CN1047707C - 移频键控接收机 - Google Patents

Abstract

FSK接收机，包括：放大器、本振电路、混频电路、限幅电路、解调电路、电流检测电路、和控制电路。放大器放大用二进制数字信号调频的接收波。本振电路输出本振频率信号。混频电路把放大器的输出与本振频率信号混频。限幅电路接收混频电路的基带信号分量输出，以限制其振幅。解调器借助于接收波产生的取样信号，对限幅电路的二进制信号取样。电流检测电路检测流过混频电路的电流。控制电路根据电流检测电路的输出控制放大器的增益。

Description

移频键控接收机

本发明涉及FSK(移频键控)接收机，更具体地说，涉及其借助于FSK调制系统用二进制数字信号调频波由正交检测系统接收的FSK接收机。

近年来，随着集成电路技术的进展已开发了小型接收机。但是，在无线通讯领域中，由于基本电路系统维持不变，存在着不能被集成或不易被集成的元件致使缩小接收机的体积几乎达到了其极限。例如，在超外差式接收机中，高频滤波器、中频滤波器等等占据了大量面积。

通过整个地改变基本电路系统，现已提出不使用占据大面积的高频滤波器、中频滤波器之类元件的电路系统。例如，FSK接收机中的直接转换系统是已知的。正如在(例如美国专利4521892中所描述的那样，在这直接转换系统中，信道频率设定为等于本机振荡频率以便产生接收信号频率与本振频率之间的差拍分量，而且只有基带信号由低通滤波器取出。误差拍分量由限幅器加以限幅，然后被解调。

这直接转换系统具有以下特征。即，由于信道频率等于本振频率，所以中频变为零，并且没有镜频出现。这意味着在高频放大器和中频放大器中不需要任何用于衰减镜频的具有极好选择性的滤波器。因此，能获得使用直接转换系统重量轻的小型FSK接收机。

由于信道滤波器的中频为零，所以用低频有源滤波器就能组成用于衰减邻近信道干扰波的信道滤波器。这种信道滤波器最好能实现集成电路。

如上所述，采用直接转换系统不需要高频滤波器、中频滤波器等等元件，而且能得到重量轻的小型FSK接收机。然而，传统的直接转换系统使用正交基带信号，而混频电路必须具有单平衡式电路布置。

当场强增加时，这种单平衡式电路是容易饱和的。尤其当使用的供电电压低时，这种饱和就更加显著。当出现饱和时，容易发生互调使电路性能下降。近年来通讯领域的市场已活跃起来，同时增加了无线电波的使用频率，结果是提高了当地的场强。从而容易发生互调。

本发明的一个目的是提供具有改进互调特性的FSK接收机。

本发明的另一目的是提供在高场强下能防止单平衡式混频电路饱和的FSK接收机。

本发明的又一目的是提供重量轻的小型FSK接收机。

为了达到上述目的，根据本发明所提供的FSK接收机包括：放大装置，用于放大经二进制数字信号调频的接收电波；本机振荡装置，用于输出本振频率信号；混频装置，用于将来自放大装置的放大后输出信号与本振频率信号混频；限幅装置，用于接收来自混频装置的基带信号分量的输出，以限制其振幅；解调装置；用于借助接收电波产生的抽样信号，对来自限幅装置的二进制信号进行抽样；电流检测装置，用于检测混频装置的电流流动性；以及控制装置，用于根据来自电流检测装置的输出来控制所述放大装置的增益。

图1是显示按照本发明的FSK接收机的一个实施例的方框图；

图2是显示图1实施例中的解调器10的操作时序图；

图3是显示图1实施例中的AGC(自动增益控制)电路13的布置的电路图；

图4是显示图1实施例中的AGC电路13的另一种布置的电路图；

图5是显示高频放大器1的布置的电路图，以说明本发明的AGC操作；

图6是显示高频放大器1的另一布置的电路图，以说明本发明的ACC操作；及

图7是显示高频放大器1的又一布置的电路图，以说明本发明的AGC操作。

下文将参考诸附图描述本发明的一个实施例。图1示出本发明的一个实施例。输入到输入端IN的用二进制数字信号的传号或空号调频的接收电波经由高频放大器1加以放大，并被分成两个分量，分别输入到混频电路2和3。混频电路2的另一个输入是通过90°移相器5把来自本机振荡电路4的本振频率移相了+45°所得到的频率信号，而混频电路3的另一个输入是通过90°移相器5把来自本机振荡电路4的本振频率移相了-45°所得到的频率信号。

