JP2007028303A - 周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 既存の周波数帯域とミリ波帯とを効率よく相互に変換する周波数変換装置であって実用に供することができるものを提供することである。
【解決手段】 周波数ｆ１（２．４ＧＨｚ）の送信信号Ｔｘは、周波数をｆ２（６０．２ＧＨｚ）に周波数変換するアップコンバージョンミキサ２２ａによってミリ波帯である６０．２ＧＨｚに変換される。変換後の信号はパワーアンプ２４ａによって増幅され、フィルタ２６ａを介して送信アンテナ１４に供給される。アップコンバージョンミキサ２２ａは、第２の局部周波数５４．４ＧＨｚの信号を１６分周した第１の局部周波数ｆｌｏ１（３．４ＧＨｚ）と入力信号を乗算する。そこから、フィルタによって取り出された５．８ＧＨｚの信号は、第２の局部周波数ｆｌｏ２（５４．４ＧＨｚ）と乗算され、６０．２ＧＨｚの信号が得られ送信アンテナ１４を介して放射される。既存の通信機器を何ら変更せずにミリ波帯の通信を行える。
【選択図】 図３

Description

本発明は、無線通信の周波数を変換する周波数変換装置（周波数コンバータとも呼ばれる）に関する。特にミリ波帯の通信に用いる周波数変換装置に関する。

現在、電波を用いた無線通信は広く利用されている。一般に無線通信で使用されている周波数帯域は、１０ＧＨｚ以下の場合が多い。この１０ＧＨｚ以下の帯域では伝播する電波は広く拡散する。この性質があるからこそ、遠距離の通信が可能となる。

この１０ＧＨｚ帯の電波は広く拡散するので、通信機器の個数が増えると、電波を一度に利用可能な通信機器の個数が減ってしまう。そのため、通信端末一台あたり通信速度は低下してしまう。この様子が図６に示されている。図６（１）に示すように、通信機器の個数が少なければ、電波を占有して利用できるので、高い通信速度を達成することができる。これに対して、図６（２）に示すように、通信機器の個数が増えると、使用する電波を、時間、又は周波数等で分けて使用することになり、１台あたりの通信機器が実現できる通信速度は低下してしまう。

一方、近年、ミリ波帯（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）の電波の利用が種々提案されている。このミリ波帯の電波は、波長が短いので光のように直進する性質が強い。したがって、ミリ波帯の電波同士は互いに干渉しにくく、隣接する通信機器同士で同一の周波数帯域を使用することも現実的に可能である。したがって、通信機器の個数が増えても、通信速度の低下を招くことが少ないと考えられている。この様子が図７に示されている。

このようにミリ波帯の通信は、近接通信の用途には大変好ましい性質を有しており、その利用が種々提案されている。

従来の技術の例
たとえば、下記特許文献１には、ミリ波帯の電波を利用した通信装置において、２段階の変調を行うことを特徴とする通信装置が開示されている。また、下記特許文献２には、複数の局部発信周波数を用いてミリ波帯の電波を変換する技術が開示されている。

また、ミリ波帯を用いて放送信号を送受信する技術が下記特許文献３に記載されている。異なる偏波を用いたミリ波通信の例が下記特許文献４に記載されている。

また、局部発信周波数の発信を所定の基準に同期させるための工夫が下記特許文献５に記載されている。

特開２０００−３４９６６０号公報 特開２００４−０１５２９２号公報 特開２００４−１７３１０９号公報 特開２００４−３２８３３１号公報 特開２００３−２４４０１６号公報（特許３５６４４８０号）

ところで、ミリ波帯の通信を行おうとした場合、その通信システム・通信装置を全て０から構築するのは非常に労力が必要であるので、なるべく既存の通信環境・通信システムをそのまま利用してミリ波帯の通信を行えるようにできれば好ましいと考えられる。

そのための一つの手段として、既存の周波数帯域とミリ波帯とを相互に変換する周波数変換装置（周波数コンバータ）の利用が考えられる。

しかし、既存の周波数帯域の電波をミリ波帯に効率よく変換する周波数変換装置は未だ知られていない。上記特許文献１等、周波数の変換に関する考え方は種々存在するが、回路規模が大きくなってしまう場合や、高度なフィルタを必要とす場合など、実現に至るまでにはまだ乗り越えなければならない数多くの問題が存在する。

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、その目的は、既存の周波数帯域とミリ波帯とを効率よく相互に変換する周波数変換装置であって実用に供することができるものを提供することである。

（１）本発明は、上記課題を解決するために、１０ＧＨｚ以下の周波数ｆ１の入力信号を、ミリ波帯の周波数ｆ２の出力信号に変換する周波数変換装置において、前記入力信号と、所定の第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号とを乗算し、所定の周波数の信号を得る第１のミキサと、前記第１のミキサの出力信号から、周波数ｆ１−周波数ｆｌｏ１の周波数成分を減衰させ、周波数ｆ１＋周波数ｆｌｏ１の周波数成分の信号を取り出すフィルタと、前記フィルタの出力信号と、所定の第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算し、ミリ波帯の周波数であるｆ２の信号を得る第２のミキサと、を含むことを特徴とする周波数変換装置である。

