CN101981809A - 高度线性嵌入式滤波无源混频器 - Google Patents

Abstract

通信信道具有高度线性切换式电流混频器，其并入有在添加外部滤波组件的情况下实现改进的发射(Tx)及接收(Rx)的无源滤波(例如，低通、陷波)。在Tx偏移下的接收器的高IIP2(输入参考二阶截取点)对于避免破坏系统的敏感度性能是必要的，且需要高的三次差拍(TB)来避免归因于发射器泄漏的敏感度降级。由于所述混频器中的嵌入式滤波及低噪声放大器(LNA)中的有源后失真(APD)方法，所以在低噪声指数及功率消耗下实现所需高线性，从而在不使用SAW(表面声波)滤波器的情况下克服了发射器功率泄漏。

Description

高度线性嵌入式滤波无源混频器

根据35U.S.C.§119主张优先权

本专利申请案主张2008年4月7日所申请的题目为“高度线性嵌入式滤波无源混频器(A Highly Linear Embedded Filtering Passive Mixer)”的第61/043,015号临时申请案的优先权，且所述临时申请案已转让给本受让人且特此明确地以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明大体涉及电路，且更具体来说，涉及一种适合于无线通信及其它应用的放大器。

背景技术

归因于较低成本及材料单(BOM)，零IF(中频)射频(RF)前端架构对于蜂窝式系统有吸引力。还称为零差、同步或零IF接收器的直接转换接收器(DCR)是通过将传入信号与在频率上与想要的信号的载波同步的本机振荡器信号混合来对其解调的无线电接收器设计。因此通过对混频器输出进行低通滤波而立即获得想要的经解调的信号，而无需其它检测。接收器具有高选择性的优点且固有地为精确解调器。

然而，因若干原因，在低噪声放大器(LNA)级之后的外部SAW(表面声波)滤波器已为蜂窝式系统的必要组件。在全双工通信系统(例如，CDMA及WCDMA)中使用外部SAW滤波器的两个主要原因是在发射(Tx)偏移下的三次差拍(TB)及IIP₂性能需求。(IIP₂为二阶两个音调失真产物在功率上等于所要信号的理论输入电平。)计算是基于以下等式：Tx功率可泄漏至LNA，而与接收(Rx)与发射(Tx)带之间的双工器隔离无关。在CDMA蜂窝式带下，典型双工器隔离为55dB，且最大Tx功率可高达+27dBm，导致在Rx输入端口处的-28dBm的Tx功率。此强Tx功率可引起众所周知的交叉调制失真(XMD)。

此失真问题通常由LNA性能支配，因为由外部SAW滤波器进行的Tx排斥减少了混频器TB需求。更重要地，在混频器输入处的减少的Tx功率减少了在Tx偏移频率下的IIP₂性能关注，因为在Tx频率偏移下的二阶失真可增加零IF系统中的接收器的噪声底限。

SAW较少接收器系统是合需要的，因为其消除了SAW滤波器以及外部匹配组件。已存在实施SAW较少CDMA接收器的若干努力。Tx消除器使用LMS(最小均方)自适应滤波器，其在回路中需要上/下转换混频器及低通滤波器。此方法遭受若干性能问题。首先，归因于LMS回路的操作，接收器的噪声指数(NF)降级。第二，排斥视外部匹配网络的群延迟而变化。第三，归因于LMS回路，整个系统的TB性能可降级。

已报告将接合线电感器用于WCDMA系统的芯片上Tx排斥带通滤波器。此方法具有与芯片上电感器相比节省面积及归因于接合线的高Q而增加滤波器的选择性的益处。但归因于接合线变化，在真实生产中，此方法可能具有有限的可行性。

发明内容

下文提出一简化概述，以提供对所揭示方面中的一些方面的基本理解。此概述并非广泛的综述，且并非既定识别关键或重要元件或描绘此些方面的范围。其目的在于以简化形式提出所描述特征的一些概念以作为稍后提出的更详细的描述的序言。

根据一个或一个以上方面及其对应的揭示内容，描述与一具有用于减少接收器应用中的发射器泄漏干扰及用于固有地充当用于发射器应用中(例如，在无线通信装置中)的噪声减少的陷波滤波器的整体无源低通滤波电路的混频器有关的各种方面。排除对于有源外部组件(例如，SAW(表面声波)滤波器)的需要提供了具有减少的功率消耗的更经济的装置。此方法还避免使用可增加装置大小且降低半导体晶片产量的大的外部无源组件。

在一个方面中，提供一种用于在混频器电路中的射频(RF)信号的高度线性混合的集成电路。所述混频器电路包含第一切换级，其用于频率转换由本机振荡器切换的RF信号。无源滤波器电路电连接到所述第一级的输出以在由第一切换级进行的频率转换后有利地滤波。由所述本机振荡器切换的第二切换级电连接到所述无源滤波器电路的输出以将电荷转换为用于随后放大的电流信号。

