JPH08149168A - ディジタル直交変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の１／２の周波
数の変調信号を出力できるディジタル直交変調器を提供
する。 【構成】 ディジタル帯域制限フィルタ１，２でベース
バンドＩ，Ｑ信号13，14を帯域制限後、加算器29で加算
し、乗算器30で１／√２倍の乗算を行う。Ｐ／Ｓ変換器
32は、乗算器30からの信号と極性反転器31が乗算器30か
らの信号を極性反転したものを、サンプリング周波数ク
ロック17を２分周したタイミングで時間順に合成し、デ
ィジタル変調信号23を出力する。ディジタル変調信号23
は、Ｄ／Ａ変換器９でアナログ変調信号24に変換され、
ローパスフィルタ10で不要周波数成分を除去、アナログ
ミキサー11で局部発振信号26と混合しアップコンバート
を行い、バンドパスフィルタ12で不要周波数成分を除去
後、変調信号28を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル移動体通信
等に用いる無線機に使用する直交変調器に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来のディジタル直交変調器は、図４に
示したように構成されている。図４において、１，２は
ベースバンドＩ信号，ベースバンドＱ信号をそれぞれ帯
域制限するディジタル帯域制限フィルタ、３，４はベー
スバンドＩ信号，ベースバンドＱ信号を乗算する乗算
器、５はＣＯＳ波形信号およびＳＩＮ波形信号を呼び出
すカウンタ、６はＣＯＳ波形信号を出力するＣＯＳ波形
信号ＲＯＭ、７はＳＩＮ波形信号を出力するＳＩＮ波形
信号ＲＯＭ、８はＩ信号，Ｑ信号を加算する加算器、９
はディジタル変調信号をアナログ変調信号に変換するＤ
／Ａ変換器、10はアナログ変調信号の不要周波数成分を
除去するローパスフィルタ、11はローパスフィルタ10に
よって出力されたアナログ信号を局部発振信号と混合し
アップコンバートするアナログミキサー、12はアナログ
ミキサー11によって出力されたアップコンバートされた
アナログ信号の不要周波数成分を除去するバンドパスフ
ィルタである。

【０００３】以上のように構成されたディジタル直交変
調器では、まず、ベースバンドＩ信号13，ベースバンド
Ｑ信号14がそれぞれディジタル帯域制限フィルタ１，２
に入力され、帯域制限される。次に、帯域制限されたベ
ースバンドＩ信号15，帯域制限されたベースバンドＱ信
号16は乗算器３，４に入力される。また、サンプリング
周波数クロック17がカウンタ５に入力され、制御信号18
が出力される。この制御信号18はＣＯＳ波形信号ＲＯＭ
６，ＳＩＮ波形信号ＲＯＭ７に入力され、それぞれＣＯ
Ｓ波形信号19，ＳＩＮ波形信号20が出力され乗算器３，
４に入力される。帯域制限されたベースバンドＩ信号15
とＣＯＳ波形信号19は乗算器３によって乗算されＩ信号
21が出力される。また同様に、帯域制限されたベースバ
ンドＱ信号16とＳＩＮ波形信号20も乗算器４で乗算され
Ｑ信号22が出力される。

【０００４】次に、Ｉ信号21とＱ信号22は加算器８によ
って加算され、ディジタル変調信号23が出力される。デ
ィジタル変調信号23はＤ／Ａ変換器９に入力され、アナ
ログ変調信号24が得られる。アナログ変調信号24はロー
パスフィルタ10によって不要周波数成分が除去され、ア
ナログ信号25が得られる。アナログ信号25はアナログミ
キサー11に入力され、局部発振信号26と混合されてアッ
プコンバートされ、アップコンバートされたアナログ信
号27が得られる。最後に、アップコンバートされたアナ
ログ信号27はバンドパスフィルタ12に入力され、不要周
波数成分を除去されることによって、変調信号28が得ら
れる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、変調器
から出力される変調信号は、一般的に後段部で局部発振
信号と混合されてアップコンバートされ、必要な信号成
分以外はフィルタで除去される。しかし、変調信号の周
波数が低くなるにつれて急峻なフィルタが要求され、フ
ィルタの実現が困難になるため、変調器から出力される
変調信号の高周波化を図る必要がある。しかし、変調器
によって出力される変調信号の周波数は使用される乗算
器の演算速度により決まる。前記のような構成のディジ
タル直交変調器では、１周期当たりのサンプリング数を
２とした場合、変調信号の周波数は乗算器の最高演算速
度の１／２が限界であるという問題があった。