（２）また、本発明は、上記（１）記載の周波数変換装置において、前記第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号を生成する第１の局部発信器と、前記第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号を生成する第２の局部発信器と、を含むことを特徴とする周波数変換装置である。

（３）また、本発明は、上記（１）又は（２）記載の周波数変換装置において、前記第１の局部発信器は、前記第２の局部発信器の出力信号である局部周波数ｆｌｏ２の信号を所定の分周比で分周して前記局部周波数ｆｌｏ１の信号を生成することを特徴とする周波数変換装置である。

分周によれば、簡易な構成で局部周波数ｆｌｏ１を生成することができると共に、位相が合致した正確な信号を得ることができる。

（４）また、本発明は、上記（１）（２）又は（３）のいずれかに記載の周波数変換装置において、前記第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号であって、Ｉ相とＱ相の信号を生成する第２の局部発信器と、前記第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号であって、Ｉ相とＱ相の信号を生成する第１の局部発信器と、を含み、前記第１のミキサは、前記入力信号と前記Ｉ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第１のＩ相側ミキサと、前記入力信号と前記Ｑ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第１のＱ相側ミキサと、を含み、前記フィルタは、前記第１のＩ相側ミキサの出力信号をフィルタリングするＩ相側フィルタと、前記第１のＱ相側ミキサの出力信号をフィルタリングするＱ相側フィルタと、を含み、前記第２のミキサは、前記Ｉ相側フィルタの出力信号と前記Ｉ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第２のＩ相側ミキサと、前記Ｑ相側フィルタの出力信号と前記Ｑ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第２のＱ相側ミキサと、を含むことを特徴とする周波数変換装置である。

（５）また、本発明は、上記（１）、（２）又は（３）記載の周波数変換装置であって、前記入力信号の周波数ｆ１が２ＧＨｚ以上６ＧＨｚ以下の帯域であり、周波数変換後の出力信号の周波数ｆ２が５９ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下の場合に用いられる周波数変換装置において、前記第１の局部周波数ｆｌｏ１は、入力信号の周波数ｆ１の２倍以下であり、かつ、この周波数ｆ１以上であることを特徴とする周波数変換装置である。

このような構成によれば、第１のミキサで得られた信号中の和の成分と差の成分の周波数の差を十分に大きくすることができ、両者を分離するためのフィルタの設計が容易となる。

（６）また、本発明は、上記（１）、（２）又は（３）記載の周波数変換装置であって、前記入力信号の周波数ｆ１が２ＧＨｚ以上６ＧＨｚ以下の帯域であり、周波数変換後の出力信号の周波数ｆ２が５９ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下の場合に用いられる周波数変換装置において、前記第１の局部発信器は、前記第２の局部発信器の出力信号である第２の局部発信周波数ｆｌｏ２の信号を２^ｎ分周して前記第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号を出力することを特徴とする周波数変換装置である。ここで前記ｎは１以上の整数である。

このような構成によれば、２のべき乗による分周を行うので、分周器の構成が簡単になると共に、消費電力も低減されることが期待される。

（７）また、本発明は、上記（６）記載の周波数変換装置において、前記ｎは４であり、前記第１の局部発信器は１６分周することを特徴とする周波数変換装置である。

特に、上記の入力・出力の周波数範囲において、１６分周を採用した場合、第１の局部周波数の値を入力周波数ｆ１の２倍以下に抑えることができ、後続するフィルタの設計が容易となる。詳しくは、後述する実施の形態を参照されたい。

（８）また、本発明は、ミリ波帯の周波数ｆ２の入力信号を、１０ＧＨｚ以下の周波数ｆ１の出力信号に変換する周波数変換装置において、前記入力信号と、所定の第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算し、所定の周波数の信号を得る第２のミキサと、前記第２のミキサの出力信号から、周波数ｆ２＋周波数ｆｌｏ２の周波数成分を減衰させ、周波数ｆ２−周波数ｆｌｏ２の周波数成分の信号を取り出すフィルタと、前記フィルタの出力信号と、所定の第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号とを乗算し、１０ＧＨｚ以下の周波数であるｆ１の信号を得る第１のミキサと、前記第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号を生成する第２の局部発信器と、前記第２の局部発信器の出力信号である局部周波数ｆｌｏ２の信号を所定の分周比で分周して前記局部周波数ｆｌｏ１の信号を生成する第１の局部発信器と、を含むことを特徴とする周波数変換装置である。

この発明は、いわゆるダウンコンバージョン側の動作を示す発明であり、上記（１）−（７）のアップコンバージョン側の動作と同様の特徴を有する。

以上述べたように、本発明によれば、既存の通信端末の構成を維持したまま、ミリ波帯の通信を容易に実現することができる。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づき説明する。

