JPH0712153B2 - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
- Publication number
- JPH0712153B2 JPH0712153B2 JP18961288A JP18961288A JPH0712153B2 JP H0712153 B2 JPH0712153 B2 JP H0712153B2 JP 18961288 A JP18961288 A JP 18961288A JP 18961288 A JP18961288 A JP 18961288A JP H0712153 B2 JPH0712153 B2 JP H0712153B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- emitter
- frequency
- receiver
- Prior art date
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、FM受信機、特に高周波信号を中間周波信号に
変換して増幅し、この増幅された中間周波信号を検波す
るスーパーヘテロダイン方式のFM受信機のフロントエン
ド部の改良に関するものである。
変換して増幅し、この増幅された中間周波信号を検波す
るスーパーヘテロダイン方式のFM受信機のフロントエン
ド部の改良に関するものである。
［従来の技術］ 以下、この種のスーパーヘテロダイン方式のFM受信機を
図面にもとずいて説明する。
図面にもとずいて説明する。
第２図には、一般的なダブルスーパー方式のFM受信機の
ブロック構成が示されている。
ブロック構成が示されている。
第２図において、１はアンテナ、２は高周波増幅回路、
３は第一周波数混合回路、４は第一局部発振増幅回路、
５は第一局部発振回路、６は第二周波数混合回路、７は
第二局部発振回路、８は中間周波増幅回路、９はFM検波
回路、10は検波出力端子である。
３は第一周波数混合回路、４は第一局部発振増幅回路、
５は第一局部発振回路、６は第二周波数混合回路、７は
第二局部発振回路、８は中間周波増幅回路、９はFM検波
回路、10は検波出力端子である。
まず、アンテナ１より受信された高周波信号は、高周波
増幅回路２にて増幅され、高周波増幅信号として出力さ
れる。
増幅回路２にて増幅され、高周波増幅信号として出力さ
れる。
そして、前記高周波増幅信号は、第一局部発振回路５よ
り出力された第一局部発振信号の増幅信号である第一局
部発振増幅信号と、第一周波数混合回路３にて混合さ
れ、第一中間周波信号として出力される。
り出力された第一局部発振信号の増幅信号である第一局
部発振増幅信号と、第一周波数混合回路３にて混合さ
れ、第一中間周波信号として出力される。
さらに、前記第一中間周波信号は、第二周波数混合回路
にて、第二局部発振回路７より出力される第二局部発振
信号と混合されて第二中間周波信号に変換され、中間周
波増幅回路８へ出力される。
にて、第二局部発振回路７より出力される第二局部発振
信号と混合されて第二中間周波信号に変換され、中間周
波増幅回路８へ出力される。
そして、前記中間周波増幅回路８は、前記第二中間周波
信号を増幅し、中間周波増幅信号として出力する。
信号を増幅し、中間周波増幅信号として出力する。
そして、FM検波回路９は、前記中間周波増幅信号を検波
し、FM信号を抽出する。
し、FM信号を抽出する。
次に、上述したFM受信機のフロントエンド部、すなわ
ち、前記高周波増幅回路２、前記第一周波数混合回路
３、及び前記第一局部発振増幅回路４をそれぞれ構成す
るトランジスタのエミッタ周辺回路の詳細な構成を第３
図に示す。
ち、前記高周波増幅回路２、前記第一周波数混合回路
３、及び前記第一局部発振増幅回路４をそれぞれ構成す
るトランジスタのエミッタ周辺回路の詳細な構成を第３
図に示す。
従来、この種のFM受信機には、バイポーラトランジスタ
のエミッタ接地型回路で電流帰還型の直流バイアス方式
が用いられていた。
のエミッタ接地型回路で電流帰還型の直流バイアス方式
が用いられていた。
第３図において、11は高周波増幅用トランジスタ、12は
第一周波数混合用トランジスタ、13は第一局部発振増幅
用トランジスタである。
第一周波数混合用トランジスタ、13は第一局部発振増幅
用トランジスタである。