【０００６】本発明は、前記従来技術の問題を解決する
ものであり、Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の１／２の周
波数の変調信号を出力できるようにし、更に帯域制限を
後段部において行うことで演算ビット数を削減し、処理
速度の高速化を図ったディジタル直交変調器を提供する
ことを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明は、ベースバンドＩ，Ｑ信号を帯域制限する
帯域制限フィルタと、帯域制限されたベースバンドＩ，
Ｑ信号を加算する加算器と、該加算器によって得られた
信号に対し１／√２倍の乗算を行う乗算器と、該乗算器
によって得られた信号の極性を反転する極性反転器と、
前記乗算器によって得られた信号と前記極性反転器によ
って得られた信号を時間順に合成しディジタル変調信号
を得るパラレル／シリアル(Paralell-Serial)変換器(以
下、Ｐ／Ｓ変換器という)と、前記ディジタル変調信号
をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器と、変換さ
れた前記アナログ変調信号の不要周波数成分を除去する
ローパスフィルタと、該ローパスフィルタによって出力
されたアナログ信号を局部発振信号と混合しアップコン
バートするアナログミキサーと、該アナログミキサーに
よって出力されたアナログ信号の不要周波数成分を除去
するバンドパスフィルタとからなり、該バンドパスフィ
ルタの出力からアナログ変調信号を得ることを特徴とす
る。

【０００８】また、ベースバンドＩ，Ｑ信号を加算する
加算器と、該加算器によって得られた信号に対し１／√
２倍の乗算を行う乗算器と、該乗算器によって得られた
信号の極性を反転する極性反転器と、前記乗算器によっ
て得られた信号と前記極性反転器によって得られた信号
を時間順に合成しディジタル変調信号を得るＰ／Ｓ変換
器と、前記ディジタル変調信号をアナログ変調信号に変
換するＤ／Ａ変換器と、変換された前記アナログ変調信
号の不要周波数成分を除去するローパスフィルタと、該
ローパスフィルタによって出力されたアナログ信号を局
部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキ
サーと、該アナログミキサーによって出力されたアナロ
グ信号に対し、帯域制限を行う帯域制限フィルタとから
なり、該帯域制限フィルタの出力からアナログ変調信号
を得るように構成したものである。

【０００９】

【作用】前記構成によれば、ディジタル帯域制限フィル
タと、加算器と、１／√２倍の乗算を行う乗算器と、極
性反転器と、Ｐ／Ｓ変換器と、Ｄ／Ａ変換器と、ローパ
スフィルタと、アナログミキサーと、バンドパスフィル
タとからなるディジタル直交変調器を構成し、Ｐ／Ｓ変
換器の前段部に１／√２倍の乗算を行う乗算器と極性反
転器とを挿入することにより、Ｄ／Ａ変換器の最高処理
速度の１／２の周波数の変調信号を得ることができる。

【００１０】また、加算器と、１／√２倍の乗算を行う
乗算器と、極性反転器と、Ｐ／Ｓ変換器と、Ｄ／Ａ変換
器と、ローパスフィルタと、アナログミキサーと、アナ
ログ帯域制限フィルタとからなるディジタル直交変調器
を構成し、Ｐ／Ｓ変換器の前段部に１／√２倍の乗算を
行う乗算器と極性反転器とを挿入することにより、Ｄ／
Ａ変換器の最高処理速度の１／２の周波数の変調信号が
得られ、更に帯域制限を初段部ではなく後段部のアナロ
グ帯域制限フィルタを用いて行うことによって、所要演
算ビット数を削減し、処理速度の高速化を図れる。