１．原理
本実施の形態における周波数変換装置の概念図が図１に示されている。

この図１においては、上記周波数変換装置は、ミリ波コンバートモジュール１０と呼ぶ。図１に示すように、このミリ波コンバートモジュール１０は既存の従来のトランシーバ１２の送信信号Ｔｘをミリ波帯の電波に変換して、送信アンテナ１４に供給する。また、このミリ波コンバートモジュール１０は、受信アンテナ１６が受信したミリ波帯の電波を既存の周波数帯に変換して、受信信号Ｒｘを作り、この受信信号Ｒｘを従来のトランシーバ１２に供給する。このような構成によって、既存の従来のトランシーバの構成を変更せずにミリ波帯の電波を用いた通信を実現することができる。

この図１の例では、従来のトランシーバ１２は２．４ＧＨｚ帯、又は、５ＧＨｚ帯の電波を用いたトランシーバ（送受信機）であり、ミリ波コンバートモジュール１０は、その２．４ＧＨｚ帯又は５ＧＨｚ帯の周波数の信号と、ミリ波帯である５９〜６６ＧＨｚ帯の周波数の信号とを相互に変換する。

なお、ここでは、既存の周波数帯の一例として、無線ＬＡＮ等に用いられるたとえば２．４ＧＨｚ帯や５ＧＨｚ帯の例を示す。また、ミリ波帯の一例としてたとえば５９〜６６ＧＨｚ帯を挙げる。

２．周波数の関係
まず、本実施の形態における基本的な周波数の変換動作を説明する。２．４ＧＨｚ帯から、６０．２ＧＨｚ帯に周波数変換（Up-Conversion）する場合の動作の説明するグラフが図２に示されている。

よく知られているように、周波数の変換を行うためにはある周波数の信号と他の周波数の信号とを乗算する。すると乗算結果には三角関数の公式通り、両周波数の和の周波数成分と、佐野周波数成分とが表れる。

したがって、２．４ＧＨｚ帯の周波数の信号を６０．２ＧＨｚ帯の周波数の信号に変換するには、５７．８ＧＨｚの信号を元の２．４ＧＨｚ帯の信号に乗算すればよいとも考えられる。この結果、６０．２ＧＨｚの信号（和の周波数）と、５５．４ＧＨｚの信号（差の周波数）が得られ、５５．４ＧＨｚの信号をフィルタで除去すれば、所望の６０．２ＧＨｚの信号が得られると考えられる。図２（１）にはこの動作の様子を示す説明図が示されている。このグラフは縦軸が信号強度（ｄＢｍ）を表し、横軸が周波数（ＧＨｚ）を表すグラフである。

しかし、このように５７．８ＧＨｚの信号を元の２．４ＧＨｚ帯の信号に乗算する手法では、５５．４ＧＨｚの信号が欲しい信号である６０．２ＧＨｚの信号と極めて近いため、フィルタで除去することがかなり困難である。６０．２ＧＨｚの信号のみを取り出すためには非常に急峻な特性を有するフィルタが必要であるが、非常に高い周波数で精度の高いフィルタを構成することはかなり困難であり、コストの増大も予想される。

そこで、本実施の形態では、２段階で周波数を変換する動作を採用している。この場合の動作を説明するグラフが図２（２）に示されている。このグラフも縦軸が信号強度（ｄＢｍ）を表し、横軸が周波数（ＧＨｚ）を表すグラフである。

この図２（２）のグラフに示すように、２．４ＧＨｚ帯の信号をまず、５．８ＧＨｚ帯の信号に変換する。この変換をするためには、３．４ＧＨｚの信号を２．４ＧＨｚ帯の信号に乗算すればよい。そして、得られた５．８ＧＨｚの信号（和）と１ＧＨｚの信号（差）とから、１ＧＨｚの信号をフィルタで除去すれば、５．８ＧＨｚの信号が得られる。５．８ＧＨｚの信号と１ＧＨｚの信号とは、５．８倍も異なる周波数であるので、フィルタで両者を分離することは容易である。

次に、このようにして得られた５．８ＧＨｚの信号を６０．２ＧＨｚの信号に変換する。この変換のためには、５４．４ＧＨｚの信号を２．４ＧＨｚ帯の信号に乗算すればよい。そして、得られた６０．２ＧＨｚの信号（和）と４８．６ＧＨｚの信号（差）とから、４８．６ＧＨｚの信号をフィルタで除去すれば、６０．２ＧＨｚの信号が得られる。６０．２ＧＨｚの信号と４８．６ＧＨｚの信号とは、十分に離れている周波数であるので、フィルタで両者を分離することは容易である。

３．概念ブロック図
このような動作を行うミリ波コンバートモジュール１０の概念ブロック図が図３に示されている。この図３に示すように、ミリ波コンバートモジュール１０は、送信側の構成と受信側の構成とに概ね分けられる。