在另一方面中，提供一种用于射频(RF)信号的高度线性混合的方法。在集成电路混频器处接收RF信号。本地振荡第一切换级以执行所述RF信号的频率转换。使所述经频率转换的信号穿过整体无源滤波器以抑制噪声分量。使所述经无源滤波的信号穿过经本地振荡的第二切换级以输出经混合的信号。

在另一方面中，一种设备执行射频(RF)信号的高度线性混合。提供用于在集成电路混频器处接收RF信号的装置。提供用于本地振荡第一切换级以执行所述RF信号的频率转换的装置。提供用于使所述经频率转换的信号穿过整体无源滤波器以抑制噪声分量的装置。提供用于使所述经无源滤波的信号穿过经本地振荡的第二切换级以输出经混合的信号的装置。

为实现前述及相关目的，一个或一个以上方面包含下文中全面描述且在权利要求书中特别指出的特征。以下描述及附图详细地阐明某些说明性方面，且指示可使用所述方面的原理的各种方式中的仅少数方式。当结合图式考虑时，从以下详细描述，其它优点及新颖特征将变得显而易见，且所揭示的方面既定包括所有此些方面及其均等物。

附图说明

从以下结合图式阐明的实施方式，本发明的特征、性质及优点将变得更显而易见，在图式中，相同参考符号始终对应地识别，其中：

图1说明用于通信系统的具有嵌入式无源滤波的切换式电流混频器的框图。

图2说明并入有具有用于噪声抑制的整体无源陷波滤波的切换式电流混频器的发射信道的框图。

图3说明并入有具有整体无源发射器泄漏滤波的切换式电流混频器的接收器信道的框图。

图4说明IIP₂性能对敏感度的曲线。

图5说明相位噪声与三次差拍(TB)性能之间的折衷的曲线。

图6说明差动有源后失真方法(APD)LNA的示意图。

图7说明使用具有大发射器(Tx)泄漏信号的常规无源混频器的问题。

图8说明嵌入式滤波无源混频器的简化示意图。

图9说明嵌入式滤波SAW较少接收器的框图。

图10说明嵌入式滤波接收器的照片。

图11说明测量的频率响应比较的曲线。

图12说明在APD LNA中具有及不具有消除路径的所测量TB的曲线。

图13说明在Tx偏移(45MHz)下的所测量IIP₂性能比较的曲线。

图14说明用于RF信号与整体Tx泄漏/噪声抑制混合的方法。

具体实施方式

通信信道具有高度线性切换式电流混频器，其并入有用于改进的发射(Tx)及接收(Rx)而无需用于Tx泄漏/噪声抑制的外部表面声波(SAW)滤波组件的嵌入式无源滤波(例如，低通、陷波)。在Tx偏移下的接收器的高IIP₂(输入参考二阶截取点)对于避免破坏系统的敏感度性能是必要的，且需要高的三次差拍(TB)来避免归因于发射器泄漏的敏感度降级。由于混频器中的嵌入式滤波及低噪声放大器(LNA)中的有源后失真(APD)方法，所以在低噪声指数及功率消耗下实现所需高线性，从而在不使用SAW(表面声波)滤波器的情况下克服了发射器功率泄漏。一说明性接收器集成电路(IC)展示出在900MHz Rx频率下具有45MHz发射泄漏时大于+60dBm的Rx IIP₂、2.4dB Rx噪声指数(NF)及+77dB的三次差拍(TB)，同时仅消耗来自2.1V电源的18mA。在另一实施方案中，RF调谐器(例如，在例如电视等宽带接收器中使用的可调谐追踪滤波器)及线缆调谐器可受益于具有嵌入式无源滤波的切换电流混频器。借此，通过较经济的调谐器，可排斥来自邻近信道的噪声。作为一额外应用，在于偏移Rx带下嵌入式无源滤波作为陷波滤波器的情况下，切换式电流混频器可有利地有益于Tx信道，从而也避免了对于外部SAW滤波器的需要。

现参看图式来描述各种方面。在以下描述中，为实现解释的目的，阐明了众多具体细节以便提供对一个或一个以上方面的彻底理解。然而，可显而易见，可在无这些具体细节的情况下实践各种方面。在其它实例中，以框图形式展示众所周知结构及装置以便有助于描述这些方面。

如在此申请案中所使用，术语“组件”、“模块”、“系统”及其类似物既定指计算机相关实体，其可为硬件、硬件与软件的组合、软件或执行中的软件。举例而言，组件可为(但不限于为)在处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行程序、执行线程、程序及/或计算机。通过说明，在服务器上运行的应用程序及服务器皆可为组件。一个或一个以上组件可驻留于进程及/或执行线程内，且可使一组件局限于一个计算机上及/或分布于两个或两个以上计算机之间。