【００１１】

【実施例】以下、図面を参照して実施例を詳細に説明す
る。図１は本発明の第１の実施例に用いたディジタル直
交変調器の構成を示すものである。また、従来例の図４
で説明した同一作用効果のものには同一符号を付す。図
１において、１，２はディジタル帯域制限フィルタ、９
はＤ／Ａ変換器、10はローパスフィルタ、11はアナログ
ミキサー、12はバンドパスフィルタ、29は２つの入力信
号の加算を行う加算器、30は入力信号に対して１／√２
倍の乗算を行う乗算器、31は入力信号の極性を反転する
極性反転器、32は、２つの系統で入力される信号を時間
順に合成し、１つの系統の信号に変換するＰ／Ｓ変換器
である。

【００１２】また、図２は本発明の第１の実施例のディ
ジタル直交変調器の各信号のタイミングチャートを示す
ものである。17はサンプリング周波数クロック、17′は
サンプリング周波数クロック17を２分周したクロック、
13はベースバンドＩ信号、14はベースバンドＱ信号、33
はベースバンドＩ信号13とベースバンドＱ信号14を加算
した(Ｉ+Ｑ)信号、34は(Ｉ+Ｑ)信号33を１／√２倍の乗
算を行う乗算器30により１／√２倍した(Ｉ+Ｑ)／√２
信号、35は(Ｉ+Ｑ)／√２信号34を極性反転器31にて信
号の極性を反転した(-Ｉ-Ｑ)／√２信号、34′は１／√
２倍の乗算を行う乗算器30からの(Ｉ+Ｑ)／√２信号34
とクロック17′の論理積によって得られた［Ｉ(nT)+Ｑ
(nT)］／√２信号、35′は極性反転器31からの(-Ｉ-Ｑ)
／√２信号35とクロック17′を極性反転した信号との論
理積によって得られた［-Ｉ(nT)-Ｑ(nT)］／√２信号、
23はＰ／Ｓ変換器32からの出力でディジタル変調信号で
ある。

【００１３】以上のように構成された第１の実施例であ
るディジタル直交変調器について、その動作を説明す
る。

【００１４】入力信号のベースバンドＩ信号13とベース
バンドＱ信号14は、それぞれディジタル帯域制限フィル
タ１，２により帯域制限され、帯域制限されたベースバ
ンドＩ信号15，ベースバンドＱ信号16が得られる。帯域
制限されたベースバンドＩ信号15，ベースバンドＱ信号
16は加算器29により加算され、(Ｉ+Ｑ)信号33が得られ
る。(Ｉ+Ｑ)信号33は１／√２倍の乗算を行う乗算器30
に入力され１／√２倍の乗算が行われ、(Ｉ+Ｑ)／√２
信号34が得られる。(Ｉ+Ｑ)／√２信号34は２つの信号
の系統に分けられ、２つの信号の系統のうち１つの系統
の信号は極性反転器31により極性反転され、(-Ｉ-Ｑ)／
√２信号35が得られる。(Ｉ+Ｑ)／√２信号34と(-Ｉ-
Ｑ)／√２信号35はＰ／Ｓ変換器32に入力される。

【００１５】これらの信号はＰ／Ｓ変換器32によって、
サンプリング周波数クロック17のタイミングで時間順に
合成される。すなわち、(Ｉ+Ｑ)／√２信号34とサンプ
リング周波数クロック17を２分周したクロック17′との
論理積により［Ｉ(nT)+Ｑ(nT)］／√２信号34′が得ら
れ、(-Ｉ-Ｑ)／√２信号35とクロック17′を極性反転し
た信号との論理積により［-Ｉ(nT)-Ｑ(nT)］／√２信号
35′が得られる。ディジタル変調信号23は［Ｉ(nT)+Ｑ
(nT)］／√２信号34′と［-Ｉ(nT)-Ｑ(nT)］／√２信号
35′の論理和によって得られる。ディジタル変調信号Ｓ
(nT/2)は(数１)に示すようになる。

【００１６】

【数１】 Ｓ(nT/2)＝ ［Ｉ(nT)+Ｑ(nT)］／√２；ｎ＝２k [-Ｉ(nT)-Ｑ(nT)］／√２；ｎ＝２k＋１ ただし、ｎ；0，1，2，……、ｋ；0，1，2，……、Ｔ；
１/変調周波数 ディジタル変調信号23はＤ／Ａ変換器９に入力され、サ
ンプリング周波数クロック17のタイミングでアナログの
信号に変換され、アナログ変調信号24が得られる。