送信側は、送信信号Ｔｘの実部Ｔｘｉと虚部Ｔｘｑを受信し、所望の成分のみを取り出すバンドパスフィルタ２０ａと、実部Ｔｘｉと虚部Ｔｘｑを周波数変換するアップコンバージョンミキサ２２ａと、を備えている。さらに、送信側は、周波数変換後の信号を電波の送信のために電力増幅するパワーアンプ２４ａと、電力増幅後の信号から余分な信号成分を除去するフィルタ２６ａ、を含んでいる。このフィルタ２６ａは図３に示すように送信アンテナ１４に接続している。

なお、アップコンバージョンミキサ２２ａが、実部と虚部に分かれていない入力信号から実部と虚部を取り出すような構成にすることが実際には好ましい。そのように構成すれば、既存の通信装置の（実部と虚部に分かれていない）信号をそのまま利用することができるからである。

また、受信側は、受信アンテナ１６が受信した信号をフィルタリングするフィルタ２６ｂと、フィルタリングした信号を増幅する増幅器２４ｂと、を備えている。さらに、受信側は、増幅した信号を周波数変換し、受信信号の実部Ｒｘｉと虚部Ｒｘｑとを得るダウンコンバージョンミキサ２２ｂと、この実部Ｒｘｉと虚部Ｒｘｑとから所望の成分のみを取り出すバンドパスフィルタ２０ｂとを含んでいる。

なお、ダウンコンバージョンミキサ２２ｂが、実部Ｒｘｉと虚部Ｒｘｑとをそのまま出力するのではなく、加算して１個の信号にしてから外部に出力する構成にすることが実際には好ましい。そのように構成すれば、その１個の受信信号を既存の通信装置にそのまま供給することができるからである。信号を加算する加算回路や加算器は既存の種々のものが利用可能である。

さらに、ミリ波コンバートモジュール１０は、アップコンバージョンミキサ２２と、ダウンコンバージョンミキサ２２ｂと、に所定の局部発信周波数を供給する第１の局部発信器３０、及び第２の局部発信器３２とを備えている。第１の局部発信器３０は第１の局部発信周波数ｆｌｏ１を発信し、第２の局部発信器３２は、第２の局部発信周波数ｆｌｏ２を発信する。

上述したように、本実施の形態では、２段階の乗算処理によって周波数変換をしている。そのため、周波数変換のための２種の局部周波数を作り出すために局部発信器も２個備えられているのである。但し、一方の局部発信器（たとえば３２）の出力信号を、他方の局部発信器（たとえば３０）が分周して他の周波数の信号を作り出すように構成することも好ましい。この場合、他方の局部発信器（たとえば３０）は、分周器となる。

このような構成によって本実施の形態によれば、ミリ波帯（特に５９〜６６ＧＨｚ帯）と、２．７ＧＨｚ帯や５ＧＨｚ帯との相互変換を円滑に実行することが可能である。

４．アップコンバージョンミキサの詳細
アップコンバージョンミキサ２２ａの詳細な構成ブロック図が図４に示されている。

この図に示すように、送信したい信号（入力信号と呼ぶ）が第１のＩ相ミキサ４０ａ及び第１のＱ相ミキサ４０ｂに入力されている。

なお、Ｉ相とＱ相に分けて周波数変換をする技術は直交変換などと呼ばれ、古くから行われている技術である。ここで、Ｉ相（In-phase）とは実部という意味であり、Ｑ相（Quadrature）とは、虚部という意味である。

第１のＩ相ミキサ４０ａには、第１の局部周波数ｆｌｏ１＝３．４ＧＨｚが供給され、第１のＩ相ミキサ４０ａは、この３．４ＧＨｚと入力信号とを乗算する。その結果、Ｉ相の信号成分が得られる
この第１の局部周波数ｆｌｏ１＝３．４ＧＨｚは、第１の局部発信器３０（図３参照）が作成すればよいが、本実施の形態では第２の局部発信器３２が発信した信号を分周して所望の３．４ＧＨｚの信号を作成している。

図４には、このような分周動作を実行する分周器４０が示されている。この分周器４０は、互いに９０度位相が異なる局部周波数信号（３．４ＧＨｚ）を作成し、Ｉ相側、Ｑ相側にそれぞれ供給している。この分周器４０は、図３における第１の局部発信器と同様の役割を果たしている。

本実施の形態では、この分周器４０は、２^４（＝１６）の分周率を有しており、第２の局部発信器３２の出力する信号（５４．４ＧＨｚ）を分周し、３．４ＧＨｚの信号を得ている。

本実施の形態では、第２の局部周波数ｆｌｏ２を分周して、第１の局部周波数ｆｌｏ１を作成している。このような構成によって、発信器の構成を簡易にすると共に、第１と第２で位相が揃った信号を作成することができる。

また、この分周比は、基本的にはどのような分周比でもかまわないが、２のべき乗の分周比とすれば、分周器の構成が簡単になり、消費電力を減少させる観点からは有利である。多少、構成は複雑になり消費電力も増えるが３の倍数の分周比や、５の倍数の分周比、等の分周器を利用することももちろん好ましい。