彼此相移了90°的基带信号是从混频电路2和3得到的，该混频电路2和3各自接收来自高频放大器1的输出和来自90°移相器5的输出。这样，如上所述，由于信道频率等于来自本机振荡电路4的本振频率，所以基带频率具有差频。低通滤波器6和7只取出基带信号分量，从而限制了噪声频带。

取出的基带信号分量分别被输入到限幅电路8和9，得到了二值化I信号(同相信号分量)和二值化Q信号(象限Quadrant)信号分量)。^*I和Q信号被输入到由D触发器组成的解调器10以便加以解调。

图2B所示Q信号被加到组成解调器10的D触发器的数据输入端D，图2c所示I信号被输入到时钟输入端CL，Q信号是响应I信号的前沿而被接收的。这样，图2D所示已解调输出L出现在D触发器的Q输出端。已解调的输出L通过用于降低噪声的低通滤波器11输入到比较器12并加以二值化，同时出现在输出端OUT的已解调的输出L作为对应于图2A所示传输侧上的二进制数据的二进制数字信号。

尽管上述装置是大家都知道不错的装置，按照本发明，还是把AGC电路13加到该装置中以防止饱和，为的是得到混频电路2的良好互调特性。该AGC电路13检测混频电路2的电流流动，以便根据被测得的电流来控制高频放大器1的增益。

图3显示在本发明一个实施例中的混频电路2和AGC电路13。混频电路2是单平衡式电路，是由发射极连接的差动晶体管Q1和Q2，连接在地和差动晶体管Q1和Q2的发射极之间的公共连接点间的电流源晶体管Q3、以及电阻R₁至R₄所组成，电阻R₁至R₄分别跨接在从AGC电路13延伸的电源线和晶体管Q₁与Q₂的集电极及基极之间。来自高频放大器1的RF(高频)信号被加到晶体管Q₃的基极，来自90°移相器5的本振信号被加到晶体管Q₁的基极，同时是从晶体管Q₂的集电极提取的要加到低通滤波器6的差拍分量。

AGC电路13由串联插入从混频电路2和差动放大器111的电源110延伸的电源线当中的电阻112组成，该放大器111取电阻112两端电压作为其差动输入，用于输出控制信号至高频放大器1。

在高场强区域中进行接收操作时，为响应提供给晶体管Q₃基极的大振幅RF信号，混频电路2执行饱和操作。由于这个缘故，增大了混频电路2的平均电流(电源电流)，该电流被电阻112检出并被转换成电阻112两端的电压。这样，从差动放大器111加到高频放大器1的AGC电压是按照混频电路2的平均电流而产生的。

AGC电路13是由差动放大器111如此组成以致于AGC电压是与混频电路2的平均操作电流值成正比而产生的。然而，可以用比较器代替差动放大器111组成AGC电路13。在这情况下，如果混频电路2的平均操作电流值大于预定值的话，就能产生AGC电压。

图4显示AGC电路的另一装置。在图4中和图3相同的标号表示同样的元件。由于电路电流因混频电路2的饱和而增加，降低了混频电路2输出端(即，晶体管Q₂的集电极)的偏压。因此，在这装置中，偏压的变化是由比较器113检出而产生AGC电压。

更准确地说，从混频电路2来的输出电压是通过电阻R₇和电容c₂的积分以获得平均值，该平均值被用作比较器113的一个输入。当基准电压充当另一个输入时，就使用通过电阻R₅降低电源电压所得到的电压降。电阻R₅具有和电阻R₂相同的阻值，而在无信号状态下与在晶体管Q₂的集电极中流动的电流相等的电流则加到电阻R₅上。

为此目的，设置了晶体管Q₄，使该晶体管Q₄，流过其值为来自电流源晶体管Q₃的1/2电流的电流，这电流供到电阻R₅以便具有与无信号状态下的电流值相等的值，由此产生比较器113的基准电压。

