ(10)と、前記ローパ
スフィルタによって出力されたアナログ信号を局部発振
信号と混合しアップコンバートするアナログミキサ(11)
と、前記アナログミキサによって出力されたアナログ信
号の不要周波数成分を除去するバンドパスフィルタ(12)
とからなり、前記バンドパスフィルタの出力からアナロ
グ変調信号を得るようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動体
通信等に使用する無線機の変調装置に関し、特に入力信
号に対し振幅制限を行うことにより演算ビット数を削減
して、ディジタル化直交変調器の処理速度の高速化を図
る変調装置に関する。
通信等に使用する無線機の変調装置に関し、特に入力信
号に対し振幅制限を行うことにより演算ビット数を削減
して、ディジタル化直交変調器の処理速度の高速化を図
る変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来の変調装置の構成を示してい
る。図８において、変調装置は、Ｉベースバンド信号を
帯域制限する帯域制限フィルタ１と、Ｑベースバンド信
号を帯域制限する帯域制限フィルタ２と、Ｉベースバン
ド信号とキャリア信号を乗算する乗算器３と、Ｑベース
バンド信号とキャリア信号を乗算する乗算器４と、SIN
波形信号及びCOS波形信号を読み出すための制限信号を
発生するカウンタ５と、COS波形信号を出力するＲＯＭ
６と、SIN波形信号を出力するＲＯＭ７と、Ｉ、Ｑ両信
号を加算する加算器８と、ディジタル変調信号をアナロ
グ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器９と、アナログ変調
信号の不要周波数成分を除去するローパスフィルタ10
と、ローパスフィルタ10によって出力されたアナログ信
号を局部発振信号LOと混合しアップコンバートするアナ
ログミキサ11と、アナログミキサ11によって出力された
アナログ信号の不要周波数成分を除去するバンドパスフ
ィルタ12とから構成されている。
る。図８において、変調装置は、Ｉベースバンド信号を
帯域制限する帯域制限フィルタ１と、Ｑベースバンド信
号を帯域制限する帯域制限フィルタ２と、Ｉベースバン
ド信号とキャリア信号を乗算する乗算器３と、Ｑベース
バンド信号とキャリア信号を乗算する乗算器４と、SIN
波形信号及びCOS波形信号を読み出すための制限信号を
発生するカウンタ５と、COS波形信号を出力するＲＯＭ
６と、SIN波形信号を出力するＲＯＭ７と、Ｉ、Ｑ両信
号を加算する加算器８と、ディジタル変調信号をアナロ
グ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器９と、アナログ変調
信号の不要周波数成分を除去するローパスフィルタ10
と、ローパスフィルタ10によって出力されたアナログ信
号を局部発振信号LOと混合しアップコンバートするアナ
ログミキサ11と、アナログミキサ11によって出力された
アナログ信号の不要周波数成分を除去するバンドパスフ
ィルタ12とから構成されている。
【０００３】以上のように構成された変調装置では、ま
ず、ベースバンドＩ信号13、ベースバンドＱ信号14がそ
れぞれ帯域制限フィルタ１、２に入力され、帯域制限さ
れたベースバンドＩ、Ｑ信号が出力される。次に、帯域
制限されたベースバンドＩ信号15、帯域制限されたベー
スバンドＱ信号16がそれぞれ乗算器３、４に入力され
る。また、サンプリング周波数クロック17がカウンタ５
に入力され、制御信号18が出力される。この制御信号18
はCOS波形発生ＲＯＭ６とSIN波形発生ＲＯＭ７にそれぞ
れ入力され、COS波形信号19およびSIN波形信号20が出力
され、それぞれ乗算器３、４に入力される。
ず、ベースバンドＩ信号13、ベースバンドＱ信号14がそ
れぞれ帯域制限フィルタ１、２に入力され、帯域制限さ
れたベースバンドＩ、Ｑ信号が出力される。次に、帯域
制限されたベースバンドＩ信号15、帯域制限されたベー
スバンドＱ信号16がそれぞれ乗算器３、４に入力され
る。また、サンプリング周波数クロック17がカウンタ５
に入力され、制御信号18が出力される。この制御信号18
はCOS波形発生ＲＯＭ６とSIN波形発生ＲＯＭ７にそれぞ
れ入力され、COS波形信号19およびSIN波形信号20が出力
され、それぞれ乗算器３、４に入力される。
【０００４】帯域制限されたベースバンドＩ信号15とCO
S波形信号19は乗算器３によって乗算され、Ｉ信号21が
出力される。また、帯域制限されたベースバンドＱ信号
16とSIN波形信号20は乗算器４によって乗算され、Ｑ信
号22が出力される。次に、Ｉ信号21とＱ信号22は加算器
８によって加算され、ディジタル変調信号23が出力され
る。
S波形信号19は乗算器３によって乗算され、Ｉ信号21が
出力される。また、帯域制限されたベースバンドＱ信号
16とSIN波形信号20は乗算器４によって乗算され、Ｑ信
号22が出力される。次に、Ｉ信号21とＱ信号22は加算器
８によって加算され、ディジタル変調信号23が出力され
る。
【０００５】次に、ディジタル変調信号23はＤ／Ａ変換
器９に入力され、アナログ直交変調信号24が得られる。
アナログ変調信号24はローパスフィルタ10によって不要
周波数成分を除去され、アナログ直交変調信号25が得ら
れる。アナログ直交変調信号25はアナログミキサ11に入
力され、局部発振信号26と混合されてアップコンバート
され、アナログ信号27が得られる。最後に、アナログ信
号27はバンドパスフィルタ12に入力され、不要周波数成
分を除去されることによって、変調信号28が得られる。
器９に入力され、アナログ直交変調信号24が得られる。
アナログ変調信号24はローパスフィルタ10によって不要
周波数成分を除去され、アナログ直交変調信号25が得ら
れる。アナログ直交変調信号25はアナログミキサ11に入
力され、局部発振信号26と混合されてアップコンバート
され、アナログ信号27が得られる。最後に、アナログ信
号27はバンドパスフィルタ12に入力され、不要周波数成