【００１７】アナログ変調信号24はローパスフィルタ10
により不要周波数成分を除去され、アナログ信号25が得
られる。アナログ信号25はアナログミキサー11に入力さ
れ、局部発振信号26と混合されてアップコンバートされ
たアナログ信号27を得る。アップコンバートされたアナ
ログ信号27はバンドパスフィルタ12に入力され、不要周
波数成分を除去されることにより変調信号28が得られ
る。

【００１８】以上のように、ベースバンドＩ信号13，ベ
ースバンドＱ信号14を帯域制限するディジタル帯域制限
フィルタ１，２と、帯域制限されたベースバンドＩ信号
15，ベースバンドＱ信号16の加算を行う加算器29と、加
算器29からの出力に１／√２倍の乗算を行う乗算器30
と、１／√２倍の乗算を行う乗算器30から得られた信号
の極性反転を行う極性反転器31と、１／√２倍の乗算を
行う乗算器30と極性反転器31により得られた信号を時間
順に合成しディジタル変調信号23を得るＰ／Ｓ変換器32
と、ディジタル変調信号23をアナログ変調信号24に変換
するＤ／Ａ変換器９と、アナログ変調信号24の不要周波
数成分を除去するローパスフィルタ10と、ローパスフィ
ルタ10からの出力のアナログ信号25を局部発振信号26と
混合しアップコンバートするアナログミキサー11と、ア
ナログミキサー11からのアップコンバートされたアナロ
グ信号27の不要周波数成分を除去するバンドパスフィル
タ12による構成に示すように、１／√２倍の乗算を行う
乗算器30と極性反転器31をＰ／Ｓ変換器32の前段部に挿
入することにより、Ｄ／Ａ変換器９の最高処理速度の１
／２となるような周波数の変調信号を得ることが可能な
ディジタル直交変調器が実現できる。

【００１９】次に、図３は本発明の第２の実施例である
ディジタル直交変調器の構成を示すものである。図３に
おいて、９はＤ／Ａ変換器、10はローパスフィルタ、11
はアナログミキサー、29は加算器、30は１／√２倍の乗
算を行う乗算器、31は極性反転器、32はＰ／Ｓ変換器、
36はアナログミキサー11の出力であるアップコンバート
されたアナログ信号27に対し、帯域制限を行うアナログ
帯域制限フィルタである。ここで第１の実施例との構成
の違いは、初段部のディジタル帯域制限フィルタ１，２
がなく、後段部にアナログ帯域制限フィルタ36を設けた
ことである。

【００２０】入力信号のベースバンドＩ信号13とベース
バンドＱ信号14は加算器29にそれぞれ入力，加算され
(Ｉ+Ｑ)信号33が得られる。これ以後の処理は第１の実
施例と同様の処理が行われ、最後にアップコンバートさ
れたアナログ信号27がアナログ帯域制限フィルタ36に入
力され、帯域制限されることにより変調信号28を得る。

【００２１】以上のことから、帯域制限を初段部のベー
スバンド部においてディジタル帯域制限フィルタ１，２
を用いて行った場合、十分な特性(一般に変調器の特性
は、変調精度および隣接するチャネル漏洩電力によって
評価される)を満足するための所要演算ビット数は、12
ビット以上が必要である。しかし第２の実施例において
は、帯域制限を後段部においてアナログ帯域制限フィル
タを用いて行っているため、所要演算ビット数を10ビッ
ト程度に削減でき、更に処理速度の高速化を図ることが
できる。

【００２２】現状の一般的な市販12ビットのディジタル
乗算器を用いる従来の構成では最高処理速度は10MHz程
度であり、変調周波数は５MHz程度が限界である。ま
た、市販10ビットのディジタル乗算器においても最高処
理速度は40MHz程度で、変調周波数は20MHz程度が限界で
ある。しかし、例えば演算ビット数を10ビットとした場
合、一般的な市販10ビットのＤ／Ａ変換器の最高処理速
度は400MHz程度であるため、本実施例では変調周波数を
200MHz程度とすることができ、従来の構成で12ビットの
ディジタル乗算器を用いた場合の40倍、10ビットのディ
ジタル乗算器を用いた場合の10倍の変調信号を得ること
ができる。