好ましい分周比
また、本実施の形態では、入力信号の周波数ｆ１が２．４ＧＨｚであり、変換したい出力信号の周波数ｆ２が６０．２ＧＨｚの場合の例を示しており、好ましい分周比として１６を採用している。この分周比を採用することによって、第１の局部周波数ｆｌｏ１を入力信号の周波数ｆ１の２倍弱に設定することができ、第１のＩ相ミキサ４０ａや第１のＱ相ミキサ４０ｂの出力信号中に含まれる和の周波数と差の周波数とを十分に離間させることが可能である。その結果、フィルタ４２ａやフィルタ４２ｂの設計が容易となるものである。

なお、入力信号の周波数ｆ１が２ＧＨｚから６ＧＨｚ程度の範囲であって、出力信号の周波数ｆ２が５９ＧＨｚ〜６６ＧＨｚの場合は、この分周比１６という値が好ましい。この数字は２のべき乗であり、分周器の構成が簡単になると共に、第１の局部周波数を入力周波数の２倍弱程度に設定することができるので、フィルタの設計等が容易になるというメリットがある。これが、本実施の形態において特徴的な事項であり、従来の技術には見られない特徴である。さらに、第１の局部周波数ｆｌｏ１を入力周波数の２倍弱程度に設定すれば、和と差の周波数を十分に離間させることができるという事項も、本実施の形態において特徴的な事項であり、従来知られていない事項である。

また、第１の局部周波数ｆｌｏ１は、入力周波数ｆ１の２倍以下であって、かつ、ｆ１以上の周波数に設定すれば、乗算の結果得られる「和」の信号の周波数は、２×ｆ１以上となり、また、乗算の結果得られる「差」の信号の周波数は、ｆ１以下となる。したがって、「和」と「差」の信号を、２倍以上の周波数差に設定することができるので、フィルタの設計が容易になるというメリットがある。したがって、この範囲から、第１の局部周波数ｆｌｏ１を選択できることが望ましい。

さて、第１のＩ相ミキサ４０ａの出力信号は、上述したように、５．８ＧＨｚの信号と１ＧＨｚの信号とを含んでいるので、フィルタ４２ａによって５．８ＧＨｚのみが取り出される。

さて、Ｑ相側においてもＩ相と同様の動作が行われる。第１のＱ相ミキサ４０ｂは入力信号とＱ相の３．４ＧＨｚの信号を乗算し、Ｑ相の信号を出力する。この出力信号も、フィルタ４２ｂによって５．８ＧＨｚのみが取り出される。この動作は、既に図２で説明したとおりである。

Ｉ相側に話を戻すと、フィルタ４２ａの出力信号は、第２のＩ相ミキサ４４ａに供給される。第２のＩ相ミキサ４４ａには、第２の局部周波数ｆｌｏ２＝５４．４ＧＨｚが供給され、第２のＩ相ミキサ４４ａは、この５４．４ＧＨｚとフィルタ４２ａの出力信号である５．４ＧＨｚの信号とを乗算する。この際の局部周波数５４．４ＧＨｚの信号の位相はＩ相である。

なお、「局部周波数」は、周波数変換のために、被変換信号に乗算される信号の周波数であるが、局部発信周波数、中間周波数などと呼ばれることもある。

Ｑ相側も同様の動作を実行する。フィルタ４２ｂの出力信号が、第２のＱ相ミキサ４４ｂに供給される。第２のＱ相ミキサ４４ｂには、第２の局部周波数ｆｌｏ２＝５４．４ＧＨｚが供給され、第２のＱ相ミキサ４４ｂは、この５４．４ＧＨｚとフィルタ４２ｂの出力信号である５．４ＧＨｚの信号とを乗算する。この際の第２の局部周波数ｆｌｏ２＝５４．４ＧＨｚの信号の位相はＱ相であり、上記Ｉ相とは９０度ずれている。

第２の局部発信器３２は、互いに位相が９０度ずれた上記第２の局部周波数ｆｌｏ２＝５４．４ＧＨｚを作成している。そして、第２のＩ相ミキサ４４ａ及び第２のＱ相ミキサ４４ｂに、互いに位相が９０度ずれた５４．４ＧＨｚをそれぞれ供給する。なお、第２の局部発信器３２は、５４．４ＧＨｚ信号を分周器４０にも供給している。分周器４０はこの信号を１６分周し、３．４ＧＨｚ（＝第１の局部周波数ｆｌｏ１）の信号を得ていることは上述のとおりである。

さて、第２のＩ相ミキサ４４ａの出力信号と、第２のＱ相ミキサ４４ｂの出力信号と、は加算器４６によって加算される。加算後の信号が、ミリ波帯に変換された所望の信号である。加算器４６は加算後の信号を整合器４８に供給する。加算器４６は、種々の構成は従来から種々のものが知られており、本実施の形態でも従来から知られている種々の構成を採用することができる。本実施の形態において好ましい構成の一例を図５において後述するのでそちらを適宜参照されたい。