分を除去されることによって、変調信号28が得られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】変調器から出力される
変調信号は、一般的に後段部で局部発振信号と混合され
てアップコンバートされ、必要な信号成分以外はフィル
タで除去される。しかし、直交変調信号の周波数が低く
なるにつれて急峻なフィルタが要求され、フィルタの実
現が困難になるため、変調器から出力される変調信号の
高周波化を図る必要がある。
変調信号は、一般的に後段部で局部発振信号と混合され
てアップコンバートされ、必要な信号成分以外はフィル
タで除去される。しかし、直交変調信号の周波数が低く
なるにつれて急峻なフィルタが要求され、フィルタの実
現が困難になるため、変調器から出力される変調信号の
高周波化を図る必要がある。
【０００７】しかし、直交変調器によって出力される直
交変調信号の周波数はディジタル乗算器の演算速度で決
まるため、前記構成のディジタル化直交変調器では、直
交変調周波数はディジタル乗算器の処理速度の１／４が
限界である。演算ビット数を１０ビットとした場合、現
状の市販１０ビットディジタル乗算器の処理速度は４０
ＭＨｚ程度が限界であるため、直交変調信号周波数は１
０ＭＨｚ程度が限界である。
交変調信号の周波数はディジタル乗算器の演算速度で決
まるため、前記構成のディジタル化直交変調器では、直
交変調周波数はディジタル乗算器の処理速度の１／４が
限界である。演算ビット数を１０ビットとした場合、現
状の市販１０ビットディジタル乗算器の処理速度は４０
ＭＨｚ程度が限界であるため、直交変調信号周波数は１
０ＭＨｚ程度が限界である。
【０００８】また、演算ビット数が増えるにつれて、一
般に全体の処理速度は低下する。従来構成に対して、符
号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ方式）のように多チャネ
ル加算されたＩ、Ｑベースバンド信号を適用した場合、
演算ビット数が増大して全体の処理速度は低下するた
め、さらに直交変調周波数は低くなる。
般に全体の処理速度は低下する。従来構成に対して、符
号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ方式）のように多チャネ
ル加算されたＩ、Ｑベースバンド信号を適用した場合、
演算ビット数が増大して全体の処理速度は低下するた
め、さらに直交変調周波数は低くなる。
【０００９】本発明はこのような従来の欠点を解消する
もので、入力信号に対し振幅制限を行うことによって演
算ビット数を削減して、ディジタル化直交変調器の処理
速度の高速化を図り、さらに、ディジタル化直交変調器
をディジタル乗算器を用いずに構成することによってＤ
／Ａ変換器の処理速度の１／４の周波数の直交変調信号
を出力することができるようにして、直交変調信号の高
周波化を図ることができる変調装置を提供するものであ
る。
もので、入力信号に対し振幅制限を行うことによって演
算ビット数を削減して、ディジタル化直交変調器の処理
速度の高速化を図り、さらに、ディジタル化直交変調器
をディジタル乗算器を用いずに構成することによってＤ
／Ａ変換器の処理速度の１／４の周波数の直交変調信号
を出力することができるようにして、直交変調信号の高
周波化を図ることができる変調装置を提供するものであ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記従来の欠点を解消す
るために本発明は、入力信号に対し振幅制限を行う振幅
制限回路と、入力信号に対し帯域制限を行う帯域制限フ
ィルタと、マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／
Ａ変換器によって構成されるディジタル化直交変調器
と、直交変調信号の不要周波数成分を除去するローパス
フィルタと、前記ローパスフィルタによって出力された
アナログ信号を局部発振信号と混合しアップコンバート
するアナログミキサと、前記アナログミキサによって出
力されたアナログ信号の不要周波数成分を除去するバン
ドパスフィルタとからなり、前記バンドパスフィルタの
出力からアナログ変調信号を得るようにしたものであ
る。
るために本発明は、入力信号に対し振幅制限を行う振幅
制限回路と、入力信号に対し帯域制限を行う帯域制限フ
ィルタと、マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／
Ａ変換器によって構成されるディジタル化直交変調器
と、直交変調信号の不要周波数成分を除去するローパス
フィルタと、前記ローパスフィルタによって出力された
アナログ信号を局部発振信号と混合しアップコンバート
するアナログミキサと、前記アナログミキサによって出
力されたアナログ信号の不要周波数成分を除去するバン
ドパスフィルタとからなり、前記バンドパスフィルタの
出力からアナログ変調信号を得るようにしたものであ
る。
【００１１】このようにすることによって、演算ビット
数を削減することができ、ディジタル化直交変調器の処
理速度の高速化がなし得るという作用を有し、またディ
ジタル乗算器を用いずにディジタル化直交変調器を構成
できるから、Ｄ／Ａ変換器の処理速度の１／４の周波数
の直交変調信号を出力することができるようになるの
で、直交変調信号の高周波化をなし得るという作用を有
する。
数を削減することができ、ディジタル化直交変調器の処
理速度の高速化がなし得るという作用を有し、またディ
ジタル乗算器を用いずにディジタル化直交変調器を構成
できるから、Ｄ／Ａ変換器の処理速度の１／４の周波数
の直交変調信号を出力することができるようになるの
で、直交変調信号の高周波化をなし得るという作用を有
する。
【００１２】
（第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形
態の変調装置の構成を示すものである。図１において、
変調装置は、Ｉベースバンド信号に対し振幅制限する振
幅制限回路29と、Ｑベースバンド信号に対し振幅制限す