【００２３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の第１の実
施例の構成によれば、Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の１
／２の周波数の変調信号を得ることができ、また第２の
実施例の構成によれば、後段部のアナログ帯域制限フィ
ルタを用いて帯域制限を行うことにより所要演算ビット
数を削減し処理速度の高速化が図れ、変調器から出力さ
れる変調信号の高周波化が可能となるという効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に用いたディジタル直交
変調器を示す構成図である。

【図２】本発明の第１の実施例のディジタル直交変調器
の各信号を示すタイミングチャートである。

【図３】本発明の第２の実施例に用いたディジタル直交
変調器を示す構成図である。

【図４】従来のディジタル直交変調器を示す構成図であ
る。

【符号の説明】

１，２…ディジタル帯域制限フィルタ、 ３，４…乗算
器、 ５…カウンタ、６…ＣＯＳ波形信号ＲＯＭ、 ７
…ＳＩＮ波形信号ＲＯＭ、 ８，29…加算器、９…Ｄ／
Ａ変換器、 10…ローパスフィルタ、 11…アナログミ
キサー、 12…バンドパスフィルタ、 13…ベースバン
ドＩ信号、 14…ベースバンドＱ信号、15…帯域制限さ
れたベースバンドＩ信号、 16…帯域制限されたベース
バンドＱ信号、 17…サンプリング周波数クロック、
17′…サンプリング周波数クロック17を２分周したクロ
ック、 18…制御信号、 19…ＣＯＳ波形信号、 20…
ＳＩＮ波形信号、 21…Ｉ信号、 22…Ｑ信号、 23…
ディジタル変調信号、 24…アナログ変調信号、 25…
アナログ信号、 26…局部発振信号、 27…アップコン
バートされたアナログ信号、 28…変調信号、 30…１
／√２倍の乗算を行う乗算器、 31…極性反転器、 32
…Ｐ／Ｓ変換器、 33…(Ｉ+Ｑ)信号、 ３４…（Ｉ+
Ｑ)／√２信号、 34′…［Ｉ(nT)+Ｑ(nT)］／√２信
号、 35…(-Ｉ-Ｑ)／√２信号、 35′…［-Ｉ(nT)-Ｑ
(nT)］／√２信号、 36…アナログ帯域制限フィルタ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ベースバンドＩ信号，ベースバンドＱ信
   号を帯域制限する帯域制限フィルタと、帯域制限された
   ベースバンドＩ信号，ベースバンドＱ信号を加算する加
   算器と、該加算器によって得られた信号に対し１／√２
   倍の乗算を行う乗算器と、該乗算器によって得られた信
   号の極性を反転する極性反転器と、前記乗算器によって
   得られた信号と前記極性反転器によって得られた信号を
   時間順に合成しディジタル変調信号を得るパラレル／シ
   リアル変換器と、前記ディジタル変調信号をアナログ変
   調信号に変換するＤ／Ａ変換器と、変換された前記アナ
   ログ変調信号の不要周波数成分を除去するローパスフィ
   ルタと、該ローパスフィルタによって出力されたアナロ
   グ信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするア
   ナログミキサーと、該アナログミキサーによって出力さ
   れたアナログ信号の不要周波数成分を除去するバンドパ
   スフィルタとからなり、該バンドパスフィルタの出力か
   らアナログ変調信号を得ることを特徴とするディジタル
   直交変調器。
2. 【請求項２】 ベースバンドＩ信号，ベースバンドＱ信
   号を加算する加算器と、該加算器によって得られた信号
   に対し１／√２倍の乗算を行う乗算器と、該乗算器によ
   って得られた信号の極性を反転する極性反転器と、前記
   乗算器によって得られた信号と前記極性反転器によって
   得られた信号を時間順に合成しディジタル変調信号を得
   るパラレル／シリアル変換器と、前記ディジタル変調信
   号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器と、変換
   された前記アナログ変調信号の不要周波数成分を除去す
   るローパスフィルタと、該ローパスフィルタによって出
   力されたアナログ信号を局部発振信号と混合しアップコ
   ンバートするアナログミキサーと、該アナログミキサー
   によって出力されたアナログ信号に対し、帯域制限を行
   う帯域制限フィルタとからなり、該帯域制限フィルタの
   出力からアナログ変調信号を得ることを特徴とするディ
   ジタル直交変調器。