次に、整合器４８は、後続するバッファー回路５０とのインピーダンスマッチングを取る役割を果たしている。また、整合器４８はフィルタの機能を備えさせておくことが一般的には好ましい。本実施の形態のように、Ｉ相とＱ相に分けて周波数変換を行う乗算器においては、原理的には、最後の加算器３６の出力信号には、イメージ周波数（図２（２）におけるイメージ周波数４８．６ＧＨｚ）が表れず、フィルタが本来は不要であるが、実際には多少の漏れもあるのでフィルタの機能をいずれかの場所に設けておくことが好ましい。ここで、整合器４８はマイクロストリップを用いて構成されているので、フィルタの機能を搭載しやすい。そこで、本実施の形態では整合器４８に、イメージ周波数４８．６ＧＨｚを減衰させるためのフィルタの機能を設けている。

バッファー回路５０によって増幅された信号は、整合器５２を介して送信アンテナ１４に送られる。このようにして、所定の信号をミリ波帯に変換して送信することができる。なお、送信アンテナ１４との間にＴｘフィルタと呼ばれるフィルタが設けられることもある。

ダウンコンバージョンミキサ
ここでは、アップコンバージョンミキサ２２ａの説明をしたが、ダウンコンバージョンミキサ２２ｂの動作は、アップコンバージョンミキサ２２ａの逆の動作であり、基本原理は同様である。なお、第１の局部発信器３０や、第２の局部発信器３２は、アップコンバージョンミキサ２２ａだけでなく、ダウンコンバージョンミキサ２２ｂに対しても所定の信号を供給することは言うまでもない。また、第１の局部発信器３０の代わりに、第２の局部発信器の信号を分周する分周器４０を設けてもよいことは既に述べたとおりである。

ダウンコンバージョンミキサ２２ｂの動作は、アップコンバージョンミキサ２２ａの完全に逆の動作であるので、ここでは、簡単に説明する。

（ａ）まず、受信アンテナ１６で受信した信号（たとえば６０．２ＧＨｚ）は、所定のフィルタ２６ｂ（図３参照）、増幅器２４ｂを通過してからダウンコンバージョンミキサ２２ｂに供給される。

（ｂ）ダウンコンバージョンミキサ２２ｂは、受信した信号を第２の局部周波数ｆｌｏ２（＝５４．４ＧＨｚ）の信号で乗算し、５．８ＧＨｚの信号と１１４．６ＧＨｚの信号を得、フィルタリングして５．８ＧＨｚの信号を取り出す。

（ｃ）５．８ＧＨｚの信号を、第１の局部周波数ｆｌｏ１＝３．４ＧＨｚの信号で乗算し、２．４ＧＨｚの信号と９．２ＧＨｚの信号を得、フィルタリングして２．４ＧＨｚの信号を取り出す。

以上のような動作によって、ミリ波帯の信号を１０ＧＨｚ以下の周波数の信号に変換することができる。

したがって、本実施の形態の周波数変換装置を用いれば、既存の通信機器に変更を加えずに、ミリ波帯の通信を容易に行うことができる。

５．回路の具体例
図４で説明したアップコンバージョンミキサ２２ａの具体的な回路の例が図５に示されている。図５に示すように、第１のＩ相ミキサ４０ａは、所定のトランジスタ（ＦＥＴ）を６個組み合わせた一般的な乗算回路から構成されている。第１のＱ相ミキサ４０ｂも同様である。第１のＩ相ミキサ４０ａには、周波数変換の対象である信号、及び、周波数変換のための第１の局部周波数ｆｌｏ１（＝３．４ＧＨｚ）が供給され、第１のＱ相ミキサ４０ｂにも、周波数変換の対象である信号、及び、周波数変換のための第１の局部周波数ｆｌｏ１（＝３．４ＧＨｚ）が供給されている。

図４におけるフィルタ４２ａは、第１のＩ相ミキサ４０ａを構成するトランジスタのドレイン端子側に設けられた５．８ＧＨｚのバンドパスフィルタ４２ａである。同様図４におけるフィルタ４２ｂは、第１のＱ相ミキサ４０ｂを構成するトランジスタのドレイン端子側に設けられた５．８ＧＨｚのバンドパスフィルタ４２ｂである。

フィルタ４２ａから出力されるＩ相の５．８ＧＨｚの信号は、第２のＩ相ミキサ４４ａに供給される。この第２のＩ相ミキサ４４ａも第１のＩ相ミキサ４０ａと同様の回路構成をしている。第２のＩ相ミキサ４４ａには、Ｉ相の５．８ＧＨｚの信号と、周波数変換のための５４．４ＧＨｚの信号が供給される。この第２のＩ相ミキサ４４ａには、負荷として誘導性の伝送線路が設けられ、負荷の端部に表れる信号が出力信号となる。出力された信号は、Ｑ相側の第２のＱ相ミキサ４４ｂの出力信号４４ｂと「和」が求められ、外部に出力される。図５においては、Ｉ相側とＱ相側の出力信号を接続することによって、電流加算が行われている。すなわちこの結線が加算器４６に相当することになる。加算の手段は他の手段でももちろんかまわない。

