JP5420638B2 - 高度に線形な埋込みフィルタリングパッシブミキサ - Google Patents

Description

米国特許法第１１２条の下の優先権の主張

本願発明は参照によって明示的にここに組み込まれ、本願の譲受人に譲渡され、２００８年４月７日に出願され、「高度に線形な埋込みフィルタリングパッシブミキサ」と題する米国仮出願第６１／０４３，０１５の優先権を主張する。

本開示は、一般的に回路に関し、特に、無線通信および他の応用に適する増幅器に関する。

ゼロＩＦ（中間周波数）無線周波数（ＲＦ）フロントエンドアーキテクチャはより低コストおよび部品展開表（ＢＯＭ）によりセルラシステムには魅力的である。ホモダイン、シンクロダインあるいはゼロＩＦ受信機としても知られている直接変換受信機（ＤＣＲ）は、必要とされる信号の搬送波へ周波数において同期された局部発振器信号とミキシングすることにより、入力信号を復調する無線受信機設計である。必要とされる復調信号は、さらなる検波を必要とせずに、ミキサ出力を低域通過フィルタリングすることによって直ちに得られる。受信機は、高感度という長所を持ち、本来的に精密な復調器である。

しかしながら、低雑音増幅器（ＬＮＡ）ステージの後の外部ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタは、いくつかの理由でセルラシステムの必須構成要素であった。ＣＤＭＡやＷＣＤＭＡのような全二重通信方式の中で外部ＳＡＷフィルタを使用することの２つの主な理由は、送信（Ｔｘ）オフセットにおけるＩＩＰ_２性能およびトリプルビート（ＴＢ）である。（ＩＩＰ_２は、２次の２つのトーンディストーションの積が電力において所望の信号に等しい理論的な入力レベルである。）その計算は次の等式に基づく：受信（Ｒｘ）と送信（Ｔｘ）帯域間のデュプレクサ・アイソレーションにもかかわらず、ＴｘパワーはＬＮＡに漏れる。典型的なデュプレクサ・アイソレーションはＣＤＭＡセルラ帯域で５５ｄＢであり、最大のＴｘパワーは＋２７ｄＢｍもあるので、Ｒｘ入力ポートのＴｘパワーは−２７ｄＢｍとなる。この強力なＴｘパワーは周知の混変調歪（ＸＭＤ）を引き起こす場合がある。

外部ＳＡＷフィルタによるＴｘ除去がミキサＴＢ要求を減少するので、この歪問題は通常、ＬＮＡ性能によって支配される。より重要なことには、Ｔｘオフセット周波数における２次の歪がゼロＩＦシステムで受信機の雑音フロアを増加させる場合があるので、ミキサ入力における減少したＴｘパワーはＴｘオフセット周波数におけるＩＩｐ_２性能関心を減少する。

外部の対応するコンポーネントと同様にＳＡＷフィルタを除去するので、ＳＡＷレス受信機システムは望ましい。ＳＡＷレスＣＤＭＡ受信機を実現するためのいくつかの取り組みがあった。Ｔｘキャンセラは、ループ中で低域通過フィルタとアップ／ダウンコンバージョンミキサを必要とするＬＭＳ（最小２乗平均）適応フィルタを使用した。この方法はいくつかの性能上の問題で影響を受ける。最初に、受信機の雑音指数（ＮＦ）はＬＭＳループの動作により下げられる。次に、その除去は外部マッチングネットワークの群遅延に依存して変わる。第３には、システム全体のＴＢ性能はＬＭＳループにより下げられる可能性がある。

ＷＣＤＭＡシステムに関してボンドワイヤインダクタを使用するオンチップＴｘ除去通過帯域フィルタが報告されている。この方法は、ボンドワイヤの高Ｑによりフィルタの感度を増加させる利点とオンチップインダクタに比べて面積を節約できるという利点を有する。しかし、この方法は、ボンドワイヤの変動により実際の生産での実現可能性を制限する可能性がある。

開示された態様のいくつかの態様の基本的な理解を提供するために単純化された概要を以下に示す。この概要は広範囲な概観でなく、重要あるいは重大なエレメントを意図しない、あるいはそのような態様の輪郭を描写しないように意図される。その目的は、後で示されるより詳細な記述の前兆として単純化された形態で開示された特徴のいくつかの概念を提示することである。

１つ以上の態様および対応する開示に従って、種々の態様は、受信機の応用でのトランスミッタ漏えい干渉の減少のために、およびワイヤレス通信装置の中でのように送信機の応用での雑音減少用のノッチフィルタとして本来役立つために、一体型のパッシブ低域通過フィルタ回路を有するミキサに関して記述される。ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタのようなアクティブ外付部品の必要性の除去は、減少された電源消費でより経済的なデバイスを備える。このアプローチは、さらに装置サイズを増加させることができ、半導体ウェーハの歩留まりを減少することができる大きな外部パッシブ素子を使用しないようにする。

１つの態様では、ミキサ回路の中で無線周波数（ＲＦ）信号を高度に線形にミキシングするための集積回路が設けられる。ミキサ回路は、局部発振器によって切り替えられたＲＦ信号を周波数変換するための第１のスイッチングステージを具備する。第１のスイッチングステージによって周波数変換された後に有利にフィルタするためにパッシブフィルタ回路が第１のステージの出力に電気的に接続される。後続の増幅のために電荷を電流信号に変換するために、局部発振器によって切り替えられる第２のスイッチングステージがパッシブフィルタ回路の出力に電気的に接続される。

他の態様では、無線周波数（ＲＦ）信号を高度に線形にミキシングするための方法が提供される。ＲＦ信号は集積回路ミキサにおいて受信される。ＲＦ信号の周波数変換を行なうために第１のスイッチングステージがローカルに発振される。雑音成分を抑えるために周波数変換信号が一体型パッシブフィルタを通過される。ミキシング信号を出力するためにパッシブフィルタ信号がローカルに発振された第２のスイッチングステージを通過される。

さらに他の態様では、装置は無線周波数（ＲＦ）信号の高度な線形ミキシングを実行する。集積回路ミキサでＲＦ信号を受信する手段が提供される。ＲＦ信号の周波数変換を行なうために第１のスイッチングステージをローカルに発振させる手段が提供される。雑音成分を抑えるために周波数変換信号を一体型パッシブフィルタを通過させる手段が提供される。ミキシング信号を出力するためにパッシブフィルタ信号をローカルに発振された第２のスイッチングステージを通過させる手段が提供される。

先の、及び関連づけられた結果を成し遂げるために、１つまたは複数の態様は、ここで完全に開示され、特許請求の範囲で特に指摘された特徴を含む。以下の記述、および添付された図面はある例証となる態様を詳細に述べ、態様の原理が適用される種々の方法のほんのいくつかを示す。他の利点や新規な特徴は、図面と共に考慮された時、明白になるだろう。開示された態様はそのような態様とそれらの均等物をすべて含むように意図される。