词“示范性”在本文中用以意谓充当实例、例子或说明。本文中描述为“示范性”的任何方面或设计未必应解释为比其它方面或设计优选或有利。

此外，所述一个或一个以上版本可使用标准编程及/或工程技术来实施为方法、设备或制品以产生软件、固件、硬件或其任何组合，从而控制计算机实施所揭示的方面。如本文中所使用的术语“制品”(或者，“计算机程序产品”)既定包含可从任何计算机可读装置、载体或媒体存取的计算机程序。举例而言，计算机可读媒体可包括(但并不限于)磁性存储装置(例如，硬盘、软盘、磁带…)、光盘(例如，紧密光盘(CD)、数字通用光盘(DVD)…)、智能卡及快闪存储器装置(例如，卡、棒)。另外，应了解，载波可用以载运计算机可读电子数据，例如，在发射及接收电子邮件过程中或在接入例如因特网或局域网(LAN)等网络的过程中使用的计算机可读电子数据。当然，所属领域的技术人员应认识到，在不脱离所揭示的方面的范围的情况下，可对此配置进行许多修改。

将按可包括许多组件、模块及其类似物的系统来呈现各种方面。应理解及了解，各种系统可包括额外组件、模块等，及/或可不包括结合诸图所论述的所有组件、模块等。也可使用这些方法的组合。本文中所揭示的各种方面可在电气装置上执行，所述装置包括利用触摸式屏幕显示器技术及/或鼠标及键盘型接口的装置。这些装置的实例包括计算机(桌上型及移动型)、智能电话、个人数字助理(PDA)及有线与无线两者的其它电子装置。

转至图式，在图1中，切换式电流混频器(SCM)100具有接收RF输入104的频率转换级102。频率转换级102的输出由嵌入式无源滤波器106滤波(例如，对于接收器信道应用，低通；对于发射器信道应用，经Rx带陷波滤波)。来自无源滤波器106的电荷穿过电流切换级108作为输出110以创造用于进一步放大的电流，其不需要SAW滤波器。借此，通过嵌入式无源滤波(即，频率转换与滤波组合)实现高度线性混合。归因于在高频率下的减小电流，此方法对随后的级造成了较少负担。

举例而言，在图2中，针对发射器(Tx)信道132描绘用于SCM 130的应用。在此实例中，嵌入于SCM 130中的无源陷波滤波器134可减少RX带噪声，用于减少至同时FDMA Tx/Rx系统(例如，CDMA、WCDMA、OFDMA、LTE、UMB)的Tx泄漏。此噪声抑制还对避免干扰另一FDMA装置或使用TDMA的装置(例如，GSM)有利。说明性Tx信道132经描绘为穿过数/模转换器(DAC)138且穿过基带滤波器140以移除高频率噪声的输入136。在于SCM 130中混合后，可接着进一步放大，其经描绘为准备用于由Tx天线144进行发射的信号的功率放大器(PA)142。由SCM 130进行的嵌入式滤波有益于PA 142，例如，时间阻抗放大器(TIA)。排除了归因于高Tx的时间阻抗放大器(TIA)的非线性。此性能有助于Tx IIP₂及TB性能。PA 142的另一实例为共栅极放大器(CGA)，其也受益于SCM 130的嵌入式滤波。

在图3中，通过使用具有嵌入式低通滤波器164的SCM 162，接收器(Rx)信道160可受益。举例而言，可实现在Rx天线168处接收的来自干扰信号源166的Tx排斥。此外，可滤波来自也利用天线168的双工器172的从Tx信道170的Tx泄漏。借此，减少了Rx信道160的剩余组件，如描绘为用于偏置信号以用于充分利用用于输出176的模/数转换器(ADC)174的放大器172。将嵌入式滤波接收器引入至混频器130，而非需要SAW滤波器。系统获得额外的15dB的Tx排斥，其展示在Tx偏移下的大于+60dBm的接收器IIP2及+77dB TB。双边带(DSB)NF为2.4dB，且总电流消耗为来自2.1V电源的18mA。

此外，本文中所描述的技术可用于各种无线通信系统，例如CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA、SC-FDMA及其它系统。经常可互换地使用术语“系统”与“网络”。CDMA系统可实施例如通用陆地无线电接入(UTRA)、cdma2000等无线电技术。UTRA包括宽带CDMA(W-CDMA)及CDMA的其它变体。CDMA2000涵盖IS-2000、IS-95及IS-856标准。TDMA系统可实施例如全球移动通信系统(GSM)等无线电技术。OFDMA系统可实施例如演进UTRA(E-UTRA)、超移动宽带(UMB)、IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、Flash-OFDM