る振幅制限回路30と、Ｉベースバンド信号を帯域制限す
る帯域制限フィルタ１と、Ｑベースバンド信号を帯域制
限する帯域制限フィルタ２と、振幅制限と帯域制限され
たＩベースバンド信号の極性を反転する極性反転器31
と、振幅制限と帯域制限されたＱベースバンド信号の極
性を反転する極性反転器32と、入力信号を時間順に選択
出力するマルチプレクサスイッチ33と、ディジタル変調
信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器９と、
アナログ変調信号の不要周波数成分を除去するローパス
フィルタ10と、ローパスフィルタ10によって出力された
アナログ信号を局部発振信号LOと混合しアップコンバー
トするアナログミキサ11と、アナログミキサ11によって
出力されたアナログ信号の不要周波数成分を除去するバ
ンドパスフィルタ12とから構成されている。
態の変調装置の構成を示すものである。図１において、
変調装置は、Ｉベースバンド信号に対し振幅制限する振
幅制限回路29と、Ｑベースバンド信号に対し振幅制限す
る振幅制限回路30と、Ｉベースバンド信号を帯域制限す
る帯域制限フィルタ１と、Ｑベースバンド信号を帯域制
限する帯域制限フィルタ２と、振幅制限と帯域制限され
たＩベースバンド信号の極性を反転する極性反転器31
と、振幅制限と帯域制限されたＱベースバンド信号の極
性を反転する極性反転器32と、入力信号を時間順に選択
出力するマルチプレクサスイッチ33と、ディジタル変調
信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器９と、
アナログ変調信号の不要周波数成分を除去するローパス
フィルタ10と、ローパスフィルタ10によって出力された
アナログ信号を局部発振信号LOと混合しアップコンバー
トするアナログミキサ11と、アナログミキサ11によって
出力されたアナログ信号の不要周波数成分を除去するバ
ンドパスフィルタ12とから構成されている。
【００１３】以上のように構成された変調装置では、ま
ず、ベースバンドＩ信号13およびベースバンドＱ信号14
は、それぞれ振幅制限回路29、30によって振幅制限され
る。振幅制限回路29、30は、入力信号に対し振幅制限を
行った波形情報をＲＯＭに格納し、ＲＯＭから波形情報
を読み出すことによって実現できる。
ず、ベースバンドＩ信号13およびベースバンドＱ信号14
は、それぞれ振幅制限回路29、30によって振幅制限され
る。振幅制限回路29、30は、入力信号に対し振幅制限を
行った波形情報をＲＯＭに格納し、ＲＯＭから波形情報
を読み出すことによって実現できる。
【００１４】次に、振幅制限された信号34、35はそれぞ
れ帯域制限フィルタ１、２によって帯域制限され、それ
ぞれ振幅制限と帯域制限されたベースバンドＩ信号36
と、振幅制限と帯域制限されたベースバンドＱ信号37が
得られる。
れ帯域制限フィルタ１、２によって帯域制限され、それ
ぞれ振幅制限と帯域制限されたベースバンドＩ信号36
と、振幅制限と帯域制限されたベースバンドＱ信号37が
得られる。
【００１５】次に、振幅制限と帯域制限されたベースバ
ンドＩ信号36は、極性反転器31によって極性反転され、
信号38が得られる。
ンドＩ信号36は、極性反転器31によって極性反転され、
信号38が得られる。
【００１６】同様に、帯域制限されたベースバンドＱ信
号37は、極性反転器32によって極性反転され、信号39が
得られる。
号37は、極性反転器32によって極性反転され、信号39が
得られる。
【００１７】信号36と信号37と信号38と信号39は、マル
チプレクサスイッチ33によって、サンプリングクロック
17の周期タイミングで時間順に合成されて１つの系統の
信号とされ、振幅制限と帯域制限をされたディジタル直
交変調信号Ｓ(nT)40が得られる。ディジタル直交変調信
号Ｓ(nT)は次式で示される。 Ｉ(nT)；n=4k Ｓ(nT)＝ Ｑ(nT)；n=4k+1 （１） -Ｉ(nT)；n=4k+2 -Ｑ(nt)；n=4k+3 ただし、T;サンプリングクロックの周期 k;0,1,2,・・・ n;0,1,2,・・・
チプレクサスイッチ33によって、サンプリングクロック
17の周期タイミングで時間順に合成されて１つの系統の
信号とされ、振幅制限と帯域制限をされたディジタル直
交変調信号Ｓ(nT)40が得られる。ディジタル直交変調信
号Ｓ(nT)は次式で示される。 Ｉ(nT)；n=4k Ｓ(nT)＝ Ｑ(nT)；n=4k+1 （１） -Ｉ(nT)；n=4k+2 -Ｑ(nt)；n=4k+3 ただし、T;サンプリングクロックの周期 k;0,1,2,・・・ n;0,1,2,・・・
【００１８】一般にディジタル直交変調信号Ｄ(nT)は次
式で示される。 Ｄ(nT)＝Ｉ(nT)cos2πf0nT＋Ｑ(nT)sin2πf0nT （２） ただし、f0;ディジタル化直交変調信号周波数 T;サンプリングクロックの周期 k;0,1,2,・・・ n;0,1,2,・・・ ここで、f0＝1/4Tの場合（キャリアの１周期当たりのオ
ーバーサンプリング数を４とした場合）、（２）式は
（１）式のように変形できる。以上より、本構成により
ディジタル直交変調信号が得られることが確認できる。
式で示される。 Ｄ(nT)＝Ｉ(nT)cos2πf0nT＋Ｑ(nT)sin2πf0nT （２） ただし、f0;ディジタル化直交変調信号周波数 T;サンプリングクロックの周期 k;0,1,2,・・・ n;0,1,2,・・・ ここで、f0＝1/4Tの場合（キャリアの１周期当たりのオ
ーバーサンプリング数を４とした場合）、（２）式は
（１）式のように変形できる。以上より、本構成により
ディジタル直交変調信号が得られることが確認できる。
【００１９】次に、振幅制限と帯域制限をされたディジ
タル直交変調信号40は、Ｄ／Ａ変換器９によってアナロ
グ信号に変換され、アナログ直交変調信号24が得られ
る。
タル直交変調信号40は、Ｄ／Ａ変換器９によってアナロ
グ信号に変換され、アナログ直交変調信号24が得られ
る。
【００２０】次に、アナログ直交変調信号24はローパス