本開示の特徴、性質および利点は、同様な参照文字が最初から最後まで対応して識別するような図面と関連して以下に述べられた詳細な記述からより明白になるだろう。
図１は通信システムについて埋込みパッシブフィルタリングを伴うスイッチト電流ミキサのブロック図を示す。 図２は雑音抑制のために一体型パッシブノッチフィルタリングを有するスイッチト電流ミキサを組込む送信チャンネルのブロック図を示す。 図３は一体型パッシブ送信機漏れフィルタリングを含むスイッチト電流ミキサを組込む受信機チャネルのブロック図を示す。 図４はＩＩＰ_２性能対感度のグラフを示す。 図５は位相雑音とトリプルビート（ＴＢ）性能の間のトレードオフのグラフを示す。 図６は差動アクティブポストディストーション方法（ＡＰＤ）ＬＮＡの回路図を示す。 図７は大きい送信機（Ｔｘ）漏れ信号を伴う従来のパッシブミキサを使用する問題を示す。 図８は埋込みフィルタリングパッシブミキサの単純化された回路図を示す。 図９は埋込みフィルタリングＳＡＷレス受信機のブロック回路図を示す。 図１０は埋込みフィルタリング受信機の写真を示す。 図１１は測定された周波数レスポンス比較のグラフを示す。 図１２はＡＤＰ ＬＮＡ内のキャンセルパスの有／無の測定されたＴＢのグラフを示す。 図１３はＴｘオフセット（４５ＭＨｚ）で測定されたＩＩＰ_２性能比較のグラフを示す。 図１４は一体型Ｔｘ漏れ／雑音抑制を伴うＲＦ信号ミキシングのための方法論を示す。

通信チャネルは、Ｔｘ漏れ／雑音抑制のための外部弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタリングコンポーネントを必要とせずに、改良された送信（Ｔｘ）と受信（Ｒｘ）のための埋込みパッシブフィルタリング（例えば低域通過、ノッチ）を組込む高線形性のスイッチト電流ミキサを含む。Ｔｘオフセットにおける受信機の高ＩＩＰ_２（入力参照２次遮断点）はシステムの感度性能を悪くしないために必須であり、高トリプルビート（ＴＢ）は送信機漏れによる感度低下を回避するために必要である。ミキサ中の埋込みフィルタリングおよび低雑音増幅器（ＬＮＡ）中のアクティブポストディストーション（ＡＰＤ）方法のおかげで、必要な高線形性は低雑音指数および電源消費で達成され、ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタを使用せずに、送信機パワー漏れを克服する。図示した受信機集積回路（ＩＣ）は２．１Ｖの電源供給からわずか１８ｍＡしか消費しない一方、９００ＭＨｚのＲｘ周波数で４５ＭＨｚの送信漏れを伴う＋７７ｄＢのトリプルビート（ＴＢ）、２．４ｄＢのＲｘ雑音指数（ＮＦ）、＋６０ｄＢｍ以上のＲｘＩＩＰ_２を示す。他の実装では、テレビジョンチューナとケーブルチューナのような広帯域の受信機の中で使用されるチューニング可能なトラッキングフィルタのようなＲＦチューナは、埋込みパッシブフィルタリングを備えたスイッチ電流ミキサから利益を得る場合がある。そのために、隣接チャネルからの雑音はより経済的なチューナで排除することができる。付加的な応用として、オフセットＲｘ帯域でノッチフィルタとしての埋込みパッシブフィルタリングを伴い、スイッチト電流ミキサは、外部ＳＡＷフィルタの必要を同様に回避して、有利にＴｘチャネルに役立つ場合がある。

種々の態様は今、図面を参照して記述される。以下の記述では、説明の目的のために、１つまたは多くの態様についての完全な理解を提供するために多数の特定の詳細が述べられる。しかしながら、種々の態様はこれらの特定の詳細を必要とせずに実施されるかもしれない。他の実例では、これらの態様の記述することを推進するために周知の構造および装置ブロック図の形で示される。

本出願の中で使用されたように、用語「コンポーネント」、「モジュール」、「システム」等は、ハードウェア、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせ、ソフトウェア、あるいは実行中のソフトウェアのいずれかであるコンピュータ関連のエンテティを参照することが意図される。例えば、コンポーネントは、制限されないが、プロセッサ上で走るプロセス、プロセッサ、オブジェクト、実行可能な、実行のスレッド、プログラム及び／またはコンピュータである可能性がある。実例として、サーバー上で走るアプリケーションとサーバーの両方はコンポーネントになりえる。１つ以上のコンポーネントがプロセス及び／または実行のスレッド内に存在してもよい。また、コンポーネントは１つのコンピュータに集中され、及び／または２つ以上のコンピュータ間で分配されてもよい。

用語「典型的である」は例、実例（instance）あるいは実例（illustration）として役立つことを意味するためにここに使用される。典型的であるとしてここで説明されたどのような態様やデザインは他の態様やデザインに比べて好ましいあるいは有利であると解釈される必要性は必ずしもない。

更に、１つ以上のバージョンは、開示された態様を実装するコンピュータを制御するための方法と、装置と、ソフトウェア、ファームウェア、ハードウェアを製造するための標準的なプログラミングあるいはエンジニアリング技術を使用する製造物品、あるいはそれらの組み合わせとして実装されてもよい。製造物品（あるいはコンピュータプログラム製品）は、どのようなコンピュータ読取り可能な装置、キャリアあるいは媒体からアクセス可能なコンピュータプログラムを包含するように意図される。例えば、コンピュータ読取り可能な媒体は、限定されないが、磁気記憶装置（例えばハードディスク、フロッピー（登録商標）ディスク、磁気ストリップ…）、光ディスク（例えばコンパクトディスク（ＣＤ）、ディジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）…）、スマートカード、およびフラッシュメモリ装置（例えば、カード、スティック）を含むことができる。さらに、キャリア波はインターネットあるいはローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）のようなネットワークにアクセスする際、および電子メールの送受信の際に使用されるようなコンピュータ読取り可能な電子データを搬送するために使用されることを理解すべきである。もちろん、当業者は、開示された態様の範囲から逸脱することなく、多くの変更がこの構成になされてもよいことを認識するだろう。

種々の態様は、多くのコンポーネント、モジュールなどを含むことができるシステムに関して示されるだろう。多くのシステムは付加的なコンポーネント、モジュールなどを含んでいてもよく、図に関して議論されたコンポーネント、モジュールなどのすべてを含んでいるとは限らなくてもよいことを理解、認識すべきである。これらのアプローチの組み合わせも使用されてもよい。ここに示された種々の態様は、タッチ・スクリーン表示装置技術及び／またはマウスとキーボード・タイプ・インターフェースを利用する装置を含む電気装置上で実行されることができる。そのような装置の例はコンピュータ（デスクトップとモバイル）、スマートフォン、携帯情報端末（ＰＤＡ）、および有線・無線のいずれの他の電子装置を含んでいる。