等无线电技术。UTRA及E-UTRA为通用移动电信系统(UMTS)的部分。3GPP长期演进(LTE)为UMTS的使用E-UTRA的即将到来的版本，其在下行链路上使用OFDMA及在上行链路上使用SC-FDMA。UTRA、E-UTRA、UMTS、LTE及GSM描述于来自名为“第三代合作伙伴计划”(3GPP)的组织的文献中。CDMA2000及UMB描述于来自名为“第三代合作伙伴计划2”(3GPP2)的组织的文献中。此项技术中已知这些各种无线电技术及标准。

在用于CDMA通信系统中的SAW较少Rx的说明性敏感度规范中，在Tx频率偏移下的IIP₂性能使NF及敏感度降级。-28dBm的Tx泄漏功率下IIP₂与敏感度之间的折衷说明于图4中。可将所述关系定义为：

等式(1)

其中κ为玻耳兹曼常数(Boltzmann′s Constant)，T为绝对温度，B为信号带宽(在CDMA中，为1.23MHz)，CNR为载波对噪声比，NF_ant为天线所参考的噪声指数，且IM₂，Tx为Rx带中的Tx IM₂功率。如在图4中的300处的描绘可见，敏感度与Tx IIP₂性能高度有关，且对于2dB敏感度降级，需要+55dBm的Tx IIP₂。归因于在Tx频率下的高LNA增益，+55dBm接收器IIP2(无某一形式的Tx排斥)极其具有挑战性。

当Tx功率泄漏至Rx端口且干扰信号存在于Rx带附近时，交叉调制失真(XMD)变为接收器的线性及相位噪声要求的关键决定因素。接收器需要具有+8dBm的有效IIP₃以避免破坏在CDMA标准中界定的单音调去敏感(STD)测试。

三阶截取点(IP₃或TOI)为弱非线性系统及装置(例如，接收器、线性放大器及混频器)的量度。其是基于可使用低阶多项式(通过泰勒(Taylor)级数展开而得出)来建模装置非线性的理念。三阶截取点使由非线性中的三次项造成的非线性乘积与线性放大的信号相关。

通过LNA与混频器之间的SAW滤波器，STD主要取决于LNA的线性，因为SAW滤波器将排斥35dB的Tx泄漏。另一方面，SAW较少接收器对混频器及随后的级造成额外线性负担。此外，由于互逆的混合，所以在干扰信号偏移下的VCO的相位噪声要求变得特别难以满足。可表达接收器STD性能：

$N_j=10\·{\log }_{10}[{10}^{(P_j-\mathrm{TB})/10}+{10}^{(P_j+P_{\mathrm{phase}})/10}+\mathrm{\κ}\·T\·B\·{10}^3\·{10}^{{\mathrm{NF}}_{\mathrm{ant}}/10}]$ 等式(2)

其中P_j为在天线处的干扰信号功率(单位：dBm)，且P_phase为在信号带宽上整合的相位噪声(单位：dBm)，其中中心频率处于干扰信号偏移处。相位噪声与TB性能之间的折衷描绘于图5中的320处。其展示具有各种TB性能的对于-30dBm STD的相位噪声要求。如果TB为+68dB，则STD性能可能永远不满足-30dBm，但通过+72dB的TB，可将相位噪声松弛至大致-75dBc。

归因于LNA的高IIP₃需求，常规源极退化LNA不合适。存在设计高度线性LNA的各种方式，例如，修改的衍生重叠方法(MDS)及有源后失真方法(APD)。在此设计中，选择APD方法。使用此方法，可降低偏置电路的复杂性及相关的输入寄生电容。CMOS LNA 400的简化示意图展示于图6中。M1、M2、M5及M6形成主信号路径，而M3及M4充当IM₃消除器。

LNA 400采用差动架构。差动LNA 400提供若干优点(与其单端对应物相比)。首先，不需要有源或无源平衡不平衡转换器(balun)来在LNA后连接双平衡混频器。有源平衡不平衡转换器将造成额外电流消耗及线性降级，且无源平衡不平衡转换器将创造出归因于无源电路损耗的面积及噪声指数损失。差动设计具有更多的外部输入匹配组件，但外部组件的整体减少仍为显著的。

通过本发明的益处，应了解，在SAW较少接收器中，具有嵌入式无源滤波的混频器可有助于接收器的线性性能。混频器是基于双平衡无源方法。无源混频器给出较佳线性及NF性能，尤其在窄带通信系统中。混频器的闪烁噪声(1/f)可破坏经整合的噪声，但无源混频器将不引入显著的闪烁噪声，因为不存在直流电流。

