KR20110002084A - 고 선형성의 임베딩된 필터링 수동 믹서 - Google Patents

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Abstract

통신 채널은, 외부 필터링 컴포넌트들의 부가로 개선된 송신 (Tx) 및 수신 (Rx) 을 위한 수동 필터링 (예를 들어, 저역통과, 노치) 을 포함하는 고 선형성 스위칭된 전류 믹서를 갖는다. Tx 오프셋에서 수신기의 고 IIP2 (입력 기준 2차 인터셉트 포인트) 는 시스템의 민감도 성능의 오류발생을 방지하는 것이 필수이고, 고 트리플 비트 (TB) 는 송신기 누설로 인한 민감도 저하를 방지하도록 요구된다. 저잡음 증폭기 (LNA) 에서 능동 포스트-왜곡 (APD) 방식 및 믹서 내 임베딩된 필터링 덕분에, SAW (표면 탄성파) 필터를 이용하지 않고 송신기 전력 누설을 극복하는, 저 잡음 특징 및 전력 소모를 갖는 요구된 고 선형성이 달성된다.

Description

고 선형성의 임베딩된 필터링 수동 믹서{A HIGHLY LINEAR EMBEDDED FILTERING PASSIVE MIXER}
35 U.S.C. §119에 의한 우선권의 주장
특허를 위한 본 출원은 명칭이 "A Highly Linear Embedded Filtering Passive Mixer"이고 2008년 4월 7일 출원된 가출원 제 61/043,015 호를 우선권으로 주장하며, 양수인에게 양도되었고 본원에 참고문헌으로써 명시적으로 포함된다.
본 개시는 일반적으로 회로에 관한 것이며, 보다 상세하게는 무선 통신 및 다른 애플리케이션들에 적합한 증폭기에 관한 것이다.
제로-IF (중간 주파수;Intermediate Frequency) 무선 주파수 (RF) 프론트-엔드 아키텍쳐들은 저비용 및 BOM (Bill-of-Material) 으로 인해 셀룰러 시스템에 유리하다. 호모다인, 싱크로다인 또는 제로-IF 수신기로도 알려진 다이렉트-변환 수신기 (DCR) 는, 원하는 신호의 캐리어에 대해 주파수 동기화된 국부 발진기 신호와 인입하는 신호를 믹싱함으로써 인입하는 신호들을 복조하는 무선 수신기 설계이다. 이와 같이, 원하는 복조 신호는, 추가적인 검출을 요구하지 않고, 믹서 출력을 저역통과 필터링함으로써 즉시 획득된다. 이 수신기는 고 선택성의 이점을 가지며, 내재적으로 정확한 복조기이다.
그러나, 저잡음 증폭기 (LNA) 스테이지 이후 외부 SAW (surface acoustic wave; 표면 탄성파) 필터는 여러 가지 이유로 때문에 셀룰러 시스템의 필수 컴포넌트였다. CDMA 및 WCDMA와 같이 풀 듀플렉스 통신 시스템의 외부 SAW 필터를 이용하는 2가지 주된 이유는 송신 (Tx) 오프셋에서 트리플 비트 (TB) 및 IIP2 성능 요건들 때문이다. (IIP2는, 2차 2톤 왜곡 프로덕트가 원하는 신호에 대해 전력이 동일한 이론적인 입력 레벨이다.) 이 계산은 다음 식에 기초한다 : Tx 전력은, 수신 (Rx) 과 송신 (Tx) 대역 사이의 듀플렉서 분리에도 불구하고 LNA로 누설될 수 있다. 통상적인 듀플렉서 분리는 CDMA 셀룰러 대역에서 55dB이고, 최대 Tx 전력은 +27dBm 만큼 높을 수 있어, Rx 입력 포트에서 -28dBm의 Tx 전력이 된다. 이 강한 Tx 전력은 잘 알려진 크로스 변조 왜곡 (XMD) 을 발생시킬 수 있다.
외부 SAW 필터에 의한 Tx 리젝션이 믹서 TB 요건을 감소시키기 때문에, 이 왜곡 문제는 통상적으로 LNA 성능에 의해 지배된다. 보다 중요하게는, Tx 주파수 오프셋에서의 2차 왜곡이 제로-IF 시스템에서 수신기의 잡음 플로어를 증가시킬 수 있기 때문에, 믹서 입력에서 감소된 Tx 전력은 Tx 오프셋 주파수에 관한 IIP2 성능을 감소시킨다.
SAW-리스 (less) 수신기 시스템은, 이것이 SAW 필터 뿐만 아니라 외부 매칭 컴포넌트들을 제거하기 때문에 바람직하다. SAW-리스 CDMA 수신기를 구현하는 여러 가지 노력들이 있었다. LMS (최소 평균 제곱) 적응형 필터에 사용된 Tx 상쇄기는 루프 내에서 상향/하향 변환기 믹서들 및 저역 통과 필터를 요구한다. 이 방법은 여러 가지 성능 문제를 겪는다. 첫째로, 수신기의 잡음 지수 (noise figure; NF) 는 LMS 루프의 동작으로 인해 저하된다. 둘째로, 리젝션은 외부 매칭 네트워크의 그룹 지연에 의존하여 변한다. 셋째로, 전체 시스템의 TB 성능은 LMS 루프로 인해 저하될 수 있다.
WCDMA 시스템을 위한 본드-와이어 인덕터들을 이용한 온-칩 Tx 리젝트 대역 통과 필터가 보고되었다. 이 방법은 온-칩 인덕터와 비교하여 면적을 절약시키고 본드-와이어의 고-Q로 인해 필터의 선택성을 증가시키는 이점을 갖는다. 그러나, 이 방법은 본드 와이어 변동량으로 인해 실제 생산에서 가능성이 제한될 수도 있다.
다음은 개시된 양태의 일부 양태들의 기본적인 이해를 제공하기 위해서 단순화된 요약을 제시한다. 이 요약은 광범위한 개요가 아니고 키 또는 중요한 엘리먼트들을 확인하거나 이러한 양태들의 범위를 기술하도록 의도되는 것은 아니다. 그 목적은 이후에 나타내어지는 보다 상세한 설명에 대한 도입부로서 단순화된 형태로 설명된 특징들의 일부 개념들을 나타내는 것이다.
하나 이상의 양태 및 대응하는 개시에 따라서, 무선 통신 디바이스들에서와 같이, 수신기 애플리케이션들에서 송신기 누설 간섭을 감소시키기 위해 그리고 송신기 애플리케이션들에서 잡음 감소를 위해 내재적으로 노치 필터로서 역할을 하기 위한 적분형 수동 저역통과 필터링 회로를 구비한 믹서와 연결하여 다양한 양태들이 개시된다. SAW (표면 탄성파) 필터와 같은 능동 외부 컴포넌트들을 위한 필요성의 배제는 전력 소비가 감소된 더욱 경제적인 디바이스를 제공한다. 이것은 또한 디바이스 사이즈를 증가시키고 반도체 웨이퍼 수율을 감소시킬 수 있는 큰 외부 수동 컴포넌트들을 이용하는 것을 회피한다.