図面に戻って、図１では、スイッチト電流ミキサ（ＳＣＭ）１００はＲＦ入力１０４を受信する周波数変換ステージ１０２を含む。周波数変換ステージ１０２の出力は埋込みパッシブフィルタ１０６によってフィルタされる（例えば受信機チャネルのアプリケーションについては低域通過、送信機チャネルアプリケーションについてはＲｘ帯域ノッチフィルタード）。パッシブフィルタ１０６からの電流はＳＡＷフィルタを必要としない更なる増幅用の電流を作成するために出力１１０としての電流スイッチングステージ１０８を介して流れる。そのために、高度に線形なミキシングが埋込みパッシブフィルタ１０６によって達成される（つまり、周波数変換はフィルタリングと結合される）。このアプローチは、高周波での減少された電流により次のステージ上により少ない負担をおく。

例えば、図２では、ＳＣＭ１３０のための応用は送信機（Ｔｘ）チャネル１３２のために描かれる。この例では、ＳＣＭ１３０に埋め込まれているパッシブノッチフィルタ１３４は、同時に存在するＦＤＭＡ Ｔｘ／Ｒｘシステム（例えばＣＤＭＡ、ＷＣＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、ＬＴＥ、ＵＭＢ）へのＴｘ漏れを減少するためにＲＸ帯域雑音を減少することができる。そのような雑音抑制はＴＤＭＡ（例えばＧＳＭ（登録商標））を使用するもの、あるいは別のＦＤＭＡデバイスへの妨害を回避するのにも有利である。高周波雑音を削除するためにデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１３８およびベースバンドフィルタ１４０を介して通過する入力１３６として実例となるＴｘチャネル１３２が描かれる。ＳＣＭ１３０でミキシングした後に、Ｔｘアンテナ１４４による送信のために信号を準備する電力増幅器（ＰＡ）１４２として描かれている、さらなる増幅が続く。ＳＣＭ１３０による埋め込みフィルタリングは、時間インピーダンス・アンプ（ＴＩＡ）のようなＰＡ１４２に役立つ。高いＴｘによる時間インピーダンス・アンプ（ＴＩＡ）の非線形性が除去される。この性能はＴｘ ＩＩＰ_２およびＴＢの性能には有用である。ＰＡ１４２の別の例は、ＳＣＭ１３０の埋め込みフィルタリングからさらに利益を得る共通ゲート増幅器（ＣＧＡ）である。

図３では、受信機（Ｒｘ）チャネル１６０は、埋込み型の低域フィルタ１６４を含むＳＣＭ １６２の使用により利益を得る場合がある。例えば、Ｒｘアンテナ１６８で受信された妨害器ソース１６６からのＴｘ除去は達成することができる。さらに、アンテナ１６８を利用するデュプレクサ１７２からのＴｘチャネル１７０からのＴｘ漏れはフィルタすることができる。そのために、出力１７６のためのアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１７４の完全利用のために信号にバイアスをかけるためのアンプ１７２として描かれる、Ｒｘチャネル１６０の残りのコンポーネントは減少される。埋込み型のフィルタリング受信機はＳＡＷフィルタを要求するのではなく、ミキサ１３０に導入される。システムはさらに１５ｄＢのＴｘ除去を得る。それは＋７７ｄＢのＴＢとＴｘオフセットで＋６０ｄＢｍ以上の受信機ＩＩＰ_２を示す。両サイドバンド（ＤＳＢ）ＮＦは２．４ｄＢである。また、合計電流消費は２．１Ｖの電源からの１８ｍＡである。

更に、ここに記述された技術は、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、ＳＣ−ＦＤＭＡおよび他のシステムのような様々な無線通信方式に使用されてもよい。用語「システム」、「ネットワーク」はしばしば交換して使用される。ＣＤＭＡシステムは、普遍的な地球上の無線アクセス（ＵＴＲＡ）、ｃｄｍａ２０００などのような無線技術を実現してもよい。ＵＴＲＡは、広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）およびＣＤＭＡの他の変形を含んでいる。ＣＤＭＡ２０００はＩＳ−２０００、ＩＳ−９５およびＩＳ−８５６標準をカバーする。ＴＤＭＡ方式は、移動体通信のためのグローバルシステム（ＧＳＭ（登録商標））のような無線技術を実現してもよい。ＯＦＤＭＡシステムは、進化したＵＴＲＡ（Ｅ−ＵＴＲＡ）、超移動広帯域（ＵＭＢ）、ＩＥＥＥ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ８０２．２０、フラッシュＯＦＤＭ（登録商標）などのような無線技術を実現してもよい。ＵＴＲＡおよびＥ−ＵＴＲＡはユニバーサル・モバイル・テレコミュニケーション・システム（ＵＭＴＳ）の一部である。３ＧＰＰ長期間進化（ＬＴＥ）は、アップリンクでＳＣ−ＦＤＭＡを使用しダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するＥ−ＵＴＲＡを使用するＵＭＴＳの来たるべきリリースである。ＵＴＲＡ、Ｅ−ＵＴＲＡ、ＵＭＴＳ、ＬＴＥおよびＧＳＭ（登録商標）は「第３世代パートナーシッププロジェクト」（３ＧＰＰ）という名の組織からの文書に記述される。ＣＤＭＡ２０００とＵＭＢは「第３世代パートナーシッププロジェクト２」（３ＧＰＰ２）という名の組織からの文書に記述される。これらの各種電波技術および標準は業界で知られている。

ＣＤＭＡ通信システムでのＳＡＷレスＲｘのための実例となる感度仕様では、Ｔｘオフセット周波数でＩＩＰ_２性能はＮＦと感度を下げる。Ｔｘ漏れ電力の−２８ｄＢｍの感度とＩＩＰ_２との間のトレードオフは、図４に例証される。この関係は以下のように定義される。

ここで、κはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、Ｂは信号の帯域幅（ＣＤＭＡでは１．２３ＭＨｚ）であり、ＣＮＲは搬送波対雑音比であり、ＮＦ_ａｎｔはアンテナに関する雑音指数であり、ＩＭ_２，ＴｘはＲｘ帯域のＴｘ ＩＭ_２パワーである。図４に３００で描かれるものから分かるように、感度は、Ｔｘ ＩＩＰ_２性能に高度に依存し、＋５５ｄＢｍのＴｘ ＩＩＰ_２は２ｄＢの感度低下に必要である。＋５５ｄＢｍの受信機ＩＩＰ２（ある形式のＴｘ除去がない）は、Ｔｘ周波数で高いＬＮＡ利得により非常に挑戦的である。

ＴｘパワーがＲｘポートへ漏れて、妨害器がＲｘ帯域の近傍にある場合、混変調歪（ＸＭＤ）は、受信機の位相雑音要求と直線性要求の重要な決定要素となる。受信機は、ＣＤＭＡ標準で定義された単一トーン・デーセンス（ＳＴＤ）テストを悪化しないようにするために＋８ｄＢｍの有効なＩＩＰ_３を持つ必要がある。

３次遮断点（ＩＰ_３またはＴＯＩ）は、弱い非線形システムおよびデバイス（例えば受信機、線形増幅器、ミキサ）のための方策である。それは、デバイス非線形性は、テイラー級数展開によって引き出されて、低次の多項式を使用して、モデル化することができるという考えに基づく。３次遮断点は、非線形性の３次の項により引き起こされた非線形の積を線形増幅信号に関連付ける。