归因于在LNA输出处的电感器的相对高阻抗，在LNA输出处所见的阻抗很高。混频器输入的低阻抗确保RF电流在最小损耗的情况下流至混频器输入。在LNA中产生的IM₂分量可由LNA输出与混频器输入之间的耦合电容器阻止。因此，归因于由混频器提供的低阻抗，在LNA输出处将几乎不存在电压信号摆动。在降频转换Tx信号后，混频器的非线性起到作用。

图7中说明使用在输出处具有跨阻抗放大器(TIA)502的常规无源混频器500的问题。有限的运算放大器增益带宽造成在TIA输入处的大的信号摆动，且引入来自混频器及TIA 502两者的非线性。即使TIA 502具有高增益带宽产物，其也必须将巨大的电流提供至C_tia内以避免引入由不完全的电容器充电造成的非线性。

于图8中的600处描述避免此问题的说明性嵌入式滤波无源混频器(EFP混频器)的简化示意图。EFP混频器600具有两个串联连接的开关SW1、SW2，且每一开关SW1、SW2由本机振荡器(LO)信号(V_LOIP-V_LOIM)的相反相位控制。第一开关SW1包含n型CMOS晶体管T1，其基极接收LO信号V_LOIP，其发射极接收参考电流i_RFp，且其集极连接到嵌入式无源滤波器电路602的电阻器R1的第一端。电阻器R1的另一端连接到节点A+。第二晶体管T2具有由V_LOIP偏置的基极、连接到晶体管T1的发射极及参考电流i_RFp的发射极，且其集极连接到嵌入式无源滤波器电路602的具有电阻Rm的电阻器R2的第一端，其中电阻器R2的另一端连接到正Cm节点B+。(以下对于无源滤波器电路602论述的每一电阻器具有电阻Rm。)第一开关SW1进一步包含第三晶体管T3，其基极接收LO信号V_LOIM，其发射极接收参考电流i_RFm，且其集极连接到嵌入式无源滤波器电路602的电阻器R3的第一端。电阻器R3的另一端连接到与负Cm节点B-连接的节点。第四晶体管T4具有由V_LOIP偏置的基极、连接到晶体管T3的发射极及参考电流i_RFm的发射极，且其集极连接到嵌入式无源滤波器电路602的电阻器R4的第一端，其中电阻器R4的另一端连接到节点A-。第一电容器C1跨越节点A+、A-而连接。第二电容器C2跨越节点C+、C-而连接。两个电容器C1、C2皆具有电容Cm。

第二开关SW2具有第五晶体管T5，其基极由V_LOIM偏置，其发射极连接到嵌入式无源滤波器电路602的第五电阻器R5的第一侧，第五电阻器R5的另一端连接到节点A+，且第五晶体管T5的集极连接到正中间输出节点D+。第六晶体管T6具有由V_LOIP偏置的基极、连接到无源滤波器电路602的第六电阻器R6的一端的发射极，第六电阻器R6的另一端连接到节点C+，且第六晶体管T6的集极连接到输出节点D-。第七晶体管T7具有由V_LOIP偏置的基极、连接到无源滤波器电路602的第七电阻器R7的一端的发射极，第七电阻器R7的另一端连接到节点C-，且第七晶体管T7的集极连接到节点D+。第八晶体管T8具有由V_LOIM偏置的基极，其发射极连接到无源滤波器电路602的第八电阻器R8的一端，第八电阻器R8的另一端连接到节点A-，且第八晶体管T8的集极连接到节点D-。

在开关SW1、SW2之间的是嵌入式无源滤波器602，在说明性实施中，其为串联RC滤波器，其决定滤波的带宽。RF电流i_RFp、i_RFm流至第一组开关SW1中，且经降频转换为标称无源混频器。当正LO信号(V_LOIP)为高时，在节点A处的电流及C_m上的电压可由下式表达：

$i_A\left(t\right)\≈g_{m,\mathrm{LNA}}\·A_{\mathrm{rf}}\·e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·{2f}_{\mathrm{LO}}}}\·[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)+\frac{2}{3\mathrm{\π}}\·\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)$

$-\frac{2}{15\mathrm{\π}}\·\cos \left(4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)\·\·\·]\·\mathrm{LO}\left(t\right)$ 等式(3)

$v_{C_m}=\frac{1}{C_m}\·\∫i_A\left(t\right)\mathrm{dt}\·{[1+{(f_{\mathrm{offset}}/f_{3\mathrm{dB}})}^2]}^{\frac{-1}{2}}$ 等式(4)

其中τ＝R_mC_m，f_3dB＝(2πτ)^-1，A_rf为RF输入电压的振幅，且g_m，LNA为LNA的跨导。当负LO信号(V_LOIM)为高且等式(4)中的积分提供低通滤波作用时，此电压产生至跨阻抗放大器620中的电流，其与R_m成反比。