일 양태에서, 믹서 회로의 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 집적 회로가 제공된다. 믹서 회로는 국부 발진기에 의해 스위칭된 RF 신호를 주파수 변환하기 위한 제 1 스위칭 스테이지를 포함한다. 수동 필터 회로는 제 1 스테이지의 출력과 전기적으로 연결되어 제 1 스위칭 스테이지에 의한 주파수 변환 이후에 유익하게 필터링한다. 국부 발진기에 의해 스위칭되는 제 2 스위치 스테이지는, 후속 증폭을 위해 전하를 전류 신호로 변환하기 위해 수동 필터의 출력에 전기적으로 연결된다.
다른 양태에서, 방법은 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 방법이 제공된다. RF 신호는 집적 회로 믹서에서 수신된다. 제 1 스위칭 스테이지는 RF 신호의 주파수 변환을 수행하기 위해 국부적으로 발진된다. 주파수 변환된 신호는 잡음 성분을 억제하기 위해 적분형 수동 필터를 통해 통과된다. 수동으로 필터링된 신호는 믹스된 신호를 출력하기 위해 국부적으로 발진된 제 2 스위칭 스테이지를 통해 통과된다.
추가적인 양태에서는, 일 장치가 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 수행한다. 집적 회로 믹서에서 RF 신호를 수신하는 수단이 제공된다. RF 신호의 주파수 변환을 실시하기 위해 제 1 스위칭 스테이지를 국부적으로 발진시키는 수단이 제공된다. 잡음 성분을 억제하기 위해 주파수 변환 신호를 적분형 수동 필터를 통해 통과시키는 수단이 제공된다. 믹싱된 신호를 출력하기 위해 수동으로 필터링된 신호를 국부적으로 발진된 제 2 스위칭 스테이지를 통해 통과시키는 수단이 제공된다.
전술한 바 그리고 관련된 목적의 성취를 위해서, 하나 이상의 실시형태들은 이하 충분히 기재되고 청구 범위에 특별히 지정된 특징들을 포함한다. 다음 설명 및 첨부 도면은 특정한 예시적인 양태들을 상세하게 제시하지만, 양태들의 원리들을 사용될 수도 있는 다양한 방법들 중 일부를 나타낸다. 다른 이점 및 신규한 특징들은 도면과 연결하여 고려되는 경우 다음의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이고 개시된 양태들은 이러한 모든 양태들 및 그 등가물들을 포함하도록 의도된다.
본 개시의 특징, 본질, 및 이점들은, 동일한 도면 부호들이 처음부터 끝까지 대응되게 식별하는 도면과 연결되는 경우 아래에 제시된 상세한 설명으로부터 더욱 명확해질 것이다.
도 1은 통신 시스템을 위한 임베딩된 수동 필터링을 구비한 스위칭된 전류 믹서의 블록도를 도시한다.
도 2는 잡음 억제를 위한 적분형 수동 노치 필터링을 구비한 스위칭된 전류 믹서를 포함하는 송신기 채널의 블록도를 도시한다.
도 3은 적분형 수동 송신기 누설 필터링을 구비한 스위칭된 전류 믹서를 포함하는 수신기 채널의 블록도를 도시한다.
도 4는 IIP2 성능 대 민감도의 플롯을 도시한다.
도 5는 위상 잡음 및 트리플 비트 (TB) 성능 간의 트레이드-오프의 플롯을 도시한다.
도 6은 차동 능동 포스트-왜곡 (APD) 방식의 LNA를 개략적으로 도시한다.
도 7은 큰 송신기 (Tx) 누설 신호를 갖는 종래의 수동 믹서를 이용한 문제점을 도시한다.
도 8은 임베딩된 필터링 수동 믹서의 단순화된 개략도를 도시한다.
도 9는 임베딩된 필터링 SAW-리스 수신기의 블록도를 도시한다.
도 10은 임베딩된 필터링 수신기의 포토그래프를 도시한다.
도 11은 측정된 주파수 응답 비교의 플롯을 도시한다.
도 12는 APD LNA에서 상쇄 경로를 갖는 그리고 갖지 않는 측정된 TB의 플롯을 도시한다.
도 13은 Tx 오프셋 (45 MHz) 에서 측정된 IIP2 성능 비교의 플롯을 도시한다.
도 14는 통합 Tx 누설/잡음 억제를 갖는 RF 신호 믹싱을 위한 방법을 도시한다.
통신 채널은, Tx 누설/잡음 억제를 위한 외부 표면 탄성파 (SAW) 필터링 컴포넌트들을 요구하지 않고 개선된 송신 (Tx) 및 수신 (Rx) 을 위한 임베딩된 수동 필터링 (예를 들어, 저역통과, 노치) 을 포함하는 고 선형성 스위칭된 전류 믹서를 갖는다. 시스템의 민감도 성능의 오류발생을 방지하기 위해 Tx 오프셋에서 수신기의 고 IIP2 (입력 기준 2차 인터셉트 포인트) 는 필수적이고, 고 트리플 비트 (TB) 는 송신기 누설로 인한 민감도 저하를 방지하도록 요구된다. 저잡음 증폭기 (LNA) 에서의 능동 포스트-왜곡 (APD) 방식 및 믹서 내 임베딩된 필터링 덕분에, SAW (표면 탄성파) 필터를 이용하지 않고 송신기 전력 누설을 극복하는, 저 잡음 특징 및 전력 소모를 갖는 요구된 고 선형성이 달성된다. 예시적인 수신기 집적 회로 (IC) 는 2.1V 공급으로부터 18mA 만을 소비하는 한편 900 MHz Rx 주파수에서 45 MHz 송신 누설과 함께, +60dBm 보다 큰 Rx IIP2, 2.4dB의 Rx 잡음 지수 (NF), 및 +77dB의 트리플 비트 (TB) 를 나타낸다. 다른 실시형태에서, 텔레비전과 같은 광대역 수신기들에서 사용된 튜너블 트랙킹 필터들과 같은 RF 튜너들 및 케이블 튜너들은 임베딩된 수동 필터링을 구비한 스위칭 전류 믹서로부터 유용할 수 있다. 이것에 의해, 인접한 채널들로부터의 잡음은 더욱 경제적인 튜너를 이용하여 차단될 수 있다. 추가적인 애플리케이션으로서, 오프셋 Rx 대역에서 임베딩된 수동 필터링을 노치 필터로서 이용하여, 스위칭된 전류 믹서는 Tx 채널을 유익하게 이용하고 마찬가지로 외부 SAW 필터에 대한 필요성을 방지할 수 있다.