ＳＡＷフィルタが３５ｄＢだけＴｘ漏れをリジェクトするので、ＬＮＡとミキサの間のＳＡＷフィルタにより、ＳＴＤはＬＮＡの直線性に主として依存する。他方では、ＳＡＷレス受信機はミキサおよび次のステージに付加的な線形性の負担を課す。さらに、妨害器オフセットのＶＣＯの位相雑音要求は、相互ミキシングのために満たすことが非常に難しくなる。受信機ＳＴＤの性能は次のように表現することができる。

ここで、Ｐｊはアンテナの妨害器パワー（ｄＢｍ）であり、Ｐ_{ｐｈａｓｅ}は妨害器オフセット（ｄＢｍ）の中心周波数で信号帯域上で積分された位相雑音である。位相雑音およびＴＢの性能の間のトレードオフは図５に３２０で描かれる。それは、様々なＴＢの性能を備えた−３０ｄＢｍのＳＴＤのための位相雑音要求を示す。ＴＢが＋６８ｄＢである場合、ＳＴＤの性能は決して−３０ｄＢｍを満足しない場合がある。しかし、位相雑音は、ほぼ＋７２ｄＢのＴＢの時、−７５ｄＢｃに緩和することができる。

ＬＮＡの高いＩＩＰ_３要求により、従来のソース退化されたＬＮＡは適切ではない。修正済の派生的スーパー位置方法（ＭＤＳ）およびアクティブポストディストーション方法（ＡＰＤ）のような高度に線形なＬＮＡを設計する様々な方法がある。この設計では、ＡＰＤ方法が選ばれる。この方法を使用して、バイアス回路類と関連する入力寄生容量の複雑さが減少されるかもしれない。ＣＭＯＳ ＬＮＡ ４００の単純化された模型は、図６に示される。Ｍ３とＭ４がＩＭ_３キャンセラとして働く一方、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ５およびＭ６は主信号パスを形成する。

ＬＮＡ ４００は差動のアーキテクチャを採用する。差動のＬＮＡ ４００はそのシングルエンドの片方と比較して、いくつかの利点を備える。最初に、ＬＮＡの後で二重均衡ミキサを接続するためのアクティブあるいはパッシブ平衡不平衡変成器の必要はない。アクティブの平衡不平衡変成器は追加の電流消費および直線性低下を引き起こすだろう。また、パッシブ平衡不平衡変成器はパッシブ回路損失によりエリアと雑音指数のペナルティーを引き起こすだろう。差動の設計は、より多くの外部入力整合コンポーネントを含むが、外付部品の全般的な減少はまだ重要である。

ＳＡＷレス受信機では、埋込みパッシブフィルタリングを備えたミキサが受信機の直線性性能に寄与することができるということは本開示の利益として理解されるべきである。ミキサは二重平衡パッシブアプローチに基づく。パッシブミキサは特に狭帯域通信システムで、よりよい直線性およびＮＦ性能を与える。ミキサのフリッカ雑音（１／ｆ）は統合雑音を悪くする場合がある。しかし、直流電流がないので、パッシブミキサは重要なフリッカ雑音を導入しないだろう。

ＬＮＡ出力で見られたインピーダンスは、ＬＮＡ出力のインダクタの比較的ハイインピーダンスにより、非常に高い。ミキサ入力の低インピーダンスは、ＲＦ電流が最小の損失でミキサ入力に流れることを保証する。ＬＮＡの中で生成されたＩＭ_２コンポーネントは、ＬＮＡ出力とミキサ入力の間の結合キャパシタによってブロックされる。従って、ミキサによって提供される低インピーダンスによりＬＮＡ出力に電圧信号スイングは殆ど生じないだろう。Ｔｘ信号がダウンコンバートされた後、ミキサの非線形性は役割を果たす。

出力にトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）５０２を備えた従来のパッシブミキサ５００を使用する問題点は、図７に例証される。有限のオペアンプ利得帯域幅はＴＩＡ入力で大きな信号スイングを引き起こし、ミキサとＴＩＡ５０２の両方から非線形性を導入する。ＴＩＡ５０２が高ゲイン帯域幅積を有していても、不完全なキャパシタ充電によって引き起こされた非線形性を導入しないようにするために、Ｃ_ｔｉａへ大量の電流を供給しなければならない。

この問題点を回避する例示の埋め込みフィルタリングパッシブミキサ（ＥＦＰミキサ）の単純化された結線図は、図８に６００で描かれる。ＥＦＰミキサ６００には直列に接続されている２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２を含み、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２は局部発振器（ＬＯ）信号（Ｖ_ＬＯＩＰ−Ｖ_ＬＯＩＭ）の反対の位相によって制御される。第１のスイッチＳＷ１は、そのベースがＬＯ信号Ｖ_ＬＯＩＰを受信し、そのエミッタが電流基準ｉ_ＲＦｐを受信し、そのコレクタが埋込みパッシブフィルタ回路６０２の抵抗Ｒ１の第１の端子に接続されるｎ型ＣＭＯＳトランジスタＴ１を含む。抵抗Ｒ１の他の端子はノードＡ＋に接続される。第２のトランジスタＴ２は、Ｖ_ＬＯＩＰによりバイアスされるベースと、トランジスタＴ１のエミッタと電流基準ｉ_ＲＦｐに接続されるエミッタとを含み、そのコレクタは埋込みパッシブフィルタ回路６０２の抵抗値Ｒｍを有する抵抗Ｒ２の第１の端子に接続される。抵抗Ｒ２の他の端子は正ＣｍノードＢ＋に接続される。（パッシブフィルタ回路６０２について以下に議論された各抵抗は抵抗値Ｒｍを有する。）第１のスイッチＳＷ１は、そのベースがＬＯ信号Ｖ_ＬＯＩＭを受信し、そのエミッタが電流基準ｉ_ＲＦｐを受信し、そのコレクタが埋込みパッシブフィルタ回路６０２の抵抗Ｒ３の第１の端子に接続される第３のトランジスタＴ３をさらに含む。抵抗Ｒ３の他の端子は負ＣｍノードＢ−に接続されるノードに接続される。第４のトランジスタは、Ｖ_ＬＯＩＰによりバイアスされるベースと、トランジスタＴ３のエミッタと電流基準ｉ_ＲＦｍに接続されるエミッタとを含み、そのコレクタは埋込みパッシブフィルタ回路６０２の抵抗Ｒ４の第１の端子に接続される。抵抗Ｒ４の他の端子はノードＡ−に接続される。第１のキャパシタＣ１はノードＡ＋、Ａ−を横切って接続される。第２のキャパシタＣ２はノードＣ＋、Ｃ−を横切って接続される。両キャパシタＣ１、Ｃ２はＣｍのキャパシタンスを有する。