图9中展示接收器700的框图。其由差动APD LNA 702组成，差动APD LNA 702的输出传至皆具有嵌入式滤波的无源I混频器704及无源Q混频器706两者。混频器704、706的切换由LO缓冲器708支持，LO缓冲器708的差动输出穿过除法器710经由相应反相器712至混频器704、706。I混频器704的输出穿过TIA 714，且Q混频器706的输出穿过TIA 716。

在图10中，实施集成电路接收器802的裸片800由差动APD LNA 804、嵌入式滤波无源I混频器806及Q混频器808、TIA 806、LO缓冲器810、I TIA 812及Q TIA814组成。同时制造接收器(图7)的常规无源混频器型式(未图示)，以便具有与EFP混频器600(图8)的比较。

图11中展示具有不同混频器的两个接收器的所测量的频率响应。通过150kHz带内音调测量增益，且EFP混频器具有42dB增益，且常规混频器具有44dB增益。由于存在2dB的增益差，所以使排斥正规化。TIA提供1.5MHz的3dB截止频率，且EFP混频器经设计以具有在10MHz下的额外极点。如可看出，所提议的混频器在45MHz偏移(其为CDMA CELL带中的Tx偏移频率)下具有再多15dB的排斥。常规设计的性能说明以上提到的混频器限制问题。归因于有限的运算放大器增益带宽，TIA不能在高频率偏移下提供足够的排斥。

图12中展示所提议的接收器的TB性能。施加在45MHz偏移下每一者具有-31dBm的两个Tx音调及在1MHz偏移下具有-30dBm的功率的干扰信号。在APD消除路径接通的情况下，TB音调处于-65.8dBm，其暗指77.8dB的TB性能。在APD消除路径断开的情况下，TB为65.3dB。消除接通与断开之间的此差异暗指两个重要事实。首先，APD方法将TB改进12.5dB。第二，随着消除接通及断开的TB变化意谓混频器并不有助于任何TB，否则，TB将不随消除经接通及断开而变化，因为其将由混频器支配。因此，由EFP混频器提供的额外排斥显著地改进系统线性性能，其现在完全由LNA性能支配。

图13中展示在Tx偏移下的所测量的IIP₂性能。常规无源混频器开始展示从-30dBm的4比1非线性，其为强的非线性行为。另一方面，所提议的EFP混频器开始展示在-24dBm的功率以上的强非线性行为。在常规无源混频器的情况下，关于EFP混频器的IIP₂性能为+60dBm及+50dBm。常规混频器展示出在-30dBm下的强(4∶1)非线性行为，其为规范中的关键功率电平。结果，常规者的IIP₂性能进一步降级2dB。

所提议的Rx

常规Rx

Vdd	2.1V	2.1V
			Idd	18mA/17mA*	18mA/17mA
VSWR	＜2∶1	＜2∶1
			电压增益	42/44dB	44/46
噪声指数	2.4/3.4dB	2.0/2.8dB
			在45MHz下的IIP2	+60/+65dBm	+50/+55dBm
三次差拍	+77.8/+65.3dB	+47/+47dB
			Tx排斥	37dB	22dB

^*消除接通/断开

表1：接收器性能比较

表1中描绘总体性能比较。在APD消除接通及断开的情况下测量每一接收器。当不存在干扰信号时，Tx IIP₂性能重要。在此情形下，可断开APD消除路径。仅当存在干扰信号时需要接通消除路径。归因于第二组开关中的额外损耗，EFP混频器具有比常规混频器少的增益及更高的NF。

信号路径的总功率消耗为18mA，对于APD LNA为14mA，及对于I/Q TIA为4mA。通过5种金属及1种聚乙烯(5M1P)在0.18μm的CMOS工艺中制造芯片。总面积为2.25mm2，包括所有相关衬垫及ESD电路。

通过本发明的益处，应了解，具有整体无源滤波的切换式电流混频器(SCM)可具有例如与射频调谐器(例如，在例如电视等宽带接收器中使用的可调谐追踪滤波器)及线缆调谐器一起使用的RF滤波器的应用。

图14说明根据所主张的标的物的方法及/或流程图。为了解释的简单性，将方法描绘及描述为一系列动作。应理解及了解，本发明不受到所说明的动作及/或动作次序的限制。举例而言，动作可以各种次序及/或同时且与本文中未提出及描述的其它动作一起发生。此外，可能并不需要所有说明的动作来实施根据所主张的标的物的方法。此外，所属领域的技术人员应理解及了解，方法可经替代地经由状态图而表示为一系列相关的状态或事件。此外，应进一步了解，下文中且在整个本说明书中揭示的方法能够存储于一制品上，以有助于将此些方法输送及转移至计算机。如本文中所使用的术语“制品”既定包含可从任何计算机可读装置、载体或媒体存取的计算机程序。