また、14、15及び16は、前記各トランジスタ11、12、13
の各エミッタを高周波的にそれぞれ接地するバイパスコ
ンデンサであり、18、19、20は各トランジスタの直流バ
イアス回路を構成するための抵抗である。
の各エミッタを高周波的にそれぞれ接地するバイパスコ
ンデンサであり、18、19、20は各トランジスタの直流バ
イアス回路を構成するための抵抗である。
ここで、各抵抗18、19、20の各抵抗値は、それぞれトラ
ンジスタに通電する電流、コレクタ・エミッタ間電圧、
そして電源電圧などを考慮して決定される。
ンジスタに通電する電流、コレクタ・エミッタ間電圧、
そして電源電圧などを考慮して決定される。
したがって、第３図から明らかなように、前記高周波増
幅回路２、前記第一周波数混合回路３、及び前記第一局
部発振増幅回路４の各回路は、基本的にはお互いに独立
した回路となっている。
幅回路２、前記第一周波数混合回路３、及び前記第一局
部発振増幅回路４の各回路は、基本的にはお互いに独立
した回路となっている。
次に、高周波増幅回路２の入出力特性の一例を第４図に
示す。
示す。
第４図において、点線は理想的な特性を示すが、実際に
はトランジスタ素子の限界、及び電源の制約などによ
り、実線に示すような特性となる。
はトランジスタ素子の限界、及び電源の制約などによ
り、実線に示すような特性となる。
すなわち、入力レベルをＸ［dBμ］、出力レベルをｙ
［dBμ］とすると、Ｘ＜L1の範囲では、ｙはＸにほぼ直
線状に変化し、ｙ＝Ｘ＋G1となる。
［dBμ］とすると、Ｘ＜L1の範囲では、ｙはＸにほぼ直
線状に変化し、ｙ＝Ｘ＋G1となる。
ただし、G1とは高周波増幅回路２の小信号入力時におけ
る利得である。
る利得である。
一方、第５図は局部発振出力を一定としたときの前記第
一周波数混合回路３の入出力特性の一例を示す。
一周波数混合回路３の入出力特性の一例を示す。
第５図において、G2は第一周波数混合回路３の小信号入
力時における利得である。
力時における利得である。
第４図及び第５図に示されるように、一般に、高周波増
幅回路２、第一周波数混合回路３で使用するトランジス
タの強電界のもとでの性能および電源系の条件に大きな
差はないので、高周波増幅回路２は飽和し始める入力レ
ベルL1及び第一周波数混合回路３が飽和し始めるL3の値
に大きな差はない。
幅回路２、第一周波数混合回路３で使用するトランジス
タの強電界のもとでの性能および電源系の条件に大きな
差はないので、高周波増幅回路２は飽和し始める入力レ
ベルL1及び第一周波数混合回路３が飽和し始めるL3の値
に大きな差はない。
したがって、このようなFM受信機においては、前記高周
波増幅回路２の入力電圧が第一周波数混合回路３に加わ
るため、受信機の入力電圧を大きくしていくと、最初に
第一周波数混合回路３が飽和することになる。
波増幅回路２の入力電圧が第一周波数混合回路３に加わ
るため、受信機の入力電圧を大きくしていくと、最初に
第一周波数混合回路３が飽和することになる。
すなわち、ある入力電圧V1よりも大きな電圧が受信機に
加わると、第一周波数混合回路３を構成する第一周波数
混合用トランジスタ12のベースエミッタ間に小信号動作
時のベースエミッタ間電圧V BEを越える電圧が加わる。
加わると、第一周波数混合回路３を構成する第一周波数
混合用トランジスタ12のベースエミッタ間に小信号動作
時のベースエミッタ間電圧V BEを越える電圧が加わる。
その結果、入力電圧V1以上の電圧が受信機に加わると、
その大きさにしたがってトランジスタ12の動作点が変わ
る。
その大きさにしたがってトランジスタ12の動作点が変わ
る。
したがって、受信機の利得配分からみると、最初に周波
数混合回路が飽和する動作領域となり、高周波増幅回路
で利得を稼げば稼ぐほど、周波数混合回路が低い入力電
圧から飽和し始めることになり、周波数混合回路の動作
領域がずれてしまう。
数混合回路が飽和する動作領域となり、高周波増幅回路
で利得を稼げば稼ぐほど、周波数混合回路が低い入力電
圧から飽和し始めることになり、周波数混合回路の動作
領域がずれてしまう。
すなわち、第３図の回路ではV2よりも大きな入力電圧が
加わると、トランジスタ12のベースエミッタ間のダイオ
ード成分が入力信号を検波してしまい、その電流によっ
てトランジスタ12のコレクタ電流ICは増加し、そのまま