まとめ
以上述べたように、本実施の形態では、以下のような作用・効果を奏する。

・１０ＧＨｚ以下の周波数帯と、ミリ波帯の周波数の信号とを相互に変換したので、既存の通信システムに本実施の形態のミリ波コンバートモジュール１０を付加するだけで、容易にミリ波帯の電波を使用した通信を行えるという効果を奏する。

・この周波数変換を容易にするために本実施の形態では２段階に周波数変換処理を行っている。この処理はヘテロダイン方式の一種と考えられる。

・特に、本実施の形態において特徴的なことは、第１段目の周波数変換に用いる第１の局部周波数ｆｌｏ１を入力信号の周波数ｆ１に近い値にしたことである。より具体的には、ｆｌｏ１を、ｆ１の２倍以下にしたのである。この結果、第１段目の乗算で生じる差の周波数の値を小さく抑えることができるので、第１段目の出力信号をフィルタリングするフィルタの設計が楽になるのである。このことは、第１段目の出力信号用のフィルタを集積回路内に納めることができ、装置の小型化に寄与するという意義を有している。

変形例
上で述べた実施の形態では、入力信号の周波数ｆ１が２．４ＧＨｚ、出力信号の周波数ｆ２が６０．２ＧＨｚの例を説明したが、このｆ１は１０ＧＨｚ以下の周波数であれば本実施の形態を好ましく適用すること可能である。特に、いわゆる無線ＬＡＮの規格では、２．４ＧＨｚ帯と５．０ＧＨｚ帯が使用されているので、この周波数帯を対象とした周波数変換コンバータを構成すれば、従来から使用されている無線ＬＡＮの装置をそのままの構成にしたまま、ミリ波帯の電波を用いた通信を行うことが可能である。

既に述べたように、ミリ波帯の電波は直進性が強く、隣接する場所で同一周波数帯を使用しても混信する可能性が低いという特質を有している。したがって、ミリ波帯を用いた無線ＬＡＮによって、通信速度が一層向上したＬＡＮシステムを実現することが可能である。

また、ｆ２は、いわゆるミリ波帯の周波数である３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの範囲であれば、本実施の形態のアイデアを十分に生かすことが可能である。

また、ミリ波帯の周波数の中でも、我が国では５９ＧＨｚ〜６６ＧＨｚの範囲の周波数が自由に使用できる周波数帯であるため、この周波数帯を利用できることが好ましい。特に、この周波数帯を利用する場合であって、かつ、入力信号の周波数が既存の無線ＬＡＮの利用周波数である２．４ＧＨｚや５ＧＨｚの場合は、第２の局部発信器の出力信号を１６分周した信号を第１の局部周波数信号として用いることが好ましい。

１６分周を採用した場合、第１の局部周波数ｆｌｏ１や第２の局部周波数ｆｌｏ２は以下のように計算される。

入力信号の周波数ｆ１が２．４ＧＨｚ〜５ＧＨｚであり、出力信号の周波数ｆ２が５９ＧＨｚ〜６６ＧＨｚという範囲である場合、両信号の周波数の差を１７で除した値が第１の局部周波数ｆｌｏ１となり、第１の局部周波数ｆｌｏ１の１６倍が第２の局部周波数ｆｌｏ２となる。したがって、この条件の下、第１の局部周波数ｆｌｏ１を求めると、約３．１７ＧＨｚ〜３．７ＧＨｚ程度となり、入力信号の周波数ｆ１の２倍以下に抑えることができる。その結果、第１の局部周波数ｆｌｏ１を入力信号の周波数ｆ１に十分近くすることができる。

第１の局部周波数ｆｌｏ１を入力信号の周波数ｆ１に十分近くすることができれば、第１のミキサの出力信号中に表れる「差」の周波数成分を小さくすることができ、一方、「和」の周波数成分を十分に高くすることができ、両者の比を大きくとることが可能である（図２参照）。もちろん、他の周波数帯の場合は、他の分周比を採用することが好ましい。

本実施の形態におけるミリ波コンバートモジュールの役割を説明する説明図である。 本実施の形態におけるミリ波コンバートモジュールの周波数変換動作を説明するグラフである。 ミリ波コンバートモジュールを利用する例を説明する説明図である。 アップコンバージョンミキサの構成の概念を示す構成ブロック図である。 アップコンバージョンミキサの回路の例を示す回路図である。 従来の無線通信の問題点を説明する説明図である。 ミリ波帯の電波を用いた場合の通信の様子を説明する説明図である。