在图14中，描绘RF信号与整体Tx泄漏/噪声抑制混合的方法100。在块1002中，在具有整体嵌入式无源滤波的集成电路混频器处接收RF信号。在块1004中，本地振荡第一切换级以执行所述接收的RF信号的频率转换。在块1006中，电荷信号的中间结果穿过由电阻器-电容器电路形成的嵌入式无源滤波区段，以通过低通滤波(在接收器信道的情况下)或在Rx带下陷波滤波(对于Tx信道)来减少接收的Tx泄漏。在块1008中，本地振荡第二切换级以将来自无源滤波器的经滤波的电荷信号转换至不需要外部滤波组件(例如，SAW滤波器)的经混合的电流输出。

以上已描述的内容包括各种方面的实例。当然，不可能为了描述各种方面的目的而描述组件或方法的每一可想到的组合，但一般所属领域的技术人员可认识到，许多其它组合及排列是可能的。因此，本说明书既定包含属于所附权利要求书的精神及范围内的所有此些变更、修改及变化。

特定来说，且关于由上述组件、装置、电路、系统及类似物执行的各种功能，用以描述此些组件的术语(包括对“装置”的提及)既定对应(除非另有指示)于执行所描述组件的指定功能(例如，功能均等物)的任何组件，即使结构上不等同于执行本文中说明的示范性方面中的功能的所揭示结构。在此方面，还应认识到，各种方面包括具有用于执行各种方法的动作及/或事件的计算机可执行指令的系统以及计算机可读媒体。

此外，尽管已关于若干实施方案中的仅一者来揭示特定特征，但此特征可与如对于任何给定或特定应用而言为所要的及有利的其它实施方案的一个或一个以上其它特征组合。关于在实施方式或权利要求书中使用术语“包括”及其变体而言，这些术语既定以类似于术语“包含”的方式而为包括性的。此外，如用于实施方式或权利要求书中的术语“或”意谓为“非独占式的或”。

应了解，据称仅在所并入的材料并不与本发明中阐明的现有定义、叙述或其它揭示材料冲突的程度上以引用的方式将全部或部分的任何专利案、公开案或其它揭示材料并入本文中。因而，且在必要的程度上，如本文中明确阐明的揭示内容替换被以引用的方式并入本文中的任何有冲突的材料。据称以引用的方式并入本文中但与现有定义、叙述或本文中阐明的其它揭示材料冲突的任何材料或其部分将仅按在并入的材料与现有揭示材料之间不引起冲突的程度上而被并入。

Claims (17)

1.一种用于在混频器电路中的射频(RF)信号的高度线性混合的集成电路，所述混频器电路包含：

本机振荡器；

第一切换级，其用于频率转换由所述本机振荡器切换的RF信号；

无源滤波器电路，其电连接到所述第一级的输出；以及

第二切换级，其由所述本机振荡器切换且电连接到所述无源滤波器电路的所述输出以将电荷转换为电流信号。

2.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包含在经电连接以在所述混频器电路之前接收所述RF信号用于放大以形成接收器的低噪声放大器(LNA)中的有源后失真(APD)方法。

3.根据权利要求1所述的集成电路，其中权利要求2的所述无源滤波器电路进一步包含低通滤波器。

4.根据权利要求3所述的集成电路，其进一步包含电连接到所述混频器电路的输出的跨阻抗放大器。

5.根据权利要求3所述的集成电路，其进一步包含多个混频器电路，每一者经调谐至单独的离散信道以用于单独地调谐RF多信道媒体通信信号。

6.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包含：

数/模转换器(DAC)，其用于将接收的数字信号转换为模拟信号；

基带滤波器，其电连接到所述DAC以用于移除由所述转换造成的噪声，且电连接到所述混频器电路以用于提供所述RF信号；以及

功率放大器，其电连接到所述混频器电路以用于放大来自所述混频器电路的所述输出以用于发射，

其中所述混频器电路的所述无源滤波器电路包含在接收器(RX)带下的陷波滤波器。

7.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述本机振荡器(LO)信号产生相反的相位V_LOIP及V_LOIM，所述嵌入式无源滤波器包含串联电阻器—电容器(RC)滤波器，其决定滤波带宽，其中射频(RF)电流i_RFp、i_RFm流至第一组开关中，用于当正LO信号(V_LOIP)为高时作为具有如下表达的电流及两端电压的标称无源混频器来降频转换：

$i_A\left(t\right)\≈g_{m,\mathrm{LNA}}\·A_{\mathrm{rf}}\·e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·{2f}_{\mathrm{LO}}}}\·[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)+\frac{2}{3\mathrm{\π}}\·\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)$

$-\frac{2}{15\mathrm{\π}}\·\cos \left(4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)\·\·\·]\·\mathrm{LO}\left(t\right)$ 及