이제, 다양한 양태들을 도면을 참고로 하여 설명한다. 다음 설명에서, 설명을 위해, 하나 이상의 양태들의 완전한 이해를 제공하기 위해서 많은 상세한 설명들이 제시되었다. 그러나, 다양한 양태들은 이러한 상세한 설명없이도 실시될 수도 있다는 것은 명백할 수도 있다. 다른 예에서, 이러한 양태들의 설명을 용이하게 하기 위해서 잘 알려진 구조들 및 디바이스들을 블록도로 도시한다.
본 출원에 사용된 바와 같이, 용어 "컴포넌트", "모듈", "시스템" 등은 하드웨어, 하드웨어 및 소프트웨어의 조합, 소프트웨어, 또는 실행 중인 소프트웨어 중 어느 하나인 컴퓨터 관련 엔티티를 지칭하는 것으로 의도된다. 예를 들어, 컴포넌트는 프로세서 상에서 실행 중인 프로세스, 프로세서, 오브젝트, 익스큐터블, 익스큐션 오브 스레드, 프로그램 및/또는 컴퓨터일 수도 있으며, 이것으로 제한되지 않는다. 예로써, 서버 상에서 실행 중인 애플리케이션 및 서버 둘 모두는 컴포넌트일 수 있다. 하나 이상의 컴포넌트들이 프로세스 및/또는 익스큐션 오브 스레드 내에 존재할 수도 있고 컴포넌트는 하나의 컴퓨터 상에 국한되고/되거나 2 이상의 컴퓨터들 사이에 분배될 수도 있다.
단어 "예시적인"은 예, 예시 또는 예증으로서의 역할을 의미하도록 본원에 사용된다. "예시적인"으로 본원에 기재된 임의의 양태 또는 설계는 다른 양태들 또는 설계들에 걸쳐 바람직하거나 유익한 것으로 해석되는 것이 필수적인 것은 아니다.
또한, 하나 이상의 버전들은 개시된 양태들을 구현하는 컴퓨터를 제어하기 위해 소프트웨어, 펌웨어, 하드웨어 또는 그 임의의 조합을 생성하는 표준 프로그래밍 및/또는 엔지니어링 기술들을 이용하여 방법, 장치, 또는 제조 물품으로서 구현될 수도 있다. 본원에 사용된 용어 "제조 물품" (또는 대안으로, "컴퓨터 프로그램 제품") 은 임의의 컴퓨터 판독가능 디바이스, 캐리어, 또는 미디어로부터 액세스 가능한 컴퓨터 프로그램을 포함하도록 의도된다. 예를 들어, 컴퓨터 판독가능 매체는 자기 저장 디바이스들 (예를 들어, 하드 디스크, 플로피 디스크, 자기 스트립들...), 광 디스크 (예를 들어, 컴팩트 디스크 (CD), DVD (Digital Versatile Disk)...), 스마트 카드들, 및 플래시 메모리 디바이스들 (예를 들어, 카드, 스틱) 을 포함할 수 있지만 이것으로 제한되지 않는다. 추가적으로, 전자 메일의 송신 및 수신에 또는 인터넷 또는 LAN (Local Area Network) 와 같은 네트워크에 대한 액세스에 사용된 것들과 같은 컴퓨터 판독가능 전자 데이터를 전달하는데 반송파가 사용될 수 있다는 것을 이해한다. 물론, 개시된 양태들의 범위로부터 벗어나지 않고 이 구성에 대하여 많은 수정이 이루어질 수도 있다는 것을 당업자는 인식할 것이다.
다수의 컴포넌트, 모듈 등을 포함할 수도 있는 시스템들에 관하여 다양한 양태들이 제시될 것이다. 다양한 시스템들은 추가적인 컴포넌트, 모듈 등을 포함할 수도 있고/있거나 도면들과 연결하여 논의된 컴포넌트, 모듈 등 전부를 포함하지 않을 수도 있다는 것을 이해한다. 이러한 접근들의 조합이 사용될 수도 있다. 본원에 개시된 다양한 양태들은 터치 스크린 디스플레이 기술들 및/또는 마우스-및-키보드 형 인터페이스들을 이용하는 디바이스들을 비롯한 전자식 디바이스들 상에서 실시될 수 있다. 이러한 디바이스들의 예는 컴퓨터 (데스크톱 및 이동식), 스마트 폰들, 개인 디지털 보조기 (PDA), 및 유선 및 무선 둘 모두를 구비한 다른 전자식 디바이스들을 포함한다.
도면으로 돌아가면, 도 1에서, 스위치드 전류 믹서 (SCM)(100) 는 RF 입력 (104) 을 수신하는 주파수 변환 스테이지 (102) 를 구비한다. 주파수 변환 스테이지 (102) 의 출력이 임베딩된 수동 필터 (106) 에 의해 필터링 (예를 들어, 수신기 채널 애플리케이션을 위한 저역 통과, 송신기 채널 애플리케이션을 위해 필터링된 Rx 대역 노치 필터링) 된다. 수동 필터 (106) 로부터의 전하는 출력 (110) 으로서 전류 스위칭 스테이지 (108) 를 통해 통과하여 SAW 필터를 요구하지 않는 추가 증폭을 위한 전류를 생성한다. 이것에 의해, 임베딩된 수동 필터링을 이용하여 고 선형성 믹싱이 달성된다 (즉, 주파수 변환이 필터링으로 결합된다). 이 접근은 고 주파수에서 감소된 전류로 인해 다음 스테이지 상에 보다 적은 부담을 준다.
예를 들어, 도 2에서, SCM (130) 을 위한 애플리케이션이 송신기 (Tx) 채널 (132) 에 대하여 도시된다. 이 예에서, SCM (130) 내에 임베딩된 수동 노치 필터 (134) 는 동시 FDMA Tx/Rx 시스템 (예를 들어, CDMA, WCDMA, OFDMA, LTE, UMB) 에 대한 Tx 누설을 감소시키기 위해 RX 대역 잡음을 감소시킬 수 있다. 이러한 잡음 억제는 또한 다른 FDMA 디바이스 또는 TDMA (예를 들어, GSM) 를 이용하는 디바이스의 재밍을 방지하기 위해서 유익하다. 예시적인 Tx 채널 (132) 은 고 주파수 잡음을 제거하기 위해 디지털-아날로그 변환기 (DAC; 138) 를 통해 그리고 기저대역 필터 (140) 를 통해 통과하는 입력 (136) 으로서 도시된다. SCM (130) 에서의 믹싱 이후, Tx 안테나 (144) 에 의한 송신을 위한 신호를 준비하는 전력 증폭기 (PA; 142) 로서 도시된 추가적인 증폭이 뒤따를 수 있다. SCM (130) 에 의한 임베딩된 필터링은 시간 임피던스 증폭기 (TIA) 와 같은 PA (142) 가 유익하다. 고 Tx로 인한 시간 임피던스 증폭기 (TIA) 의 비선형성이 배제된다. 이 성능은 Tx IIP2 및 TB 성능에 대해 도움이 된다. PA (142) 의 다른 예는 SCM (130) 의 임베딩된 필터링으로부터도 유익한 공통 게이트 증폭기 (CGA) 이다.