第２のスイッチＳＷ２は、Ｖ_ＬＯＩＭによりバイアスされるベースと、埋込みパッシブフィルタ回路６０２の第５の抵抗Ｒ５の一側に接続されるエミッタと、正中間出力ノードＡ＋に接続されるコレクタとを有する第５トランジスタＴ５とを含む。第５の抵抗Ｒ５の他端はノードＡ＋に接続される。第６のトランジスタＴ６は、Ｖ_ＬＯＩＰによりバイアスされるベースと、埋込みパッシブフィルタ回路６０２の第６の抵抗Ｒ６の一端に接続されるエミッタと、出力ノードＤ−に接続されるコレクタとを有する。第６の抵抗Ｒ６の他端はノードＢ＋に接続される。第７のトランジスタＴ７は、Ｖ_ＬＯＩＰによりバイアスされるベースと、埋込みパッシブフィルタ回路６０２の第７の抵抗Ｒ７の一端に接続されるエミッタと、ノードＤ＋に接続されるコレクタとを有する。第７の抵抗Ｒ７の他端はノードＢ−に接続される。第８のトランジスタＴ８は、Ｖ_ＬＯＩＭによりバイアスされるベースと、埋込みパッシブフィルタ回路６０２の第８の抵抗Ｒ８の一端に接続されるエミッタと、ノードＤ−に接続されるコレクタとを有する。第８の抵抗Ｒ８の他端はノードＡ−に接続される。

スイッチＳＷ１、ＳＷ２の間には埋込みパッシブフィルタ６０２がある。埋込みパッシブフィルタ６０２は図示の実装では直列ＲＣフィルタであり、フィルタリングの帯域幅を決定する。ＲＦ電流ｉ_ＲＦｐ、ｉ_ＲＦｍはスイッチＳＷの第１のセットに流れ込み、公称のパッシブミキサとしてダウンコンバートされる。正ＬＯ信号（Ｖ_ＬＯＩＰ）が高い場合、ノードＡの電流およびＣ_ｍを横切る電圧は以下の式によって表わすことができる。

ここで、τ＝Ｒ_ｍＣ_ｍ、ｆ_３ｄＢ＝（２πτ）^−１、Ａ_ｒｆはＲＦ入力電圧の振幅、ｇ_{ｍ，ＬＮＡ}はＬＮＡのトランスコンダクタンスである。この電圧は、負ＬＯ信号（Ｖ_ＬＯＩＭ）が高い場合、Ｒ_ｍに逆比例し、トランスインピーダンスアンプ６２０への電流を生成する。式（４）の積分は低域通過フィルタリング作用を提供する。

受信機７００のブロック図は図９に示される。ブロック図は差動ＬＮＡ７０２からなり、その出力は両方とも埋め込みフィルタリングを含むパッシブＩミキサ７０４とパッシブＱミキサ７０６に供給される。ミキサ７０４と７０６のスイッチングは、その差動出力が分周器７１０を通ってそれぞれインバータ７１２を介してミキサ７０４、７０６に供給されるＬＯバッファ７０８によりサポートされる。Ｉミキサ７０４の出力はＴＩＡ７１４を介して出力され、Ｑミキサ７０６の出力はＴＩＡ７１６を介して出力される。

図１０では、集積回路受信機８０２を実現するダイ８００は、差動ＡＰＤ ＬＮＡ８０４、埋め込みフィルタリングパッシブＩミキサ８０６およびＱミキサ８０８、ＴＩＡ８０６、ＬＯバッファ８１０、Ｉ ＴＩＡ８１２およびＱ ＴＩＡ８１４から成る。受信機（図７）の従来のパッシブミキサバージョン（図示しない）は、ＥＦＰミキサ６００（図８）との比較のために同時に製造された。

異なるミキサを持った両方の受信機用の測定された周波数応答は、図１１に示される。利得は１５０ｋＨｚの帯域内トーンで測定され、ＥＦＰミキサは４２ｄＢの利得を有し、従来のものは４４ｄＢの利得を有する。２ｄＢの利得差があるので、その除去は正規化される。ＴＩＡは、１．５ＭＨｚの３ｄＢカットオフ周波数を提供する。また、ＥＦＰミキサは、１０ＭＨｚに他のポールを持つように設計されている。これから分かるように、提案されたミキサは、ＣＤＭＡ ＣＥＬＬ帯域でＴｘオフセット周波数である４５ＭＨｚのオフセット周波数で１５ｄＢ以上の除去がある。従来の設計の性能は、上述したミキサ制限問題を示す。有限のオペアンプ利得帯域幅により、ＴＩＡは高周波オフセットで十分な除去を提供することができない。

提案された受信機のＴＢ性能は図１２に示される。各々４５ＭＨｚのオフセットで−３１ｄＢｍの２つのＴｘトーン及び−３０ｄＢｍのパワーで１ＭＨｚのオフセットの妨害器が適用される。ＡＰＤキャンセルパスがオンの時、ＴＢトーンは−６５．８ｄＢｍであり、それは７７．８ｄＢのＴＢ性能を意味する。ＡＰＤキャンセルパスがオフの時、ＴＢは６５．３ｄＢである。キャンセルパスのオンとオフの間の違いは２つの重要な事実を意味する。先ず、ＡＰＤ方法は１２．５ｄＢだけＴＢを改善する。第２に、キャンセルパスのオンおよびオフでのＴＢ変動はミキサがどんなＴＢにも寄与しないことを意味する。そうでなければ、それはミキサにより支配されているので、ＴＢはキャンセレーションのオンとオフにより変動しない。従って、ＥＦＰミキサにより提供される付加的な除去は、いまやＬＮＡ性能により完全に支配されるシステムの線形性能を劇的に改善する。

Ｔｘオフセットでの測定されたＩＩＰ_２の性能は、図１３に示される。従来のパッシブミキサは、−３０ｄＢｍから、強い非線形の振る舞いである４対１の非線形性を示し始める。他方、提案されたＥＦＰミキサは、−２４ｄＢｍのパワーの上から強い非線形の振る舞いを示し始める。ＥＦＰミキサを備えたＩＩＰ_２の性能は＋６０ｄＢｍであり、従来のパッシブミキサでは＋５０ｄＢｍである。従来のミキサは仕様中の重要なパワーレベルである−３０ｄＢｍで強い（４：１）非線形の振る舞いを示す。その結果、従来例のＩＩＰ_２性能は、さらに２ｄＢ下げられる。

総合的な性能比較は表１に示される。各受信機はＡＰＤキャンセルオンとオフとで測定される。妨害器がない場合、Ｔｘ ＩＩＰ_２性能は重要である。ＡＰＤキャンセルパスはこの状況でオフとされ得る。妨害器が存在する場合に限り、キャンセルパスはオンである必要がある。ＥＦＰミキサはスイッチの第２のセットのさらなるロスにより、従来のミキサより少ない利得およびより高いＮＦを持っている。

信号パスのための全消費電力は１８ｍＡであり、ＡＰＤ ＬＮＡのためには１４ｍＡ、Ｉ／Ｑ ＴＩＡのためには４ｍＡである。チップは、５つのメタルおよび１つのポリ（５Ｍ１Ｐ）の０．１８μｍＣＭＯＳプロセスで製造される。合計面積は関連するパッドおよびＥＳＤ回路類をすべて含み２．２５ｍｍ２である。

一体型パッシブフィルタリングを備えたスイッチト電流ミキサ（ＳＣＭ）はテレビジョンチューナとケーブルチューナのような広帯域受信機の中で使用される調整可能なトラッキングフィルタのような無線周波数チューナと共に使用されるＲＦフィルタのような応用があり得ることは本開示の利益として理解されるべきである。