$v_{C_m}=\frac{1}{C_m}\·\∫i_A\left(t\right)\mathrm{dt}\·{[1+{(f_{\mathrm{offset}}/f_{3\mathrm{dB}})}^2]}^{\frac{-1}{2}},$

其中τ＝R_mC_m，f_3dB＝(2πτ)^-1，A_rf为RF输入电压的振幅，且g_m，LNA为所述LNA的跨导。

8.一种用于射频(RF)信号的高度线性混合的方法，其包含：

在集成电路混频器处接收RF信号；

本地振荡第一切换级以执行所述RF信号的频率转换；

使所述经频率转换的信号穿过整体无源滤波器以抑制噪声分量；以及

使所述经无源滤波的信号穿过经本地振荡的第二切换级以输出经混合的信号。

9.根据权利要求8所述的方法，其进一步包含使所述经频率转换的信号穿过低通整体无源滤波器以抑制发射器泄漏。

10.根据权利要求9所述的方法，其进一步包含在调谐器的多个集成电路混频器中的第一集成电路混频器处执行频率转换，每一集成电路混频器经调谐至所述RF信号的唯一离散信道。

11.根据权利要求8所述的方法，其进一步包含使所述经频率转换的信号穿过陷波整体无源滤波器以抑制针对在混合后的信号的发射的在接收器带下的发射器噪声。

12.根据权利要求8所述的方法，其中所述本机振荡器(LO)信号产生相反的相位V_LOIP及V_LOIM，所述嵌入式无源滤波器包含串联电阻器—电容器(RC)滤波器，其决定滤波带宽，其中射频(RF)电流i_RFp、i_RFm流至第一组开关中，用于当正LO信号(V_LOIP)为高时作为具有如下表达的电流及两端电压的标称无源混频器来降频转换：

$i_A\left(t\right)\≈g_{m,\mathrm{LNA}}\·A_{\mathrm{rf}}\·e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·{2f}_{\mathrm{LO}}}}\·[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)+\frac{2}{3\mathrm{\π}}\·\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)$

$-\frac{2}{15\mathrm{\π}}\·\cos \left(4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)\·\·\·]\·\mathrm{LO}\left(t\right)$ 及

$v_{C_m}=\frac{1}{C_m}\·\∫i_A\left(t\right)\mathrm{dt}\·{[1+{(f_{\mathrm{offset}}/f_{3\mathrm{dB}})}^2]}^{\frac{-1}{2}},$

其中τ＝R_mC_m，f_3dB＝(2πτ)^-1，A_rf为RF输入电压的振幅，且g_m，LNA为LNA的跨导。

13.一种用于射频(RF)信号的高度线性混合的设备，其包含：

用于在集成电路混频器处接收RF信号的装置；

用于本地振荡第一切换级以执行所述RF信号的频率转换的装置；

用于使所述经频率转换的信号穿过整体无源滤波器以抑制噪声分量的装置；以及

用于使所述经无源滤波的信号穿过经本地振荡的第二切换级以输出经混合的信号的装置。

14.根据权利要求13所述的设备，其进一步包含用于使所述经频率转换的信号穿过低通整体无源滤波器以抑制发射器泄漏的装置。

15.根据权利要求14所述的设备，其进一步包含用于在调谐器的多个集成电路混频器中的第一集成电路混频器处执行频率转换的装置，每一集成电路混频器经调谐至所述RF信号的唯一离散信道。

16.根据权利要求13所述的设备，其进一步包含用于使所述经频率转换的信号穿过陷波整体无源滤波器以抑制针对在混合后的信号的发射的在接收器带下的发射器噪声的装置。

17.根据权利要求13所述的设备，其中所述本机振荡器(LO)信号产生相反的相位V_LOIP及V_LOIM，所述嵌入式无源滤波器包含串联电阻器—电容器(RC)滤波器，其决定滤波带宽，其中射频(RF)电流i_RFp、i_RFm流至第一组开关中，用于当正LO信号(V_LOIP)为高时作为具有如下表达的电流及两端电压的标称无源混频器来降频转换：

$i_A\left(t\right)\≈g_{m,\mathrm{LNA}}\·A_{\mathrm{rf}}\·e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·{2f}_{\mathrm{LO}}}}\·[\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)+\frac{2}{3\mathrm{\π}}\·\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)$

$-\frac{2}{15\mathrm{\π}}\·\cos \left(4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)\·\·\·]\·\mathrm{LO}\left(t\right)$ 及

$v_{C_m}=\frac{1}{C_m}\·\∫i_A\left(t\right)\mathrm{dt}\·{[1+{(f_{\mathrm{offset}}/f_{3\mathrm{dB}})}^2]}^{\frac{-1}{2}},$

其中τ＝R_mC_m，f_3dB＝(2πτ)^-1，A_rf为RF输入电压的振幅，且g_m，LNA为LNA的跨导。

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