도 3에서, 수신기 (Rx) 채널 (160) 은 임베딩된 저역 통과 필터 (164) 를 구비한 SCM (162) 의 이용에 의해 유익할 수 있다. 예를 들어, Rx 안테나 (168) 에서 수신된 잼머 소스 (166) 으로부터의 Tx 리젝션이 달성될 수 있다. 이외에도, 안테나 (168) 를 또한 이용하는 듀플렉서 (172) 로부터 Tx 채널 (170) 로부터의 Tx 누설이 필터링될 수 있다. 이것에 의해, 출력부 (176) 를 위한 아날로그-디지털 변환기 (ADC; 174) 의 완전한 이용을 위해 신호를 바이어싱하기 위한 증폭기 (172) 가 도시된 것처럼, Rx 채널 (160) 의 나머지 컴포넌트들이 감소된다. SAW 필터를 요구하기 보다는, 임베딩된 필터링 수신기가 믹서 (130) 로 도입된다. 시스템은 추가적인 15dB의 Tx 리젝션을 획득한다; 이것은 Tx 오프셋 및 +77dB TB에서 수신기 IIP2의 +60dBm보다 더 많은 것을 나타낸다. 양측 파대 (DSB) NF는 2.4dB이고 총 전류 소비는 2.1V 공급으로부터 18mA이다.
또한, 본원에 기재된 기술들은 CDMA, TDMA, FDMA, OFDMA, 및 SC-FDMA 및 다른 시스템과 같은 다양한 무선 통신 시스템용으로 사용될 수도 있다. 용어 "시스템" 및 "네트워크"는 종종 교환가능하게 사용된다. CDMA 시스템은 유니버셜 지상 무선 액세스 (UTRA), cdma2000 등과 같은 무선 테크놀러지를 구현할 수도 있다. UTRA는 광대역 CDMA (W-CDMA) 및 CDMA의 다른 변종을 포함할 수 있다. CDMA2000은 IS-2000, IS-95 및 IS-856 표준들을 포함한다. TDMA 시스템은 GSM (Global System for Mobile Communications) 과 같은 무선 테크놀러지를 구현할 수 있다. OFDMA 시스템은 진화된 UTRA (E-UTRA), UMB (Ultra Mobile Broadband), IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, Flash-OFDM
Figure pct00001
등과 같은 무선 테크놀러지를 구현할 수 있다. UTRA 및 E-UTRA는 UMTS (Universal Mobile Telecommunication System) 의 일부이다. 3GPP 롱텀 이볼루션 (LTE) 은 다운링크 시 OFDMA를 업링크 시 SC-FDMA를 이용하는, E-UTRA를 이용하는 업커밍 릴리즈이다. UTRA, E-UTRA, UMTS, LTE 및 GSM은 "3세대 파트너쉽 프로젝트 2"(3GPP2) 로 명명된 기구로부터의 문헌에 기재된다. 또한, CDMA2000 및 UMB는 "3세대 파트너쉽 프로젝트 2"(3GPP2) 로 명명된 기구로부터의 문헌에 기재된다. 이들 다양한 무선 기술들 및 표준들은 본 기술에 잘 알려진다.
CDMA 통신 시스템의 SAW-리스 Rx를 위한 예시적이고 민감한 규격에서, Tx 주파수 오프셋에서의 IIP2 성능은 NF 및 민감도를 저하시킨다. -28dBm의 Tx 누설 전력의 민감도와 IIP2 사이의 트레이드오프를 도 4에 도시한다. 관계는 식 (1) 로 정의될 수 있다.
Figure pct00002
Figure pct00003
는 볼쯔만 상수이고, T는 절대 온도, B는 신호 대역폭 (CDMA에서 1.23 MHz), CNR은 반송파 대 잡음 비, NFant는 안테나에 대한 노이즈 특성, 그리고 IM2, Tx는 Rx 대역에서 Tx IM2 전력이다. 도 4의 300에 도시된 것으로 알 수 있는 바와 같이, 민감도는 Tx IIP2 성능에 매우 의존하고, 2dB 민감도 저하를 위해 +55dBm Tx IIP2가 요구된다. +55dBm 수신기 IIP2 - 어떤 형태의 Tx 리젝션을 갖지 않는 - 는 Tx 주파수에서 고 LNA 이득으로 인해 극히 도전적이다.
Tx 전력이 Rx 포트로 누설되고 Rx 대역 근처에 잼머가 존재하는 경우, 교차-변조 왜곡 (XMD) 이 수신기의 선형성 및 위상 잡음 요건의 핵심 결정자가 된다. 수신기는 CDMA 표준에서 정의된 싱글 톤 디-센스 (STD; Single Tone De-sense) 테스트를 변질시키는 것을 방지하기 위해서 +8dBm의 유효 IIP3을 구비할 것을 요구한다.
3차 인터셉트 포인트 (IP3 또는 TOI) 는, 약한 비선형 시스템 및 디바이스들 예를 들어, 수신기, 선형 증폭기들 및 믹서들을 위한 측정이다. 디바이스 비선형성이 테일러 수열에 의해 유도되는 저차 다항식을 이용하여 모델링될 수 있다는 아이디어에 기초한다. 3차 인터셉트 포인트는 비선형 증폭된 신호에 대한 비선형성의 3차 항에 의해 발생된 비선형 프로덕트들과 관련된다.
LNA와 믹서 사이에 SAW 필터를 이용하여, SAW 필터가 35dB 만큼 Tx 누설을 리젝트할 것이기 때문에, STD는 주로 LNA의 선형성에 의존한다. 반면, SAW-리스 수신기는 믹서 및 다음 스테이지들에 대해 추가적인 선형성을 부담시킨다. 이외에도, 잼머 오프셋에서 VCO의 위상 잡음 요건이 상호간의 믹싱 때문에 이례적으로 만족시키기 어렵다. 수신기 STD 성능은 식 (2)로 표현될 수 있다.
Figure pct00004
Pj는 안테나에서의 잼머 전력 (dBm) 이고 Pphase는 잼머 오프셋에서의 중심 주파수를 갖는 신호 대역폭을 통해 통합된 위상 잡음 (dBm) 이다. 위상 잡음과 TB 성능 간의 트레이드 오프는 도 5의 320에 도시된다. 다양한 TB 성능들을 가진 -30dBm STD를 위한 위상 잡음 요건을 나타낸다. TB가 +68dB인 경우 STD 성능은 -30dBm을 결코 충족시킬 수 없지만, 위상 잡음은 +72dB TB에서 대략 -75dBc로 완화될 수 있다.