エミッタ電流IEが増加するので、エミッタ電圧VEは大き
くなり、周波数混合用トランジスタ12の動作点がはず
れ、特性の悪化をまねく。
加わると、トランジスタ12のベースエミッタ間のダイオ
ード成分が入力信号を検波してしまい、その電流によっ
てトランジスタ12のコレクタ電流ICは増加し、そのまま
エミッタ電流IEが増加するので、エミッタ電圧VEは大き
くなり、周波数混合用トランジスタ12の動作点がはず
れ、特性の悪化をまねく。
［解決すべき課題］ 従来のFM受信機は、上述したように、高周波増幅回路、
周波数混合回路、局部発振増幅回路の各回路がそれぞれ
独立して動作するため、受信機の利得配分からみると、
最初に周波数混合回路が飽和する動作領域となり、高周
波増幅回路で利得を稼げば稼ぐほど、周波数混合回路が
低い入力電圧から飽和し始めることになり、強電界時の
歪率の低下、相互変調特性の悪化が激しくなるという問
題点があった。
周波数混合回路、局部発振増幅回路の各回路がそれぞれ
独立して動作するため、受信機の利得配分からみると、
最初に周波数混合回路が飽和する動作領域となり、高周
波増幅回路で利得を稼げば稼ぐほど、周波数混合回路が
低い入力電圧から飽和し始めることになり、強電界時の
歪率の低下、相互変調特性の悪化が激しくなるという問
題点があった。
本発明にかかるFM受信機は、上記問題点を解消するため
になされたものであり、周波数混合回路の動作領域のず
れを解消し、歪率の低下及び相互変調特性の悪化を防止
できるFM受信機を提供することを目的とする。
になされたものであり、周波数混合回路の動作領域のず
れを解消し、歪率の低下及び相互変調特性の悪化を防止
できるFM受信機を提供することを目的とする。
［課題の解決手段］ 上記目的を達成するために本発明にかかるFM受信機は、
スーパーヘテロダイン方式のFM受信機において、高周波
増幅回路を構成する高周波増幅用トランジスタのエミッ
タと、周波数混合回路を構成する混合用トランジスタの
エミッタとを直流的に接続し、両トランジスタのエミッ
タ電位を同電位とするために接続点と接地極との間に抵
抗を設けた構成としてある。
スーパーヘテロダイン方式のFM受信機において、高周波
増幅回路を構成する高周波増幅用トランジスタのエミッ
タと、周波数混合回路を構成する混合用トランジスタの
エミッタとを直流的に接続し、両トランジスタのエミッ
タ電位を同電位とするために接続点と接地極との間に抵
抗を設けた構成としてある。
［作用］ 本発明にかかるFM受信機は、周波数混合用トランジスタ
が飽和し始めると、周波数混合用トランジスタの利得が
低下し、周波数混合用トランジスタの動作点ずれを抑制
できる。
が飽和し始めると、周波数混合用トランジスタの利得が
低下し、周波数混合用トランジスタの動作点ずれを抑制
できる。
［実施例］ 次に、本発明の好適な一実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
第１図には、本実施例によるFM受信機の要部の回路構成
が示されている。
が示されている。
なお、第１図において、第３図に示す従来例と同一部分
には同一符号を付し、説明を省略する。
には同一符号を付し、説明を省略する。
本実施例の特徴的事項は、高周波増幅用トランジスタ1
1、第一周波数混合用トランジスタ12、第一局部発振増
幅用トランジスタ13の各エミッタを直流的に接続し、前
記高周波増幅用トランジスタ11のエミッタと、前記第一
周波数混合用トランジスタ12のエミッタとの接続点と接
続極との間に抵抗17を設けたことである。
1、第一周波数混合用トランジスタ12、第一局部発振増
幅用トランジスタ13の各エミッタを直流的に接続し、前
記高周波増幅用トランジスタ11のエミッタと、前記第一
周波数混合用トランジスタ12のエミッタとの接続点と接
続極との間に抵抗17を設けたことである。
ここで、前記各トランジスタ11,12,13の各エミッタは直
流的に接続されるため、各トランジスタ11,12,13の各直
流エミッタ電圧は、等しくなるよう設計される。
流的に接続されるため、各トランジスタ11,12,13の各直
流エミッタ電圧は、等しくなるよう設計される。
本実施例のFM受信機は、受信機への入力電圧が低く、両
トランジスタ11,12が飽和しないで動作している領域で
は、従来と同様の動作となる。