図１４は特許請求の範囲に記載された主題に従った方法論及び／または流れ図を示す。説明の簡略化のため、方法論は一連の行為として描かれ、説明される。主題の革新は例証された行為及び／または行為の順番に制限されないことを理解または認識されるべきである。例えば、行為は様々な順番で及び／または同時に生じる場合があり、そしてここに説明されず存在しない他の行為とともに生じる場合がある。更に、すべての図示された行為が特許請求の範囲に記載された主題に従った方法論を実行するために要求されるとは限らない。さらに、当業者は、方法論はイベントまたは状態図を介する相互関係がある一連の状態としても表現可能であることを理解し認識するだろう。さらに、コンピュータにそのような方法論を移し転送することを促進するために、以下及びこの明細書の全体にわたって示された方法論が製造品に格納されることができることは認識されるべきである。ここで使用する用語「製造品」は、どのようなコンピュータ読み取り可能な装置、キャリア、メディアからアクセス可能なコンピュータプログラムを包含するように意図される。

図１４では、方法論１００は、一体型Ｔｘ漏れ／雑音抑制を伴うＲＦ信号ミキシングとして描かれている。ブロック１００２では、ＲＦ信号は、一体型埋込みパッシブフィルタリングを含む集積回路ミキサで受信される。ブロック１００４では、第１のスイッチングステージは受信したＲＦ信号の周波数変換を行なうためにローカルに発振する。電荷信号の中間結果は、受信機チャネルの場合には受信したＴｘ漏れを減少するために、あるいはＴｘチャネルのためのＲｘ帯域でノッチフィルタリングするために、ブロック１００６で抵抗・キャパシタ回路類から形成された埋込みパッシブフィルタリング部を通過する。ブロック１００８では、第２のスイッチングステージは、フィルタされた電荷信号をパッシブフィルタから
外部のフィルタリングコンポーネント（例えばＳＡＷフィルタ）を必要としない混合電流出力に変換するためにローカルに発振する。

上述したものは、種々の態様の例を含んでいる。種々の態様について記述する目的のためのコンポーネントか方法論のすべての考えられる組み合わせについて記述することは勿論不可能である。しかし、当業者は、多くのさらなる組み合わせおよび置換が可能であることを認識できる。従って、本明細書は添付された特許請求の範囲項の趣旨と範囲内の変更、変形および変化をすべて包含する意図がある。

特に、また上記のコンポーネント、デバイス、回路、システム等に関して、そのようなコンポーネントについて記述するために使用される用語（手段への言及を含む）は、もし他に述べられてなければ、ここに例証された例示の態様の機能を実行する開示の構造に構造的に等価ではないものの、開示されたコンポーネントの特定の機能を実行する（機能的に等価な）どのようなコンポーネントにも対応することを意図する。この点に関して、種々の態様が、様々な方法の行為及び／またはイベントを実行するためのコンピュータ実行可能命令を持っているコンピュータ読み取り可能媒体と同様にシステムも含むことも認識される。

さらに、具体的特徴はいくつかの実装のうちの１つのみに関して開示されたが、そのような特徴は望まれるように他の実装の他の特徴の１つまたは複数、およびどのような所定のあるいは特定の応用についての利点と組み合わされてもよい。用語「含む」、「含んでいる」およびそれらの変形は発明を実施するための形態と特許請求の範囲で使用される限りにおいて、これらの用語は用語「具備する」と同様に開放されているように意図される。更に、発明を実施するための形態と特許請求の範囲で使用される用語「あるいは」は「非独占的あるいは」を意図する。

参照によってここに組み込まれると言われているいずれの特許、刊行物、他の開示物は、この開示で述べられた既存の定義、ステートメント、その他の資料と矛盾しない程度まで、全体的あるいは部分的にここに組込まれる。そのため、必要な範囲まで、ここに明示的に必要に、明示的にここに述べられた開示は、参照によってここに組み込まれたどのような矛盾する資料にも取って代わる。参照によってここに組み込まれると言われているが、しかしこの開示で述べられた既存の定義、ステートメント、その他の資料と矛盾するどのような資料あるいはその一部分は、組み込まれた資料と既に開示されている資料とで矛盾が生じない程度まで、ここに組込まれる。
以下に、本願出願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
（１）ミキサ回路の中で無線周波数（ＲＦ）信号を高度に線形にミキシングするための集積回路であって、
前記ミキサ回路は、
局部発振器と、
前記局部発振器によって切り替えられたＲＦ信号を周波数変換するための第１のスイッチングステージと、
前記第１のステージの出力に電気的に接続されたパッシブフィルタ回路と、
電荷を電流信号に変換するために前記パッシブフィルタ回路の出力に電気的に接続され、前記局部発振器によって切り替えられる第２のスイッチングステージと、
を具備するものである集積回路。
（２）前記ミキサ回路が受信機を形成する前に増幅用のＲＦ信号を受信するように電気的に接続される低雑音増幅器（ＬＮＡ）中のアクティブポストディストーション（ＡＰＤ）方法をさらに含む（１）記載の集積回路。
（３）前記パッシブフィルタ回路は低域通過フィルタをさらに具備する（２）記載の集積回路。
（４）前記ミキサ回路の出力に電気的に接続されたトランスインピーダンス増幅器をさらに具備する（３）記載の集積回路。
（５）複数のミキサ回路をさらに具備し、前記複数のミキサ回路のそれぞれはＲＦマルチチャンネルメディア通信信号を分離して同調するための分離離散チャンネルに同調される（３）記載の集積回路。
（６）受信ディジタル信号をアナログ信号に変換するためのディジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）と、
前記変換によって引き起こされる雑音を除去するために前記ＤＡＣに電気的に接続され、前記ＲＦ信号を提供するための前記ミキサ回路に電気的に接続されるベースバンドフィルタと、
送信のために前記ミキサ回路からの出力を増幅するために前記ミキサ回路に電気的に接続される電力増幅器と、を具備し、
前記ミキサ回路の前記パッシブフィルタ回路は受信機（ＲＸ）帯域でノッチフィルタを具備する（１）記載の集積回路。
（７）前記局部発振器（ＬＯ）信号は逆位相Ｖ _ＬＯＩＰ およびＶ _ＬＯＩＭ を発生し、前記埋込みパッシブフィルタはフィルタリング帯域を決定する直列の抵抗−キャパシタ（ＲＣ）フィルタを具備し、
前記正のＬＯ信号（Ｖ _ＬＯＩＰ ）が以下で表されるように高である場合、無線周波数（ＲＦ）電流ｉ _ＲＦｐ 、ｉ _ＲＦｍ が、電流と横切る電圧を有する公称のパッシブミキサとしてのダウンコンバーションのための第１のセットスイッチに流れ込む、