フィルタ10によって不要周波数成分を除去され、アナロ
グ直交変調信号25が得られる。アナログ直交変調信号Ｓ
Ｓ(t)25は次式で示される。 ＳＳ(t)＝Ｉ(t)cos{2π(1/4T)t}＋Ｑ(t)sin{2π(1/4T)t} （３）。
フィルタ10によって不要周波数成分を除去され、アナロ
グ直交変調信号25が得られる。アナログ直交変調信号Ｓ
Ｓ(t)25は次式で示される。 ＳＳ(t)＝Ｉ(t)cos{2π(1/4T)t}＋Ｑ(t)sin{2π(1/4T)t} （３）。
【００２１】アナログ直交変調信号25はアナログミキサ
11に入力され、ローカル信号26と混合されてアップコン
バートされ、信号27が得られる。
11に入力され、ローカル信号26と混合されてアップコン
バートされ、信号27が得られる。
【００２２】最後に、信号27はバンドパスフィルタ12に
入力され、不要周波数成分を除去されることによって、
変調信号28が得られる。
入力され、不要周波数成分を除去されることによって、
変調信号28が得られる。
【００２３】以上のように本発明は、ベースバンドＩ、
Ｑ信号に対し振幅制限を行うことによって演算ビット数
を削減して、ディジタル化直交変調器の処理速度の高速
化を図り、さらに、ディジタル化直交変調器をディジタ
ル乗算器を用いずに構成することによってＤ／Ａ変換器
の処理速度の１／４の周波数の直交変調信号を出力する
ようにしたので、直交変調信号の高周波化を図ることが
できる。
Ｑ信号に対し振幅制限を行うことによって演算ビット数
を削減して、ディジタル化直交変調器の処理速度の高速
化を図り、さらに、ディジタル化直交変調器をディジタ
ル乗算器を用いずに構成することによってＤ／Ａ変換器
の処理速度の１／４の周波数の直交変調信号を出力する
ようにしたので、直交変調信号の高周波化を図ることが
できる。
【００２４】演算ビット数を１０ビットとした場合、現
状の市販ディジタル乗算器の演算速度は４０ＭＨｚ程度
であり、現状の市販Ｄ／Ａ変換器の処理速度は４００Ｍ
Ｈｚ程度である。したがって、従来構成では直交変調周
波数は１０ＭＨｚ程度が限界であったが、本発明では、
直交変調周波数を１００ＭＨｚ程度とすることができ、
従来構成の１０倍程度の周波数の直交変調信号を得るこ
とができる。
状の市販ディジタル乗算器の演算速度は４０ＭＨｚ程度
であり、現状の市販Ｄ／Ａ変換器の処理速度は４００Ｍ
Ｈｚ程度である。したがって、従来構成では直交変調周
波数は１０ＭＨｚ程度が限界であったが、本発明では、
直交変調周波数を１００ＭＨｚ程度とすることができ、
従来構成の１０倍程度の周波数の直交変調信号を得るこ
とができる。
【００２５】（第２の実施の形態）図２は本発明の第２
の実施の形態の変調装置の構成を示すものである。この
第２の実施の形態が前記第１の実施の形態と異なるとこ
ろは、アナログ直交変調信号24の高次高調波成分を希望
信号として取り出し、不要周波数成分を除去するバンド
パスフィルタ41を備えた構成にある。
の実施の形態の変調装置の構成を示すものである。この
第２の実施の形態が前記第１の実施の形態と異なるとこ
ろは、アナログ直交変調信号24の高次高調波成分を希望
信号として取り出し、不要周波数成分を除去するバンド
パスフィルタ41を備えた構成にある。
【００２６】ここで、図１にて説明した部材、信号等に
対応する第２の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
対応する第２の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
【００２７】第２の実施の形態の変調装置の動作を図２
を用いて説明する。アナログ直交変調信号24を得るまで
は、前記第１の実施の形態と同じである。アナログ直交
変調信号24はバンドパスフィルタ41によって高次高調波
成分を希望信号して取り出され、不要周波数成分を除去
され、信号42が得られる。以降、変調信号28を得るまで
は、前記第１の実施の形態と同じである。
を用いて説明する。アナログ直交変調信号24を得るまで
は、前記第１の実施の形態と同じである。アナログ直交
変調信号24はバンドパスフィルタ41によって高次高調波
成分を希望信号して取り出され、不要周波数成分を除去
され、信号42が得られる。以降、変調信号28を得るまで
は、前記第１の実施の形態と同じである。
【００２８】以上のように第２の実施の形態の構成にお
いては、アナログ直交変調信号の高次高調波成分を希望
信号とすることによって、さらに直交変調信号の高周波
化を図ることができる。
いては、アナログ直交変調信号の高次高調波成分を希望
信号とすることによって、さらに直交変調信号の高周波
化を図ることができる。
【００２９】（第３の実施の形態）図３は本発明の第３
の実施の形態の変調装置の構成である。この第３の実施
の形態が前記第１の実施の形態と異なるところは、アナ
ログ直交変調信号24の折り返し雑音成分を希望信号とし
て取り出し、不要周波数成分を除去するバンドパスフィ
ルタ44と、入力信号に対し極性反転を行う極性反転器43
を備えた構成にある。
の実施の形態の変調装置の構成である。この第３の実施
の形態が前記第１の実施の形態と異なるところは、アナ
ログ直交変調信号24の折り返し雑音成分を希望信号とし
て取り出し、不要周波数成分を除去するバンドパスフィ
ルタ44と、入力信号に対し極性反転を行う極性反転器43
を備えた構成にある。
【００３０】ここで、図１にて説明した部材、信号等に
対応する第３の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
対応する第３の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
【００３１】第３の実施の形態の変調装置の動作を図３
を用いて説明する。振幅制限と帯域制限された信号36、
37を得るまでは、前記第１の実施の形態と同じである。
信号37は、極性反転器43によって極性反転され、信号39
が得られる。次に、信号36、39は、それぞれ極性反転器
31、32によって極性反転され、それぞれ信号38、45が得