LNA의 고 IIP3 요건으로 인해, 종래의 소스 축퇴된 (degenerated) LAN는 적합하지 않다. 변형된 파생성 중첩 방식 (MDS) 및 능동 포스트-왜곡 방식 (APD) 과 같이 고 선형성 LNA를 설계하는 다양한 방법이 존재한다. 이 설계에서, APD 방식이 선택된다. 이 방법을 이용하여, 바이어스 회로 및 관련 입력 기생 커패시턴스의 복잡성이 감소될 수 있다. CMOS LNA (400) 의 단순화된 개략도가 도 6에 도시된다. M1, M2, M5 및 M6는 주요 신호 경로를 형성하는 반면 M3 및 M4는 IM3 상쇄기들로서 동작한다.
LNA (400) 은 차동 아키텍쳐를 채택한다. 차동 LNA (400) 는 싱글 엔드형 카운터파트와 비교하여 여러가지 이점들을 제공한다. 먼저, LNA 이후 이중으로 밸런싱된 믹서를 접속하기 위해 능동 또는 수동 밸룬을 요구하지 않는다. 능동형 밸룬은 추가적인 전류 소모 및 선형성 저하를 발생시킬 것이고 수동형 밸룬은 수동 회로 손실로 인해 지역 및 잡음 지수 패널티들을 생성할 것이다. 차별적인 설계는 더 많은 외부 입력 매칭 컴포넌트들을 갖지만, 외부 컴포넌트들의 전체 감소는 여전히 중요하다.
SAW-리스 수신기에서, 임베딩된 수동 필터링을 이용한 믹서는 수신기의 선형성 성능에 기여할 수 있다는 것을 본 개시의 이점으로 이해한다. 믹서는 이중 밸런싱된 수동 접근에 기초한다. 수동 믹서는 특히 협대역 통신 시스템에서 더 양호한 선형성 및 NF 성능을 제공한다. 믹서의 플리커 잡음 (1/f) 은 통합된 잡음을 변질시킬 수 있지만, dc 전류가 아니기 때문에, 수동 믹서는 중요한 플리커 잡음을 도입시키지 않을 것이다.
LNA 출력에서 인덕터의 상대적으로 높은 임피던스로 인해, LNA 입력에서 본 임피던스는 상당히 높다. 믹서 입력의 저 임피던스는, RF 전류가 최소 손실로 믹서 입력으로 흐르는 것을 보장한다. LNA에서 생성된 IM2 컴포넌트는 LNA 출력과 믹서 입력 사이의 커필링 커패시터에 의해 차단될 수 있다. 따라서, 믹서에 의해 제공된 저 임피던스로 인해 LNA 출력부에 전압 신호 스윙이 거의 없을 것이다. 믹서의 비선형성은 Tx 신호가 하향 변환된 후 작용한다.
출력부에서 트랜스임피던스 증폭기 (TIA; 502) 를 구비한 종래의 수동 믹서 (500) 를 이용하는 문제점이 도 7에 도시된다. 유한 오피앰프 이득-대역폭은 TIA 입력부에서 큰 신호 스윙을 발생시키고 믹서와 TIA (502) 둘 모두로부터 비선형성을 도입한다. TIA (502) 가 높은 이득-대역폭 프로덕트를 갖더라도, 불완전한 커패시터 충전에 의해 발생된 비선형성의 도입을 방지하기 위해서 엄청난 전류를 Ctia로 제공해야 한다.
이 문제점을 방지하는 예시적인 임베딩된 필터링 수동 믹서 (EFP 믹서) 의 단순화된 개략도가 도 8의 600에 도시된다. EFP 믹서 (600) 는 직렬로 접속된 2개의 스위치들 (SW1, SW2) 을 가지며, 각각의 스위치 (SW1, SW2) 는 국부 발진기 (LO) 신호의 반대 위상들 (VLOIP-VLOIM) 에 의해 제어된다. 제 1 스위치 (SW1) 는, 베이스가 LO 신호 (VLOIP) 를 수신하고, 이미터가 전류 기준 (iRFp) 을 수신하고, 콜렉터가 임베딩된 수동 필터 회로 (602) 의 저항기 (R1) 의 제 1 단부에 접속되는 n-형 CMOS 트랜지스터 T1을 포함한다. 저항기 (R1) 의 다른 단부는 노드 A+에 접속된다. 제 2 트랜지스터 (T2) 는 VLOIP에 의해 바이어스된 베이스, 트랜지스터 (T1) 의 이미터 및 전류 기준 (iRFp) 에 접속된 이미터, 및 임베딩된 수동 필터 회로 (602) 의 저항 Rm을 갖는 저항기 (R2) 의 제 1 단부에 접속되는 이미터를 가지며, 저항기 (R2) 의 다른 단부는 포지티브 Cm 노드 B+에 접속된다. (수동 필터 회로 (602) 에 대해 아래에 논의된 각각의 저항기는 저항 Rm을 갖는다) 제 1 스위치 SW1는 또한 베이스가 LO 신호 (VLOIM) 을 수신하고, 이미터가 전류 기준 (iRFm) 을 수신하고, 콜렉터가 임베딩된 수동 필터 회로 (602) 의 저항기 (R3) 의 제 1 단부에 접속되는 제 3 트랜지스터 (T3) 을 더 포함한다. 저항기 (R3) 의 다른 단부는 네거티브 Cm 노드 B-에 접속된 노드에 연결된다. 제 4 트랜지스터 (T4) 는 VLOIP에 의해 바이어스된 베이스, 트랜지스터 T3 및 전류 기준 (iRFm) 의 이미터에 연결된 이미터 및 임베딩된 수동 필터 회로 (602) 의 저항기 (R4) 의 제 1 단부에 접속된 콜렉터를 가지며, 저항기 (R4) 의 다른 단부는 노드 A-에 접속된다. 제 1 커패시터 (C1) 는 노드들 (A+, A-) 에 걸쳐 접속된다. 제 2 커패시터 (C2) 는 노드들 (C+, C-) 에 걸쳐 접속된다. 커패시터들 (C1, C2) 둘 모두는 Cm의 커패시턴스를 갖는다.