ここで、τ＝Ｒ _ｍ Ｃ _ｍ 、ｆ _３ｄＢ ＝（２πτ） ^−１ 、Ａ _ｒｆ はＲＦ入力電圧の振幅、ｇ _{ｍ，ＬＮＡ} はＬＮＡのトランスコンダクタンスである、
（１）記載の集積回路。
（８）無線周波数（ＲＦ）信号を高度に線形にミキシングするための方法であって、
集積回路ミキサにおいてＲＦ信号を受信することと、
ＲＦ信号の周波数変換を行なうために第１のスイッチングステージをローカルに発振させることと、
雑音成分を抑えるために周波数変換信号を一体型パッシブフィルタを通過させることと、
ミキシング信号を出力するためにパッシブフィルタ信号をローカルに発振された第２のスイッチングステージを通過させることと、
を具備する方法。
（９）トランスミッタ漏れを抑えるために周波数変換信号を低域通過集積パッシブフィルタを通過させることをさらに具備する（８）記載の方法。
（１０）チューナの、それぞれがＲＦ信号の特有の別個のチャンネルに同調される複数の集積回路ミキサの第１の集積回路ミキサで周波数変換を行うことをさらに具備する（９）記載の方法。
（１１）ミキシング後の信号の送信のための受信機帯域でトランスミッタ雑音を抑えるために周波数変換信号をノッチ集積パッシブフィルタを通過させることをさらに具備する（８）記載の方法。
（１２）前記ローカル発振信号は逆位相Ｖ _ＬＯＩＰ およびＶ _ＬＯＩＭ を発生し、前記埋込みパッシブフィルタはフィルタリング帯域を決定する直列の抵抗−キャパシタ（ＲＣ）フィルタを具備し、
前記正のＬＯ信号（Ｖ _ＬＯＩＰ ）が以下で表されるように高である場合、無線周波数（ＲＦ）電流ｉ _ＲＦｐ 、ｉ _ＲＦｍ が、電流と横切る電圧を有する公称のパッシブミキサとしてのダウンコンバーションのための第１のセットスイッチに流れ込む、

ここで、τ＝Ｒ _ｍ Ｃ _ｍ 、ｆ _３ｄＢ ＝（２πτ） ^−１ 、Ａ _ｒｆ はＲＦ入力電圧の振幅、ｇ _{ｍ，ＬＮＡ} はＬＮＡのトランスコンダクタンスである、
（８）記載の方法。
（１３）無線周波数（ＲＦ）信号を高度に線形にミキシングするための装置であって、
集積回路ミキサでＲＦ信号を受信する手段と、
ＲＦ信号の周波数変換を行なうために第１のスイッチングステージをローカルに発振させる手段と、
雑音成分を抑えるために周波数変換信号を一体型パッシブフィルタを通過させる手段と、
ミキシング信号を出力するためにパッシブフィルタ信号をローカルに発振された第２のスイッチングステージを通過させる手段と、
を具備する装置。
（１４）トランスミッタ漏れを抑えるために周波数変換信号を低域通過集積パッシブフィルタを通過させる手段をさらに具備する（１３）記載の装置。
（１５）チューナの、それぞれがＲＦ信号の特有の別個のチャンネルに同調される複数の集積回路ミキサの第１の集積回路ミキサで周波数変換を行う手段をさらに具備する（１４）記載の装置。
（１６）ミキシング後の信号の送信のための受信機帯域でトランスミッタ雑音を抑えるために周波数変換信号をノッチ集積パッシブフィルタを通過させる手段をさらに具備する（１３）記載の装置。
（１７）前記ローカル発振信号は逆位相Ｖ _ＬＯＩＰ およびＶ _ＬＯＩＭ を発生し、前記埋込みパッシブフィルタはフィルタリング帯域を決定する直列の抵抗−キャパシタ（ＲＣ）フィルタを具備し、
前記正のＬＯ信号（Ｖ _ＬＯＩＰ ）が以下で表されるように高である場合、無線周波数（ＲＦ）電流ｉ _ＲＦｐ 、ｉ _ＲＦｍ が、電流と横切る電圧を有する公称のパッシブミキサとしてのダウンコンバーションのための第１のセットスイッチに流れ込む、

ここで、τ＝Ｒ _ｍ Ｃ _ｍ 、ｆ _３ｄＢ ＝（２πτ） ^−１ 、Ａ _ｒｆ はＲＦ入力電圧の振幅、ｇ _{ｍ，ＬＮＡ} はＬＮＡのトランスコンダクタンスである、
（１３）記載の装置。

Claims (19)