られる。
を用いて説明する。振幅制限と帯域制限された信号36、
37を得るまでは、前記第１の実施の形態と同じである。
信号37は、極性反転器43によって極性反転され、信号39
が得られる。次に、信号36、39は、それぞれ極性反転器
31、32によって極性反転され、それぞれ信号38、45が得
られる。
【００３２】次に、信号36、38、39、45は、マルチプレ
クサスイッチ33によってサンプリングクロック17の周期
タイミングで時間順に選択出力され、Ｑ信号成分を極性
反転したディジタル直交変調信号46が得られる。次に、
信号46はＤ／Ａ変換器９に入力され、アナログ信号に変
換されて、信号47が得られる。
クサスイッチ33によってサンプリングクロック17の周期
タイミングで時間順に選択出力され、Ｑ信号成分を極性
反転したディジタル直交変調信号46が得られる。次に、
信号46はＤ／Ａ変換器９に入力され、アナログ信号に変
換されて、信号47が得られる。
【００３３】信号47は、バンドパスフィルタ44によって
折り返し雑音成分を希望信号として取り出され、不要周
波数成分を除去され、信号48が得られる。ここで、折り
返し雑音成分は、基本波成分に対してＱ信号成分を極性
反転した信号であるため、折り返し雑音成分を取り出す
ことにより、直交変調信号を取り出すことができる。以
降、変調信号28を得るまでは、前記第１の実施の形態と
同じである。
折り返し雑音成分を希望信号として取り出され、不要周
波数成分を除去され、信号48が得られる。ここで、折り
返し雑音成分は、基本波成分に対してＱ信号成分を極性
反転した信号であるため、折り返し雑音成分を取り出す
ことにより、直交変調信号を取り出すことができる。以
降、変調信号28を得るまでは、前記第１の実施の形態と
同じである。
【００３４】以上のように第３の実施の形態の構成にお
いては、アナログ直交変調信号の折り返し雑音成分を希
望信号とすることによって、さらに直交変調信号の高周
波化を図ることができる。
いては、アナログ直交変調信号の折り返し雑音成分を希
望信号とすることによって、さらに直交変調信号の高周
波化を図ることができる。
【００３５】（第４の実施の形態）図４は本発明の第４
の実施の形態の変調装置の構成である。この第４の実施
の形態が前記第１の実施の形態と異なるところは、帯域
制限フィルタ49をアナログミキサの後段部に配置すると
ともに該位置に配置していたバンドパスフィルタ12を除
外した構成にある。
の実施の形態の変調装置の構成である。この第４の実施
の形態が前記第１の実施の形態と異なるところは、帯域
制限フィルタ49をアナログミキサの後段部に配置すると
ともに該位置に配置していたバンドパスフィルタ12を除
外した構成にある。
【００３６】ここで、図１にて説明した部材、信号等に
対応する第４の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
対応する第４の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
【００３７】第４の実施の形態の変調装置の動作を図４
を用いて説明する。振幅制限された信号34、35を得るま
では、前記第１の実施の形態と同じである。信号34、35
はそれぞれ極性反転器31、32によって極性反転され、そ
れぞれ信号50、51が得られる 次に、信号34、35、50、51は、マルチプレクサスイッチ
33によってサンプリングクロック17の周期タイミングで
時間順に選択出力され、帯域制限をしていないディジタ
ル直交変調信号52が得られる。
を用いて説明する。振幅制限された信号34、35を得るま
では、前記第１の実施の形態と同じである。信号34、35
はそれぞれ極性反転器31、32によって極性反転され、そ
れぞれ信号50、51が得られる 次に、信号34、35、50、51は、マルチプレクサスイッチ
33によってサンプリングクロック17の周期タイミングで
時間順に選択出力され、帯域制限をしていないディジタ
ル直交変調信号52が得られる。
【００３８】次に、信号52はＤ／Ａ変換器９に入力さ
れ、アナログ信号に変換されて、信号53が得られる。次
に、信号53はローパスフィルタ10によって不要周波数成
分を除去され、信号54が得られる。
れ、アナログ信号に変換されて、信号53が得られる。次
に、信号53はローパスフィルタ10によって不要周波数成
分を除去され、信号54が得られる。
【００３９】信号54は、アナログミキサ11に入力され、
局部発振信号26と混合されてアップコンバートされ、信
号55が得られる。
局部発振信号26と混合されてアップコンバートされ、信
号55が得られる。
【００４０】最後に、信号55は帯域制限フィルタ49に入
力されて帯域制限され、不要周波数成分が除去されるこ
とによって、変調信号28が得られる。
力されて帯域制限され、不要周波数成分が除去されるこ
とによって、変調信号28が得られる。
【００４１】以上のように第４の実施の形態の構成にお
いては、帯域制限フィルタをアナログミキサの後段部に
配置したアナログフィルタで実現することにより、演算
ビット数を削減してディジタル化直交変調器の処理速度
の高速化をはかり、前記第１の実施の形態よりもさらに
直交変調信号の高周波化を図ることができる。
いては、帯域制限フィルタをアナログミキサの後段部に
配置したアナログフィルタで実現することにより、演算
ビット数を削減してディジタル化直交変調器の処理速度
の高速化をはかり、前記第１の実施の形態よりもさらに
直交変調信号の高周波化を図ることができる。
【００４２】（第５の実施の形態）図５は本発明の第５
の実施の形態の変調装置の構成である。この第５の実施
の形態が前記第１の実施の形態と異なるところは、振幅
制限回路29、30と、帯域制限フィルタ１、２の代わり
に、入力信号に対し振幅と帯域の両方の制限を行った波
形情報を格納したＲＯＭを備えた構成にある。
の実施の形態の変調装置の構成である。この第５の実施
の形態が前記第１の実施の形態と異なるところは、振幅
制限回路29、30と、帯域制限フィルタ１、２の代わり