トランジスタ11,12が飽和しないで動作している領域で
は、従来と同様の動作となる。
また、本実施例では、受信機の入力電圧が高くなり、第
一周波数混合用トランジスタ12の動作が飽和領域に入り
始めても、すなわち、入力電圧が増加して前記第一周波
数用トランジスタ12ののエミッタ電流IEが大きくなって
も、単純にエミッタ電圧VEが大きくなるとは限らない。
一周波数混合用トランジスタ12の動作が飽和領域に入り
始めても、すなわち、入力電圧が増加して前記第一周波
数用トランジスタ12ののエミッタ電流IEが大きくなって
も、単純にエミッタ電圧VEが大きくなるとは限らない。
本実施例では、前記第一周波数混合用トランジスタ12の
エミッタ電流が増加したときに、前記両トランジスタ1
1,13のエミッタ電流を減少するように後述のように設計
されている。
エミッタ電流が増加したときに、前記両トランジスタ1
1,13のエミッタ電流を減少するように後述のように設計
されている。
第１図において、両トランジスタ11,13は、エミッタ接
地型の回路であるので、エミッタ電流が減少すれば利得
は低下する。
地型の回路であるので、エミッタ電流が減少すれば利得
は低下する。
すなわち、高周波増幅用トランジスタ11の利得低下は、
前記第一周波数混合用トランジスタ12の入力電圧の低下
につながり、第一局部発振増幅用トランジスタ13の利得
低下は第一周波数混合回路の利得低下につながる。
前記第一周波数混合用トランジスタ12の入力電圧の低下
につながり、第一局部発振増幅用トランジスタ13の利得
低下は第一周波数混合回路の利得低下につながる。
したがって、受信機の入力電圧が大きくなって、トラン
ジスタ12の動作点がずれようとし始めると、トランジス
タ11の利得が下がり、トランジスタ12の入力電圧が下が
る。
ジスタ12の動作点がずれようとし始めると、トランジス
タ11の利得が下がり、トランジスタ12の入力電圧が下が
る。
また、トランジスタ13の利得の低下によって、トランジ
スタ12の利得が下がるので、トランジスタ12の動作点を
ずらそうとする現象を押えることができる。
スタ12の利得が下がるので、トランジスタ12の動作点を
ずらそうとする現象を押えることができる。
実際には、エミッタ電圧が一定にはならず多少の動作点
のずれは起こり得るが、少なくとも第３図従来例のよう
に、バイアス回路が独立して構成されている回路と比べ
れば、動作点のずれは大幅に小さくなる。
のずれは起こり得るが、少なくとも第３図従来例のよう
に、バイアス回路が独立して構成されている回路と比べ
れば、動作点のずれは大幅に小さくなる。
なお、上記実施例では、ダブルスーパーヘテロダイン方
式受信機のNPN型バイポラトランジスタを適用した例を
示したが、シングルスーパーヘテロダイン方式受信機、
PNPバイポーラトランジスタを適用しても同様の効果を
奏でる。
式受信機のNPN型バイポラトランジスタを適用した例を
示したが、シングルスーパーヘテロダイン方式受信機、
PNPバイポーラトランジスタを適用しても同様の効果を
奏でる。
また、第一局部発振増幅用トランジスタ13のエミッタ
は、高周波増幅回路用トランジスタ11のエミッタ、第一
周波数混合回路用トランジスタ12のエミッタのどちらに
も接続されていない、すなわち、独立したバイアス回路
に構成しても実用上の効果を有する。
は、高周波増幅回路用トランジスタ11のエミッタ、第一
周波数混合回路用トランジスタ12のエミッタのどちらに
も接続されていない、すなわち、独立したバイアス回路
に構成しても実用上の効果を有する。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明にかかるFM受信機によれ
ば、高周波増幅回路、及び第一周波数混合回路に使用さ
れる各トランジスタのエミッタを直流的に同電位とする
ことにより、第一周波数混合回路のトランジスタの動作
点の大入力信号受信時のずれを単純な回路構成で弱める
ことができ、大入力信号受信時の歪率の低下、相互変調
特性の悪化などの特性悪化を防ぐことができる。
ば、高周波増幅回路、及び第一周波数混合回路に使用さ
れる各トランジスタのエミッタを直流的に同電位とする
ことにより、第一周波数混合回路のトランジスタの動作
点の大入力信号受信時のずれを単純な回路構成で弱める
ことができ、大入力信号受信時の歪率の低下、相互変調