注意，电阻R₆和电容C₁构成一积分电路用于阻止高频信号混入到电流源晶体管Q₄的电流当中。

在这装置中，可用差动放大器代替比较器113，以便依据差动输入之间的差异产生AGC电压。

下面将描述使用图3和4所示AGC电压的高频放大器1的AGC操作。参考图5，高频放大器1是由发射极接地晶体管Q6、基极接地晶体管Q7、以及LC振荡回路114组成。LC振荡回路114有选择地输出RF信号。通过晶体管Q₇的基极电阻R₉和R₁₀把电路电源电压Vcc加到高频放大器1。应当指出，电容器C₃就是降噪电容器。’在这个实施例中，pnp晶体管Q₅接到与电源线串联的电阻R₉的两端，来自AGC电路13的AGC电压经电阻R₈加到晶体管Q₅的基极。例如，AGC电压在高场强下达到高电平，而该AGC电压在低场强下转为低电平。在低场强下，晶体管Q₅被导通以便把电阻R₉短路，因此供电电流不受限制。在高场强下，由于电阻R₉是插在电源线当中，所以供电电流受限制，从而减小了增益。

因此，当AGC电压根据场强的增加而逐渐增加时，pnp晶体管Q₅的阻抗也相应地逐渐增加，使电阻R₉逐渐地限制电流，这样就能控制增益。

在图6所示的配置中，pnp晶体管Q₈并联接到LC振荡回路114充当输出电路，AGC电压通过倒相器115和电阻R₁₁被加到pnp晶体管Q₈的基极。当AGC电压在高场强下达到高电平时，晶体管Q₈导通，使得LC振荡回路114处于短路状态，从而减小了LC振荡回路114的阻抗。这样，就降低了电路增益。

在这种配置中，当AGC电压根据场强而变化时，LC振荡回路114的阻抗可通过逐渐改变晶体管Q₈的阻抗来加以控制。

在图7的配置中，电阻R₁₂与高频放大器1的RF输出线(即，晶体管Q₇的集电极输出线)串联，晶体管Q₉接到电阻R₁₂的两端。显然，在图7的配置中，根据经由电阻R₁₃加到晶体管Q₉的AGC电压可以控制晶体管Q₉的阻抗，以改变电阻R₁₂和晶体管Q₉的复合阻抗，而可实现各种不同的改动。

如上所述，按照本发明，由于在高场强下能阻止混频电路的饱和，所以能便利地改善互调特性。

Claims (8)

1.Fsk接收机，其特征在于，包括：

放大装置(1)，用于放大用二进制数字信号调频的接收电波；

本机振荡装置(4)，用于输出本振频率信号；

混频装置(2)，用于把来自所述放大装置的放大后输出信号同本振频率信号混频；

限幅装置(8)，用于接收来自所述混频装置的基带信号分量输出以限制其振幅；

解调装置(10)，用于借助接收电波产生的抽样信号，对来自所述限幅装置的二进制信号进行取样；

电流检测装置(13)，用于检测流过所述混频装置的电流；及

控制装置(Q₅，Q₈，Q₉)，用于：根据来自所述电流检测装置的输出来控制所述放大装置的增益。

2.按照权利要求1的接收机，其特征在于，所述电流检测装置包括：串联插入所述混频装置的电源线当中的检测电阻(112)和根据所述检测电阻的端电压来输出控制信号的装置(111)。

3.按照权利要求1的接收机，其特征在于，所述电流检测装置包括：根据来自所述混频装置的输出DC电压来输出控制信号的装置(113)。

4.按照权利要求1的接收机，其特征在于，所述控制装置包括：根据从电流检测装置来的输出，控制来自所述放大装置的偏置电流的偏流控制装置(Q₅)。

5.按照权利要求1的接收机，其特征在于，所述控制装置包括：用于根据所述电流检测装置的输出控制所述放大装置的输出电路(114，R₁₂)阻抗的阻抗控制装置(Q₈，Q₇)。

6.按照权利要求5的接收机，其特征在于，所述输出电路包括：并联谐振电路114，和所述阻抗控制装置控制所述并联谐振电路的阻抗。

7.按照权利要求5的接收机，其特征在于，所述输出电路包括：电阻(R₁₂)，和所述阻抗控制装置控制所述电阻的DC阻抗。

8.按照权利要求1的接收机，其特征在于，所述控制装置是由并联连接到用于控制所述放大装置增益的一个元件上的晶体管构成，并且有由所述电流检测装置的输出所控制的阻抗。

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