に、入力信号に対し振幅と帯域の両方の制限を行った波
形情報を格納したＲＯＭを備えた構成にある。
【００４３】ここで、図１にて説明した部材、信号等に
対応する第５の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
対応する第５の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
【００４４】第５の実施の形態の変調装置の動作を図５
を用いて説明する。ベースバンドＩ信号13とベースバン
ドＱ信号14は、それぞれ入力信号に対し振幅と帯域の両
方の制限を行った波形情報を格納したＲＯＭ56、57に入
力され、それぞれ振幅制限と帯域制限をされたベースバ
ンドＩ信号36と、振幅制限と帯域制限をされたベースバ
ンドＱ信号37が出力される。以降、変調信号28を得るま
では、前記第１の実施の形態と同じである。
を用いて説明する。ベースバンドＩ信号13とベースバン
ドＱ信号14は、それぞれ入力信号に対し振幅と帯域の両
方の制限を行った波形情報を格納したＲＯＭ56、57に入
力され、それぞれ振幅制限と帯域制限をされたベースバ
ンドＩ信号36と、振幅制限と帯域制限をされたベースバ
ンドＱ信号37が出力される。以降、変調信号28を得るま
では、前記第１の実施の形態と同じである。
【００４５】以上のように第５の実施の形態の構成にお
いては、入力信号に対し振幅と帯域の両方の制限を行っ
た波形情報をＲＯＭに格納し、ＲＯＭから波形情報を読
み出すことにより、前記第１の実施の形態よりもさらに
回路規模を削減することができる。
いては、入力信号に対し振幅と帯域の両方の制限を行っ
た波形情報をＲＯＭに格納し、ＲＯＭから波形情報を読
み出すことにより、前記第１の実施の形態よりもさらに
回路規模を削減することができる。
【００４６】（第６の実施の形態）図６は本発明の第６
の実施の形態の変調装置の構成である。この第６の実施
の形態が前記第５の実施の形態と異なるところは、アナ
ログミキサ11の代わりに、アップコンバート後に生じる
イメージ波を減衰させることができるイメージ除去ミキ
サ58を備えた構成にある。
の実施の形態の変調装置の構成である。この第６の実施
の形態が前記第５の実施の形態と異なるところは、アナ
ログミキサ11の代わりに、アップコンバート後に生じる
イメージ波を減衰させることができるイメージ除去ミキ
サ58を備えた構成にある。
【００４７】ここで、図５にて説明した部材、信号等に
対応する第６の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
対応する第６の実施の形態の部材、信号等については同
一符号を付して、詳しい説明は省略する。
【００４８】第６の実施の形態の変調装置の動作を図６
を用いて説明する。アナログ直交変調信号25を得るまで
は、前記第５の実施の形態と同じである。アナログ信号
25はイメージ除去ミキサ58に入力され、局部発振信号26
と混合されてアップコンバートされ、アナログ信号59が
得られる。
を用いて説明する。アナログ直交変調信号25を得るまで
は、前記第５の実施の形態と同じである。アナログ信号
25はイメージ除去ミキサ58に入力され、局部発振信号26
と混合されてアップコンバートされ、アナログ信号59が
得られる。
【００４９】図７にイメージ除去ミキサ58の詳細なブロ
ック構成を示す。イメージ除去ミキサ58の動作を図７を
用いて説明する。
ック構成を示す。イメージ除去ミキサ58の動作を図７を
用いて説明する。
【００５０】まず、局部発振信号26は９０度移相器60に
入力され、信号65が得られる。次に、信号25は、アナロ
グミキサ61、62に入力され、それぞれ信号26、信号65と
ミキシングされてアップコンバートされ、それぞれ信号
66と信号67が得られる。
入力され、信号65が得られる。次に、信号25は、アナロ
グミキサ61、62に入力され、それぞれ信号26、信号65と
ミキシングされてアップコンバートされ、それぞれ信号
66と信号67が得られる。
【００５１】次に、信号67は−９０度移相器63によって
−９０度移相され、信号68が得られる。最後に信号66と
信号68はアナログ加算器64によって加算され、信号59が
得られる。
−９０度移相され、信号68が得られる。最後に信号66と
信号68はアナログ加算器64によって加算され、信号59が
得られる。
【００５２】このようにイメージ除去ミキサをアップコ
ンバート用ミキサとして用いることにより、アップコン
バート後に生じるイメージ波を減衰させることができる
（イメージ除去ミキサは原理的にはアナログ直交変調器
と同じであるため、イメージ波を３０dB程度は減衰でき
る)。
ンバート用ミキサとして用いることにより、アップコン
バート後に生じるイメージ波を減衰させることができる
（イメージ除去ミキサは原理的にはアナログ直交変調器
と同じであるため、イメージ波を３０dB程度は減衰でき
る)。
【００５３】信号59はバンドパスフィルタ12に入力さ
れ、不要周波数成分が除去されることによって、変調信
号28が得られる。
れ、不要周波数成分が除去されることによって、変調信
号28が得られる。
【００５４】以上のように第６の実施の形態の構成にお
いては、イメージ除去ミキサをアップコンバート用ミキ
サとして用いることにより、前記第５の実施の形態の構
成よりも直交変調周波数を下げることができ、前記第５
の実施の形態の構成よりもさらに消費電力の削減を図る
ことができる。
いては、イメージ除去ミキサをアップコンバート用ミキ
サとして用いることにより、前記第５の実施の形態の構
成よりも直交変調周波数を下げることができ、前記第５
の実施の形態の構成よりもさらに消費電力の削減を図る
ことができる。
【００５５】
【発明の効果】以上のように本発明は、前記各実施の形
態から明らかなように、入力信号に対し振幅制限を行う
ことによって演算ビット数を削減して、ディジタル化直
交変調器の処理速度の高速化を図り、さらに、ディジタ
ル化直交変調器をディジタル乗算器を用いずに構成する