特性の悪化などの特性悪化を防ぐことができる。
第１図は本発明の好適な一実施例によるFM受信機の要部
回路構成図、 第２図はスーパーヘテロダイン方式のFM受信機のブロッ
ク図、 第３図は従来のFM受信機の要部の回路構成図、 第４図は高周波増幅回路の入出力特性の説明図、 第５図は第一周波数混合回路入出力特性の説明図であ
る。 2:高周波増幅回路 3:第一周波数混合回路 4:第一局部発振信号増幅回路 11:高周波増幅用トランジスタ 12:周波数混合用トランジスタ 14,15:バイパスコンデンサ 17:抵抗
回路構成図、 第２図はスーパーヘテロダイン方式のFM受信機のブロッ
ク図、 第３図は従来のFM受信機の要部の回路構成図、 第４図は高周波増幅回路の入出力特性の説明図、 第５図は第一周波数混合回路入出力特性の説明図であ
る。 2:高周波増幅回路 3:第一周波数混合回路 4:第一局部発振信号増幅回路 11:高周波増幅用トランジスタ 12:周波数混合用トランジスタ 14,15:バイパスコンデンサ 17:抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】高周波増幅回路を構成する高周波増幅用ト
ランジスタと、周波数混合回路を構成する混合用トラン
ジスタと、局部発振信号増幅回路を構成する局部発振増
幅用トランジスタとを含み、各トランジスタにバイポー
ラ型エミッタ接地方式を用いたスーパーヘテロダイン方
式のFM受信機において、 少なくとも、高周波増幅用トランジスタのエミッタと、
混合用トランジスタのエミッタとを直流的に接続し、両
トランジスタのエミッタ電位を同電位とするために接続
点と接地極との間に抵抗を設けたことを特徴とするFM受
信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18961288A JPH0712153B2 (ja) | 1988-07-30 | 1988-07-30 | Ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18961288A JPH0712153B2 (ja) | 1988-07-30 | 1988-07-30 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0241034A JPH0241034A (ja) | 1990-02-09 |
| JPH0712153B2 true JPH0712153B2 (ja) | 1995-02-08 |
Family
ID=16244220
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18961288A Expired - Lifetime JPH0712153B2 (ja) | 1988-07-30 | 1988-07-30 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0712153B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5695597A (en) * | 1992-11-11 | 1997-12-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Plasma reaction apparatus |
| US5665167A (en) * | 1993-02-16 | 1997-09-09 | Tokyo Electron Kabushiki Kaisha | Plasma treatment apparatus having a workpiece-side electrode grounding circuit |
| JP6458658B2 (ja) | 2015-06-15 | 2019-01-30 | 凸版印刷株式会社 | 透かし用紙 |
-
1988
- 1988-07-30 JP JP18961288A patent/JPH0712153B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0241034A (ja) | 1990-02-09 |
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