符号の説明

１０ ミリ波コンバートモジュール
１２ トランシーバ
１４ 送信アンテナ
１６ 受信アンテナ
２０ａ、２０ｂ バンドパスフィルタ
２２ａ アップコンバージョンミキサ
２２ｂ ダウンコンバージョンミキサ
２４ａ パワーアンプ
２４ｂ 増幅器
２６ａ、２６ｂ フィルタ
３０ 第１の局部発信器
３２ 第２の局部発信器
４０ａ 第１のＩ相ミキサ
４０ｂ 第１のＱ相ミキサ
４２ａ フィルタ
４２ｂ フィルタ
４４ａ 第２のＩ相ミキサ
４４ｂ 第２のＱ相ミキサ
４６ 加算器
４８ 整合器
５０ バッファー回路
５２ 整合器

Claims (8)

1. １０ＧＨｚ以下の周波数ｆ１の入力信号を、ミリ波帯の周波数ｆ２の出力信号に変換する周波数変換装置において、
   前記入力信号と、所定の第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号とを乗算し、所定の周波数の信号を得る第１のミキサと、
   前記第１のミキサの出力信号から、周波数ｆ１−周波数ｆｌｏ１の周波数成分を減衰させ、周波数ｆ１＋周波数ｆｌｏ１の周波数成分の信号を取り出すフィルタと、
   前記フィルタの出力信号と、所定の第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算し、ミリ波帯の周波数であるｆ２の信号を得る第２のミキサと、
   を含むことを特徴とする周波数変換装置。
2. 請求項１記載の周波数変換装置において、
   前記第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号を生成する第１の局部発信器と、
   前記第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号を生成する第２の局部発信器と、
   を含むことを特徴とする周波数変換装置。
3. 請求項１又は２記載の周波数変換装置において、
   前記第１の局部発信器は、前記第２の局部発信器の出力信号である局部周波数ｆｌｏ２の信号を所定の分周比で分周して前記局部周波数ｆｌｏ１の信号を生成することを特徴とする周波数変換装置。
4. 請求項１、２又は３のいずれかに記載の周波数変換装置において、
   前記第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号であって、Ｉ相とＱ相の信号を生成する第２の局部発信器と、
   前記第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号であって、Ｉ相とＱ相の信号を生成する第１の局部発信器と、
   を含み、
   前記第１のミキサは、
   前記入力信号と前記Ｉ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第１のＩ相側ミキサと、
   前記入力信号と前記Ｑ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第１のＱ相側ミキサと、
   を含み、
   前記フィルタは、
   前記第１のＩ相側ミキサの出力信号をフィルタリングするＩ相側フィルタと、
   前記第１のＱ相側ミキサの出力信号をフィルタリングするＱ相側フィルタと、
   を含み、
   前記第２のミキサは、
   前記Ｉ相側フィルタの出力信号と前記Ｉ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第２のＩ相側ミキサと、
   前記Ｑ相側フィルタの出力信号と前記Ｑ相の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算する第２のＱ相側ミキサと、
   を含むことを特徴とする周波数変換装置。
5. 請求項１、２又は３記載の周波数変換装置であって、
   前記入力信号の周波数ｆ１が２ＧＨｚ以上６ＧＨｚ以下の帯域であり、周波数変換後の出力信号の周波数ｆ２が５９ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下の場合に用いられる周波数変換装置において、
   前記第１の局部周波数ｆｌｏ１は、入力信号の周波数ｆ１の２倍以下であり、かつ、この周波数ｆ１以上であることを特徴とする周波数変換装置。
6. 請求項１、２又は３記載の周波数変換装置であって、
   前記入力信号の周波数ｆ１が２ＧＨｚ以上６ＧＨｚ以下の帯域であり、周波数変換後の出力信号の周波数ｆ２が５９ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下の場合に用いられる周波数変換装置において、
   前記第１の局部発信器は、前記第２の局部発信器の出力信号である第２の局部発信周波数ｆｌｏ２の信号を２^ｎ分周して前記第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号を出力することを特徴とする周波数変換装置。ここで前記ｎは１以上の整数である。
7. 請求項６記載の周波数変換装置において、
   前記ｎは４であり、前記第１の局部発信器は１６分周することを特徴とする周波数変換装置。
8. ミリ波帯の周波数ｆ２の入力信号を、１０ＧＨｚ以下の周波数ｆ１の出力信号に変換する周波数変換装置において、
   前記入力信号と、所定の第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号とを乗算し、所定の周波数の信号を得る第２のミキサと、
   前記第２のミキサの出力信号から、周波数ｆ２＋周波数ｆｌｏ２の周波数成分を減衰させ、周波数ｆ２−周波数ｆｌｏ２の周波数成分の信号を取り出すフィルタと、
   前記フィルタの出力信号と、所定の第１の局部周波数ｆｌｏ１の信号とを乗算し、１０ＧＨｚ以下の周波数であるｆ１の信号を得る第１のミキサと、
   前記第２の局部周波数ｆｌｏ２の信号を生成する第２の局部発信器と、
   前記第２の局部発信器の出力信号である局部周波数ｆｌｏ２の信号を所定の分周比で分周して前記局部周波数ｆｌｏ１の信号を生成する第１の局部発信器と、
   を含むことを特徴とする周波数変換装置。
   

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