제 2 스위치 (SW2) 는, VLOIM에 의해 바이어싱된 베이스, 다른 단부가 노드 A+에 접속되는 임베딩된 수동 필터 회로 (602) 의 제 5 저항기 (R5) 의 제 1 측에 접속되는 이미터, 수동 중간 출력 노드 D+에 접속되는 콜렉터를 가진 제 5 트랜지스터 T5를 갖는다. 제 6 트랜지스터 (T6) 은 VLOIP에 의해 바이어스된 베이스, 다른 단부가 노드 C+에 접속된 수동 필터 회로 (602) 의 제 6 저항기 (R6) 의 일 단부에 접속된 이미터, 및 출력 노드 D-에 접속된 콜렉터를 갖는다. 제 7 트랜지스터 (T7) 는 VLOIP에 의해 바이어스된 베이스, 다른 단부가 노드 C-에 접속되는 수동 필터 회로 (602) 의 제 7 저항기 (R7) 의 일 단부에 접속된 이미터, 노드 D+에 접속된 콜렉터를 갖는다. 제 8 트랜지스터 (T8) 는 VLOIM에 의해 바이어스된 베이스, 다른 단부가 노드 A-에 접속되는 수동 필터 회로 (602) 의 제 8 저항기 (R8) 의 일 단부에 접속되는 이미터, 그리고 노드 D-에 접속되는 콜렉터를 갖는다.
스위치들 사이에서, SW1, SW2는 예시적인 구현에서 직렬 RC 필터인 임베딩된 수동 필터 (602) 이며, 필터링 대역폭을 결정한다. RF 전류 (iRFp, iRFm) 는 스위치들 (SW1) 의 제 1 세트로 흐르고 공칭 수동 믹서로서 하향 변환된다. 노드 A에서의 전류 및 Cm에 걸친 전압은, 포지티브 LO 신호 (VLOIP) 가 하이인 경우, 식 (3), 식 (4) 와 같이 표현될 수 있다.
Figure pct00005
Figure pct00006
여기서,
Figure pct00007
이며, Arf는 RF 입력 전압의 진폭이고, gm,LNA는 LNA의 트랜스컨덕턴스이다. 이 전압은, 네거티브 LO 신호 (VLOIM) 가 하이이고 식 4 의 적분이 저역통과 필터링 역할을 제공하는 경우, 트랜스임피던스 증폭기 (620) 로 전류를 생성하고, Rm에 반비례한다.
수신기 (700) 의 블록도를 도 9에 도시한다. 이 수신기는 차동 APD LNA (702) 로 구성되며, 이 차동 APD LNA (702) 의 출력들은 수동 I 믹서 (704) 및 수동 Q 믹서 (706) 둘 모두를 통과하고, 이 믹서들은 임베딩된 필터링을 구비한다. 믹서 (704, 706) 의 스위칭은, 각각의 인버터들 (712) 을 경유하여 분주기 (710) 를 통해 믹서들 (704, 706) 로 통과하는 차동 출력들을 갖는 LO 버퍼 (708) 에 의해 지원된다. I 믹서 (704) 의 출력들은 TIA (714) 를 통해 통과하고 Q 믹서 (706) 의 출력들은 TIA (716) 을 통해 통과한다.
도 10에서, 집적 회로 수신기 (802) 를 구현하는 다이 (800) 는 차동 APD LNA (804), 임베딩된 필터 수동 I-믹서 (806) 및 Q-믹서 (808), TIA (806), LO 버퍼 (810), I TIA (812) 및 Q TIA (814) 로 구성된다. EFP 믹서 (600)(도 8) 과의 비교를 위해서, 수신기 (도 7) 의 종래의 수동 믹서 버전 (미도시) 은 동시에 제조되었다.
상이한 믹서들을 구비한 수신기들 둘 모두에 대하여 측정된 주파수 응답을 도 11에 도시한다. 150kHz 인-밴드 톤을 이용하여 이득이 측정되고 EFP 믹서는 42dB 이득을 가지며 종래의 것은 44dB 이득을 갖는다. 2dB의 이득 차 때문에 리젝션이 정상화된다. TIA는 3dB 컷오프 주파수의 1.5MHz를 제공하고 EFP 믹서는 10MHz에서 추가적인 극점을 갖도록 설계된다. 알 수 있는 바와 같이, 제안된 믹서는 45MHz 오프셋에서 15dB 더 많은 리젝션을 가지며, 이는 CDMA CELL 대역에서 Tx 오프셋 주파수이다. 종래의 설계의 성능은 상술된 믹서 한계 문제를 설명한다. 유한 오피앰프 이득-주파수로 인해, TIA는 고 주파수 오프셋에서 충분한 리젝션을 제공할 수 없다.
제안된 수신기의 TB 성능이 도 12에 도시된다. 각각 45MHz에서 -31dBm을 갖는 2개의 Tx 톤들과 -30dBm의 전력을 이용한 1MHz 오프셋에서의 잼머가 적용된다. APD 상쇄 경로가 온이면, TB 톤은 -65.8dBm이고, 이는 77.8dB의 TB 성능을 의미한다. APD 상쇄 경로가 오프이면, TB는 65.3dB이다. 상쇄 ON과 OFF 사이의 이 차는 2개의 중요한 사실을 의미한다. 첫째로, APD 방식은 12.5dB만큼 TB를 개선한다. 둘째로, 상쇄 ON 및 OFF를 이용한 TB 변화는, 믹서에 의해 우세하게 될 것이기 때문에, 믹서가 어떤 TB에도 기여하지 않고, 그렇지 않으면 TB는 ON 및 OFF로 터닝되는 상쇄로 변하지 않는다는 것을 의미한다. 따라서, EFP 믹서에 의해 제공된 추가적인 리젝션은 시스템 선형 성능을 극적으로 개선시키며, 이는 이제 LNA 성능에 의해 완전하게 우세하다.
Tx 오프셋에서 측정된 IIP2 성능이 도 13에 도시된다. 종래의 수동 믹서는, -30dBm부터, 강한 비선형성 거동인 4 대 1의 비선형성을 보여주는 것으로 시작한다. 반면에, 제안된 EFP 믹서는 -24dBm의 전력을 초과하여 강한 비선형 거동을 보여주는 것으로 시작한다. EFP 믹서를 이용한 IIP2 성능은 종래의 수동 믹서를 이용한 +60dBm 및 +50dBm이다. 종래의 믹서는 -30dBm에서 강한 (4:1) 비선형 거동을 나타내며, 이는 이 사양에서 핵심적인 전력 레벨이다. 결과적으로, 종래의 IIP2 성능은 2dB 만큼 더 저하된다.
Figure pct00008
* 상쇄 ON/OFF
표 1 : 수신기 성능 비교
전체 성능 비교는 표 1에 도시된다. 각각의 수신기는 APD 상쇄 온 및 오프로 측정된다. Tx IIP2 성능은 잼머가 존재하지 않는 경우 중요하다. APD 상쇄 경로는 이 상황을 이용하여 턴 오프될 수 있다. 상쇄 경로는 잼머가 존재하는 경우에만 온일 필요가 있다. EFP 믹서는 스위치들의 제 2 세트에서 추가적인 손실로 인해 종래의 믹서보다 적은 이득과 더 높은 NF를 갖는다.