ことによってＤ／Ａ変換器の処理速度の１／４の周波数
の直交変調信号を出力することができるようになるの
で、直交変調信号の高周波化をなし得るという効果を有
する。
態から明らかなように、入力信号に対し振幅制限を行う
ことによって演算ビット数を削減して、ディジタル化直
交変調器の処理速度の高速化を図り、さらに、ディジタ
ル化直交変調器をディジタル乗算器を用いずに構成する
ことによってＤ／Ａ変換器の処理速度の１／４の周波数
の直交変調信号を出力することができるようになるの
で、直交変調信号の高周波化をなし得るという効果を有
する。
【００５６】演算ビット数を１０ビットとした場合、現
状の市販ディジタル乗算器の演算速度は４０ＭＨｚ程度
であり、一方現状の市販Ｄ／Ａ変換器の処理速度は４０
０ＭＨｚである。従来構成では、直交変調周波数は現状
の市販ディジタル乗算器の演算速度の１／４の１０ＭＨ
ｚ程度が限界であったが、本発明では、直交変調周波数
を現状の市販Ｄ／Ａ変換器の処理速度の１／４の１００
ＭＨｚ程度とすることができ、従来構成の１０倍程度の
周波数の直交変調信号を得ることができる。
状の市販ディジタル乗算器の演算速度は４０ＭＨｚ程度
であり、一方現状の市販Ｄ／Ａ変換器の処理速度は４０
０ＭＨｚである。従来構成では、直交変調周波数は現状
の市販ディジタル乗算器の演算速度の１／４の１０ＭＨ
ｚ程度が限界であったが、本発明では、直交変調周波数
を現状の市販Ｄ／Ａ変換器の処理速度の１／４の１００
ＭＨｚ程度とすることができ、従来構成の１０倍程度の
周波数の直交変調信号を得ることができる。
【第１図】本発明の第１の実施の形態における変調装置
の構成図、
の構成図、
【第２図】本発明の第２の実施の形態における変調装置
の構成図、
の構成図、
【第３図】本発明の第３の実施の形態における変調装置
の構成図、
の構成図、
【第４図】本発明の第４の実施の形態における変調装置
の構成図、
の構成図、
【第５図】本発明の第５の実施の形態における変調装置
の構成図、
の構成図、
【第６図】本発明の第６の実施の形態における変調装置
の構成図、
の構成図、
【第７図】本発明の第６の実施の形態における変調装置
の一部分を構成するイメージ除去ミキサの構成図、
の一部分を構成するイメージ除去ミキサの構成図、
【第８図】従来の変調装置の構成図である。
１、２ 帯域制限フィルタ ３、４ ディジタル乗算器 ５ カウンタ ６ cos波形発生ＲＯＭ ７ sin波形発生ＲＯＭ ８ ディジタル加算器 ９ Ｄ／Ａ変換器 10 ローパスフィルタ 11、61、62 アナログミキサ 12、41、44 バンドパスフィルタ 13 ベースバンドＩ信号 14 ベースバンドＱ信号 15 帯域制限されたベースバンドＩ信号 16 帯域制限されたベースバンドＱ信号 17 サンプリングクロック 18 制御信号 19 cos波形信号 20 sin波形信号 21 Ｉ信号 22 Ｑ信号 23 ディジタル直交変調信号 24 直交変調信号 25 直交変調信号24の不要周波数成分を除去した信号 26 局部発振信号 27 信号25をアップコンバートした信号 28 変調信号 29、30 振幅制限回路 31、32、43 極性反転器 33 マルチプレクサスイッチ 34 振幅制限を行ったベースバンドＩ信号 35 振幅制限を行ったベースバンドＱ信号 36 信号34を帯域制限した信号 37 信号35を帯域制限した信号 38 信号36を極性反転した信号 39 信号37を極性反転した信号 40 振幅制限を行ったディジタル直交変調信号 42 基本波の高次高調波成分を希望成分とした直交変調
信号 45 信号39を極性反転した信号 46 Ｑ信号成分を極性反転したディジタル直交変調信号 47 信号46をアナログ信号に変換した信号 48 基本波の折り返し雑音成分を希望信号とした直交変
調信号 49 アナログ帯域制限フィルタ 50 信号34を極性反転した信号 51 信号35を極性反転した信号 52 帯域制限を行っていないディジタル直交変調信号 53 信号52をアナログ信号に変換した信号 54 信号53の不要周波数成分を除去した信号 55 信号54をアップコンバートした信号 56、57 振幅と帯域の両制限を行った波形情報を格納す
るＲＯＭ 58 イメージ除去ミキサ 59 信号25をイメージ除去ミキサ58でアップコンバート
した信号 60 ９０度移相器 63 −９０度移相器 64 アナログ加算器 65 Ｌｏ信号26を９０度移相した信号 66 信号25と信号26をミキシングした信号 67 信号25と信号54をミキシングした信号 68 信号56を−９０度移相した信号
信号 45 信号39を極性反転した信号 46 Ｑ信号成分を極性反転したディジタル直交変調信号 47 信号46をアナログ信号に変換した信号 48 基本波の折り返し雑音成分を希望信号とした直交変
調信号 49 アナログ帯域制限フィルタ 50 信号34を極性反転した信号 51 信号35を極性反転した信号 52 帯域制限を行っていないディジタル直交変調信号 53 信号52をアナログ信号に変換した信号 54 信号53の不要周波数成分を除去した信号 55 信号54をアップコンバートした信号 56、57 振幅と帯域の両制限を行った波形情報を格納す
るＲＯＭ 58 イメージ除去ミキサ 59 信号25をイメージ除去ミキサ58でアップコンバート
した信号 60 ９０度移相器 63 −９０度移相器 64 アナログ加算器 65 Ｌｏ信号26を９０度移相した信号 66 信号25と信号26をミキシングした信号 67 信号25と信号54をミキシングした信号 68 信号56を−９０度移相した信号
Claims (6)
- 【請求項１】 入力信号に対し振幅制限を行う振幅制限
回路と、入力信号に対し帯域制限を行う帯域制限フィル
タと、マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／Ａ変
換器によって構成されるディジタル化直交変調器と、直
交変調信号の不要周波数成分を除去するローパスフィル
タと、前記ローパスフィルタによって出力されたアナロ
グ信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするア
ナログミキサと、前記アナログミキサによって出力され
たアナログ信号の不要周波数成分を除去するバンドパス
フィルタとからなり、前記バンドパスフィルタの出力か
らアナログ変調信号を得ることを特徴とする変調装置。 - 【請求項２】 前記ディジタル化直交変調器の出力信号
の折り返し雑音成分を希望信号として用いることを特徴
とする請求項１記載の変調装置。 - 【請求項３】 前記ディジタル化直交変調器の出力信号
の高次高調波成分を希望信号として用いることを特徴と
する請求項１記載の変調装置。 - 【請求項４】 前記帯域制限フィルタを前記アナログミ
キサの後段部に配置したアナログフィルタで実現するこ
とを特徴とする請求項１ないし請求項３のいづれか一つ
に記載の変調装置。 - 【請求項５】 入力信号に対し振幅と帯域の両方の制限
を行った波形情報をＲＯＭに格納し、前記ＲＯＭから波
形情報を読み出すことを特徴とする請求項１ないし請求
項３のいづれか一つに記載の変調装置。 - 【請求項６】 イメージ除去ミキサをアップコンバート
用ミキサとして用いることを特徴とする請求項１ないし
請求項５のいづれか一つに記載の変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8129349A JPH09298568A (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8129349A JPH09298568A (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09298568A true JPH09298568A (ja) | 1997-11-18 |
Family
ID=15007415
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8129349A Pending JPH09298568A (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09298568A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6109743A (en) * | 1997-01-08 | 2000-08-29 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Ink cartridge, process for forming it and liquid ink feeder |
| JP2010521851A (ja) * | 2007-03-16 | 2010-06-24 | オーストリアマイクロシステムズ アクチエンゲゼルシャフト | 信号変換装置及び信号変換方法 |
-
1996
- 1996-04-26 JP JP8129349A patent/JPH09298568A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6109743A (en) * | 1997-01-08 | 2000-08-29 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Ink cartridge, process for forming it and liquid ink feeder |
| JP2010521851A (ja) * | 2007-03-16 | 2010-06-24 | オーストリアマイクロシステムズ アクチエンゲゼルシャフト | 信号変換装置及び信号変換方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR0130471B1 (ko) | Ssb 신호 발생기 | |
| JPH0129469B2 (ja) | ||
| JP5821846B2 (ja) | 周波数変換器およびそれを用いた受信機 | |
| JP2728114B2 (ja) | Ｆｍ変調回路 | |
| JPH06315039A (ja) | π／４シフトＤＱＰＳＫ変調器 | |
| WO2012002023A1 (ja) | 周波数変換器およびそれを用いた受信機 | |
| KR100631210B1 (ko) | ＩＦ ｄｉｒｅｃｔ ｓａｍｐｌｉｎｇ 방식을 적용한 수신기의 복조회로 | |
| EP0695028A2 (en) | Small-scale signal adding device and differential detecting device | |
| JPH1117749A (ja) | 復調回路 | |
| JPH09298568A (ja) | 変調装置 | |
| JP3369383B2 (ja) | 変調装置 | |
| JP3230787B2 (ja) | ディジタル化直交位相変調回路 | |
| JPH0936663A (ja) | 周波数変換回路 | |
| JPH0936664A (ja) | 周波数変換回路 | |
| JP3387999B2 (ja) | デジタル直交変調器 | |
| JPH08149169A (ja) | ディジタル直交変調器 | |
| JPH08149170A (ja) | 変調装置 | |
| JPH0974430A (ja) | ディジタル直交変調器 | |
| JPH0823359A (ja) | ディジタル直交変調器 | |
| JPH0642683B2 (ja) | デイジタル位相変調回路 | |
| JPH08149167A (ja) | ディジタル直交変調器 | |
| JPH0974429A (ja) | ディジタル直交変調装置 | |
| JPH08149168A (ja) | ディジタル直交変調器 | |
| JP3100018B2 (ja) | 直交位相変調回路 | |
| JP3356849B2 (ja) | デジタル直交変調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040730 |