1. 複数のミキサ回路の中で無線周波数（ＲＦ）信号を線形にミキシングするための集積回路であって、
   前記複数のミキサ回路のそれぞれは、
   局部発信信号を出力する局部発振器と、
   ＲＦ信号を周波数変換するために前記局部発振信号によって切り替えられる第１のスイッチングステージと、
   前記第１のスイッチングステージの出力に電気的に接続されたパッシブフィルタ回路と、
   電荷を電流信号に変換するために前記パッシブフィルタ回路の出力に電気的に接続され、前記局部発振信号によって切り替えられる第２のスイッチングステージと、
   を具備し、
   前記パッシブフィルタ回路は低域通過フィルタをさらに具備し、
   前記複数のミキサ回路のそれぞれはＲＦマルチチャンネルメディア通信信号を分離して同調するための分離離散チャンネルに同調される集積回路。
2. 前記ミキサ回路の前に増幅用の前記ＲＦ信号を受信するように電気的に接続されるアクティブポストディストーション低雑音増幅器（ＡＰＤ ＬＮＡ）をさらに含み、
   前記ミキサ回路と前記ＡＰＤ ＬＮＡは受信器の一部を構成する請求項１記載の集積回路。
3. 前記ミキサ回路の出力に電気的に接続されたトランスインピーダンス増幅器をさらに具備する請求項２記載の集積回路。
4. ミキサ回路の中で無線周波数（ＲＦ）信号を線形にミキシングするための集積回路であって、
   前記ミキサ回路は、
   局部発信信号を出力する局部発振器と、
   ＲＦ信号を周波数変換するために前記局部発振信号によって切り替えられる第１のスイッチングステージと、
   前記第１のスイッチングステージの出力に電気的に接続されたパッシブフィルタ回路と、
   電荷を電流信号に変換するために前記パッシブフィルタ回路の出力に電気的に接続され、前記局部発振信号によって切り替えられる第２のスイッチングステージと、
   受信ディジタル信号をアナログ信号に変換するためのディジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）と、
   前記ＤＡＣに電気的に接続され、前記ミキサ回路に電気的に接続されるベースバンドフィルタと、
   送信のために前記ミキサ回路からの出力を増幅するために前記ミキサ回路に電気的に接続される電力増幅器と、
   を具備し、
   前記ミキサ回路の前記パッシブフィルタ回路は受信機（ＲＸ）帯域でノッチフィルタを具備する集積回路。
5. 前記ミキサ回路の前に増幅用の前記ＲＦ信号を受信するように電気的に接続されるアクティブポストディストーション低雑音増幅器（ＡＰＤ ＬＮＡ）をさらに含み、
   前記ミキサ回路と前記ＡＰＤ ＬＮＡは受信器の一部を構成する請求項４記載の集積回路。
6. ミキサ回路の中で無線周波数（ＲＦ）信号を線形にミキシングするための集積回路であって、
   前記ミキサ回路は、
   局部発信信号を出力する局部発振器と、
   ＲＦ信号を周波数変換するために前記局部発振信号によって切り替えられる第１のスイッチングステージと、
   前記第１のスイッチングステージの出力に電気的に接続されたパッシブフィルタ回路と、
   電荷を電流信号に変換するために前記パッシブフィルタ回路の出力に電気的に接続され、前記局部発振信号によって切り替えられる第２のスイッチングステージと、
   受信ディジタル信号をアナログ信号に変換するためのディジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）と、
   前記ＤＡＣに電気的に接続され、前記ミキサ回路に電気的に接続されるベースバンドフィルタと、
   送信のために前記ミキサ回路からの出力を増幅するために前記ミキサ回路に電気的に接続される電力増幅器と、
   を具備し、
   前記ミキサ回路の前記パッシブフィルタ回路は低域通過フィルタを具備する集積回路。
7. 前記ミキサ回路の出力に電気的に接続されたトランスインピーダンス増幅器をさらに具備する請求項６記載の集積回路。
8. 無線周波数（ＲＦ）信号を線形にミキシングするための方法であって、
   集積回路ミキサにおいてＲＦ信号を受信することと、
   前記ＲＦ信号の周波数変換を行なうため、及び周波数変換信号を出力するために局部発振信号を用いて第１のスイッチングステージをローカルに発振させることと、
   雑音成分を抑えるため、及びパッシブフィルタ信号を出力するために前記周波数変換信号を一体型パッシブフィルタを通過させることと、
   ミキシング信号を出力するために前記局部発振信号を用いて前記パッシブフィルタ信号をローカルに発振された第２のスイッチングステージを通過させることと、
   を具備し、
   前記周波数変換信号を前記一体型パッシブフィルタを通過させることは、トランスミッタ漏れを抑えるために前記周波数変換信号を低域通過集積パッシブフィルタを通過させることを具備し、
   前記集積回路ミキサは、チューナの複数の集積回路ミキサの一つであり、該複数の集積回路ミキサのそれぞれが前記ＲＦ信号の特有の別個のチャンネルに同調される方法。
9. 埋込みフィルタパッシブ（ＥＦＰ）ミキサ回路を具備する集積回路であって、
   前記埋込みフィルタパッシブ（ＥＦＰ）ミキサ回路は、
   第１のミキサ入力信号ノードと、
   第２のミキサ入力信号ノードと、
   第１のミキサ出力信号ノードと、
   第２のミキサ出力信号ノードと、
   前記第１のミキサ入力信号ノードに接続された第１の入力と、前記第２のミキサ入力信号ノードに接続された第２の入力と、第１の出力と、第２の出力と、第３の出力と、第４の出力とを有する第１のスイッチングステージと、
   前記第１のスイッチングステージの第１の出力に接続された第１の入力と、前記第１のスイッチングステージの第２の出力に接続された第２の入力と、前記第１のスイッチングステージの第３の出力に接続された第３の入力と、前記第１のスイッチングステージの第４の出力に接続された第４の入力と、第１の出力と、第２の出力と、第３の出力と、第４の出力とを有するパッシブフィルタと、
   前記パッシブフィルタの第１の出力に接続された第１の入力と、前記パッシブフィルタの第２の出力に接続された第２の入力と、前記パッシブフィルタの第３の出力に接続された第３の入力と、前記パッシブフィルタの第４の出力に接続された第４の入力と、前記第１のミキサ出力信号ノードに接続された第１の出力と、前記第２のミキサ出力信号ノードに接続された第２の出力とを有する第２のスイッチングステージと、
   を具備し、
   前記第１のスイッチングステージは、ローカル発振信号を受信するように接続され、
   前記第２のスイッチングステージは、前記ローカル発振信号を受信するように接続される集積回路。
10. 前記パッシブフィルタは、
    前記第１のスイッチングステージの第１の出力とノードＡ＋との間に接続される第１の抵抗と、
    前記第１のスイッチングステージの第２の出力とノードＢ＋との間に接続される第２の抵抗と、
    前記第１のスイッチングステージの第３の出力とノードＢ−との間に接続される第３の抵抗と、
    前記第１のスイッチングステージの第４の出力とノードＡ−との間に接続される第４の抵抗と、
    前記第２のスイッチングステージの第１の入力とノードＡ＋との間に接続される第５の抵抗と、
    前記第２のスイッチングステージの第２の入力とノードＢ＋との間に接続される第６の抵抗と、
    前記第２のスイッチングステージの第３の入力とノードＢ−との間に接続される第７の抵抗と、
    前記第２のスイッチングステージの第４の入力とノードＡ−との間に接続される第８の抵抗と、
    前記ノードＡ＋と前記ノードＡ−との間に接続される第１のキャパシタと、
    前記ノードＢ＋と前記ノードＢ−との間に接続される第２のキャパシタと、
    を具備する請求項９記載の集積回路。
11. 前記第１のスイッチングステージは、
    前記第１のスイッチングステージの第１の出力と前記第１のミキサ入力信号ノードとの間に接続される第１のトランジスタと、
    前記第１のスイッチングステージの第２の出力と前記第１のミキサ入力信号ノードとの間に接続される第２のトランジスタと、
    前記第１のスイッチングステージの第３の出力と前記第２のミキサ入力信号ノードとの間に接続される第３のトランジスタと、
    前記第１のスイッチングステージの第４の出力と前記第２のミキサ入力信号ノードとの間に接続される第４のトランジスタと、
    を具備する請求項９記載の集積回路。
12. 前記第２のスイッチングステージは、
    前記第２のスイッチングステージの第１の入力と前記第２のスイッチングステージの第１の出力との間に接続される第１のトランジスタと、
    前記第２のスイッチングステージの第２の入力と前記第２のスイッチングステージの第２の出力との間に接続される第２のトランジスタと、
    前記第２のスイッチングステージの第３の入力と前記第２のスイッチングステージの第１の出力との間に接続される第３のトランジスタと、
    前記第２のスイッチングステージの第４の入力と前記第２のスイッチングステージの第２の出力との間に接続される第４のトランジスタと、
    を具備する請求項９記載の集積回路。
13. 前記ＥＦＰミキサ回路は、
    前記第１のミキサ出力信号ノードに接続される第１の入力と、
    前記第２のミキサ出力信号ノードに接続される第２の入力と、第１の出力と、第２の出力とを具備するトランスインピーダンスアンプをさらに具備する請求項９記載の集積回路。
14. 前記第１のスイッチングステージは周波数変換ステージであり、
    前記第２のスイッチングステージは電流変換ステージである請求項９記載の集積回路。
15. 前記パッシブフィルタは、直列抵抗−キャパシタ（ＲＣ）フィルタを具備する請求項９記載の集積回路。
16. 前記パッシブフィルタは、ローパスフィルタである請求項９記載の集積回路。
17. 前記パッシブフィルタは、直列抵抗−キャパシタ（ＲＣ）フィルタを具備する請求項９記載の集積回路。
18. 前記パッシブフィルタは、受信されたトランスミッタ漏れを減少するための手段である請求項９記載の集積回路。
19. 前記パッシブフィルタは、受信帯域ノイズを減少するための手段である請求項９記載の集積回路。

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