신호 경로를 위한 총 전력 소비는 APD LNA에 대하여 18mA, 14mA이고 I/Q TIA들에 대하여 4mA이다. 칩은 5 메탈 및 1 폴리 (5M1P) 를 이용하여 0.18㎛ CMOS 프로세스에서 제조된다. 총 면적은 관련 패드들 및 ESD 회로들 모두를 포함하여 2.25mm2이다.
적분형 수동 필터링을 갖는 스위칭된 전류 믹서 (SCM) 는 무선 주파수 튜너들로 사용된 RF 필터들와 같은, 텔레비전 및 케이블 튜너들과 같은 광대역 수신기들에서 사용된 튜너블 트래킹 필터들과 같은 애플리케이션들을 구비할 수 있다.
도 14는 청구물에 따른 방법 및/또는 흐름도를 도시한다. 설명의 단순화를 위해서, 이 방법은 일련의 동작들로 도시되고 설명된다. 서브젝트 이노베이션은 도시된 동작으로 및/또는 동작들의 순서로 제한되지 않는다는 것을 이해한다. 예를 들어, 동작은 다양한 순서들로 그리고/또는 동시에 발생할 수 있고, 본원에 제시되고 설명되지 않은 다른 동작들과 함께 발생할 수 있다. 또한, 도시된 동작들 모두가 청구된 청구물에 따른 방법을 구현하도록 요구되지 않을 수도 있다. 이외에도, 당업자는 이 방법이 대안적으로 상태도 또는 이벤트들을 통해 일련의 상호관련된 스테이트들로서 나타내어질 수 있다는 것을 이해한다. 추가적으로, 이하에 그리고 본 명세서를 통해 개시된 방법론들은 이러한 방법들을 컴퓨터들로 전송 및 이송하는 것을 용이하게 하기 위해서 제조 물품 상에 저장될 수 있다는 것을 이해한다. 본원에 사용된 바와 같이, 용어 제조 물품은 임의의 컴퓨터 판독가능 디바이스, 캐리어, 또는 미디어로부터 액세스 가능한 컴퓨터 프로그램을 포함하도록 의도된다.
도 14에서, 방법 (1000) 은 내부 Tx 누설/잡음 억제를 이용한 RF 신호 믹싱에 대하여 도시된다. 블록 1002에서, 적분형, 임베딩된 수동 필터링을 구비한 집적 회로 믹서에서 RF 신호가 수신된다. 블록 1004에서, 제 1 스위칭 스테이지는 국부적으로 발진하여 수신된 RF 신호의 주파수 변환을 실시한다. 블록 1006에서, 전하 신호의 중간 결과는 저항기-커패시터 회로로부터 형성된 임베딩된 수동 필터링 섹션을 통해 통과하여 수신기 채널의 경우 저역통과 필터링에 의해, 수신된 Tx 누설을 감소시키거나 Tx 채널을 위한 Rx 대역에서 노치 필터로 통과시킨다. 블록 1008에서, 제 2 스위칭 스테이지가 국부적으로 발진하여 필터링된 전하 신호를 수동 필터로부터 외부 필터링 컴포넌트들 (예를 들어, SAW 필터) 을 요구하지 않는 혼합 전류 출력으로 변환한다.
상술된 것은 다양한 양태들의 실시예를 포함한다. 즉, 물론, 다양한 양태들을 설명하기 위해 컴포넌트들 또는 방법의 모든 가능한 조합을 설명하는 것이 블가능하지만, 당업자는 많은 추가적인 결합 및 치환들이 가능하다는 것을 인식할 수도 있다. 따라서, 대상 사양은 첨부된 청구범위의 정신 및 범위에 있는 모든 이러한 변형, 수정 및 변화를 포함하도록 의도된다.
상술된 컴포넌트, 디바이스, 회로, 시스템 등에 의해 실시된 다양한 기능들에서 특히 그리고 이것에 관하여, 이러한 컴포넌트들을 설명하기 위해 사용된 ("수단"으로 언급된 것을 비롯한) 용어는, 본원에 설명된 예시적인 양태들의 기능을 실시하는 개시된 구조물과 구조적으로 등가가 아니더라도, 다르게 언급되지 않는다면 설명된 컴포넌트의 지정된 기능을 수행하는 임의의 컴포넌트에 대응하는 것으로 의도된다. 이것에 관하여, 다양한 양태는 시스템뿐만 아니라 다양한 방법들의 동작 및/또는 이벤트들을 실시하기 위한 컴퓨터 실행가능 명령들을 구비한 컴퓨터 판독가능 매체를 포함하는 것으로 인식될 것이다.
이외에도, 특정 특징이 여러가지 구현들 중 하나 만에 대하여 개시될 수도 있지만, 이러한 특징은 임의의 주어진 또는 특정 애플리케이션에 대하여 원하고 이익할 것일 수도 있기 때문에 다른 구현들의 하나 이상의 다른 특징들과 결합될 수도 있다. 용어 "포함하다" 그리고 "포함하는" 및 그 변형이 상세한 설명 또는 청구 범위 중 어느 하나에 사용되는 범위까지, 이러한 용어들은 용어 "포함하는"과 유사한 방식으로 포함하도록 의도된다. 또한 청구범위의 상세한 설명 중 어느 하나에서 사용된 바와 같이 용어 "또는"은 "비배타적인 또는"인 것을 의미한다.
본원에 참조문헌으로써 포함되는 것으로 알려진 임의의 특허, 공개, 또는 다른 개시물은, 전체적으로 또는 부분적으로, 그 포함된 내용이 본 개시에 제시된 기존의 정의, 진술 또는 다른 개시물과 충돌하지 않는 범위에 대해서만 본원에 포함된다. 이와 같이 그리고 필요한 정도까지, 본원에 명시적으로 제시된 바와 같이 본 개시는 참조문헌으로써 본원에 포함된 임의의 모순되는 내용을 대신한다. 본원에 참조문헌으로써 포함되는 것으로 알려지만 본원에 제시된 기존의 정의, 진술, 또는 다른 개시 내용과 모순되지 않는 임의의 내용 또는 부분은 포함된 내용과 기준의 개시된 내용 사이에서 모순되지 않는 범위까지 포함될 뿐일 것이다.

Claims (17)

  1. 믹서 회로에서 무선 주파수 (radio frequency; RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 집적 회로로서, 상기 믹서 회로는,
    국부 발진기;
    상기 국부 발진기에 의해 스위칭된 RF 신호를 주파수 변환하기 위한 제 1 스위칭 스테이지;
    상기 제 1 스위칭 스테이지의 출력부에 전기적으로 접속된 수동 필터 회로; 및
    상기 국부 발진기에 의해 스위칭되고 상기 수동 필터 회로의 출력부에 전기적으로 접속되어 전하를 전류 신호로 변환하는 제 2 스위칭 스테이지를 포함하는, 집적 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    수신기를 형성하기 위해, 상기 믹서 회로 전에 증폭을 위해 상기 RF 신호를 수신하도록 전기적으로 접속된 저 잡음 증폭기 (low noise amplifier; LNA) 에서의 능동 포스트 왜곡 (active post-distortion; APD) 방식을 더 포함하는, 집적 회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 수동 필터 회로는 저역 통과 필터를 더 포함하는, 집적 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 믹서 회로의 출력부들에 전기적으로 접속된 트랜스임피던스 증폭기를 더 포함하는, 집적 회로.
  5. 제 3 항에 있어서,
    복수의 믹서 회로를 더 포함하고, 각각의 믹서 회로는 RF 다중 채널 미디어 통신 신호를 개별적으로 튜닝하기 위한 개별 분리 채널로 튜닝되는, 집적 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    수신된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 변환기 (DAC);
    상기 변환에 의해 발생된 잡음을 제거하기 위해 상기 DAC에 전기적으로 접속되고 상기 RF 신호를 제공하기 위해 상기 믹서 회로에 전기적으로 접속되는 기저대역 필터; 및
    송신을 위한 상기 믹서 회로로부터의 출력을 증폭하기 위해 상기 믹서 회로에 전기적으로 접속된 전력 증폭기를 더 포함하고,
    상기 믹서 회로의 상기 수동 필터 회로는 수신기 (RX) 대역에서 노치 필터를 포함하는, 집적 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    국부 발진기 (local oscillator; LO) 신호는 반대 위상들 (VLOIP 및 VLOIM) 을 생성하고, 임베딩된 상기 수동 필터 회로는 필터링 대역폭을 결정하는 직렬 저항기-커패시터 (RC) 필터를 포함하고,
    Figure pct00009
    및
    Figure pct00010

    로 표현되는 바와 같이 포지티브 LO 신호 (VLOIP) 가 하이인 경우의 전압과 전류를 갖는 공칭 수동 믹서로서 하향 변환을 위해 무선 주파수 (RF) 전류 (iRFp, iRFm) 가 제 1 세트 스위치로 흐르며, 여기서
    Figure pct00011
    ,
    Figure pct00012
    는 RF 입력 전압의 진폭이고,
    Figure pct00013
    는 저 잡음 증폭기 (LNA) 의 트랜스컨덕턴스인, 집적 회로.
  8. 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 방법으로서,
    집적 회로 믹서에서 RF 신호를 수신하는 단계;
    상기 RF 신호의 주파수 변환을 실시하기 위해 제 1 스위칭 스테이지를 국부적으로 발진시키는 단계;
    잡음 성분을 억제하기 위해 주파수 변환 신호를 적분형 (integral) 수동 필터를 통해 통과시키는 단계; 및
    믹싱된 신호를 출력하기 위해, 수동 필터링된 신호를 국부적으로 발진된 제 2 스위칭 스테이지를 통해 통과시키는 단계를 포함하는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    송신기 누설을 억제하기 위해서 상기 주파수 변환 신호를 저역 통과 적분형 수동 필터를 통해 통과시키는 단계를 더 포함하는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    튜너의 복수의 집적 회로 믹서들 중 제 1 집적 회로 믹서에서 주파수 변환을 실시하는 단계를 더 포함하고, 각각의 집적 회로 믹서는 상기 RF 신호의 고유한 분리 채널로 튜닝되는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 방법.
  11. 제 8 항에 있어서,
    믹싱 이후 신호의 송신을 위해, 수신기 대역에서 송신기 잡음을 억제하도록 상기 주파수 변환 신호를 노치 적분형 수동 필터를 통해 통과시키는 단계를 더 포함하는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 방법.
  12. 제 8 항에 있어서,
    국부 발진기 (LO) 신호는 반대 위상들 (VLOIP 및 VLOIM) 을 생성하고, 임베딩된 상기 적분형 수동 필터는 필터링 대역폭을 결정하는 직렬 저항기-커패시터 (RC) 필터를 포함하고,
    Figure pct00014
    및
    Figure pct00015

    로 표현되는 바와 같이 포지티브 LO 신호 (VLOIP) 가 하이인 경우의 전압과 전류를 갖는 공칭 수동 믹서로서 하향 변환을 위해 무선 주파수 (RF) 전류 (iRFp, iRFm) 가 제 1 세트 스위치로 흐르며, 여기서
    Figure pct00016
    ,
    Figure pct00017
    는 RF 입력 전압의 진폭이고,
    Figure pct00018
    는 저 잡음 증폭기 (LNA) 의 트랜스컨덕턴스인, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 방법.
  13. 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 장치로서,
    집적 회로 믹서에서 RF 신호를 수신하는 수단;
    상기 RF 신호의 주파수 변환을 실시하기 위해 제 1 스위칭 스테이지를 국부적으로 발진시키는 수단;
    잡음 성분을 억제하기 위해 주파수 변환 신호를 적분형 수동 필터를 통해 통과시키는 수단; 및
    믹싱된 신호를 출력하기 위해, 수동 필터링된 신호를 국부적으로 발진된 제 2 스위칭 스테이지를 통해 통과시키는 수단을 포함하는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    송신기 누설을 억제하기 위해 상기 주파수 변환 신호를 저역 통과 적분형 수동 필터를 통해 통과시키는 수단을 더 포함하는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    튜너의 복수의 집적 회로 믹서들 중 제 1 집적 회로 믹서에서 주파수 변환을 실시하는 수단을 더 포함하고, 각각의 집적 회로 믹서는 상기 RF 신호의 고유한 분리 채널로 튜닝되는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 장치.
  16. 제 13 항에 있어서,
    믹싱 이후 신호의 송신을 위해, 수신기 대역에서 송신기 잡음을 억제하도록 상기 주파수 변환 신호를 노치 적분형 수동 필터를 통해 통과시키는 수단을 더 포함하는, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 장치.
  17. 제 13 항에 있어서,
    국부 발진기 (LO) 신호는 반대 위상들 (VLOIP 및 VLOIM) 을 생성하고, 임베딩된 상기 적분형 수동 필터는 필터링 대역폭을 결정하는 직렬 저항기-커패시터 (RC) 필터를 포함하고,
    Figure pct00019
    및
    Figure pct00020

    로 표현되는 바와 같이 포지티브 LO 신호 (VLOIP) 가 하이인 경우의 전압과 전류를 갖는 공칭 수동 믹서로서 하향 변환을 위해 무선 주파수 (RF) 전류 (iRFp, iRFm) 가 제 1 세트 스위치로 흐르며, 여기서
    Figure pct00021
    ,
    Figure pct00022
    는 RF 입력 전압의 진폭이고,
    Figure pct00023
    는 저 잡음 증폭기 (LNA) 의 트랜스컨덕턴스인, 무선 주파수 (RF) 신호의 고 선형성 믹싱을 위한 장치.
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