JPS604614B2 - 利得制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は利得制御回路、特にラジオ受信機のミュート回
路に関する。

ＦＭラジオ等の受信機においては、受信信号の周波数が
同調周波数から離調したり、受信信号の信号レベルが極
端に低下してＳ／Ｎ比（信号対雑音比）が低下した場合
、受信機の出力信号は聡感上極めて不快感を及ぼす。

従って最近のＦＭラジオ受信機はこの不快感を除去する
ためかかる場合の出力信号を減衰させるためのミュート
回路（スケルチ回路とも呼ばれる）を具備してものが多
くなっている。第１図は、モノリシック半導体集積回路
に構成された従来より公知のミュート回路の回路図を示
したものであり、定電流回路５，６，７，８，９、ミュ
ート電圧ＶＭに応答してインピーダンスが変化する可変
インピーダンス回路１０から構成されている。

定電流回路５，Ｔ，９においてラテラルＰＮＰトランジ
スタＱ，とＱ２，Ｑ７とＱ８，Ｑ，３とＱ，４のベース
は互いに接続されている。一方ＰＮＰトランジスタＱ，
，Ｑ７，Ｑ，３のコレクタとべ‐スとはそれぞれラテラ
ルＰＮＰトランジスタＱ３，Ｑ９，Ｑ，５のェミッタ・
ベース接合を介して接続されているため、これらのトラ
ンジスタＱ，，Ｑ７，Ｑ，３は実質的にＰＮ接合ダイオ
ードとして動作する。また、トランジスタＱ，，Ｑ２，
Ｑ？，Ｑ８，Ｑ，３，Ｑ．４のェミッタはそれぞれ抵抗
Ｒ，，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６を介して電源電圧
供給端子１１に接続されている。これらの抵抗Ｒ，，Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６は対となっているラテラル
ＰＮＰトランジスタＱ，とＱ２，Ｑ７とＱ８，Ｑ，３，
とＱ，４のベース・エミツタ間順方向電圧ＶＢＥのバラ
ッキによる対トランジスタに流れる電流の偏差、すなわ
ち定電流回路５について説明するとラテラルＰＮＰトラ
ンジスタＱ，のベース・ェミッタ間順方向電圧ＶＢ耳ｏ
．とラテラルＰＮＰトランジスタＱ２のベース・エミッ
タ間順方向電圧ＶＢ８ｃ２との差にもとずくトランジス
タＱ，のコレクタ電流ｌｃｏ，とトランジスタＱ２のコ
レクタ電流ｌｃ。２の偏差を小さくするために接続され
ている。

すなわち、モノリシック半導体集積回路内に構成された
一対のラテラルＰＮＰトランジスタの日頃方向電圧ＶＢ
８のバラッキは８ｈＶ程度あり、同じ集積回路内に構成
された一対のバーチカル構造のＮＰＮトランジスタの順
方向電圧Ｖ８８のバラッキ１〜幻ｈＶより大きいため、
これらの抵抗Ｒ，〜Ｒ６を接続したことにより、対のラ
テラルＰＮＰトランジスタに流れる電流の偏差は非常に
小さくなっている。また定電流回路６，８においてバー
チカル構造のＮＰＮトランジスタＱとＱ５，Ｑ，。

とＱ，３のベースは互いに接続されている。一方、ＮＰ
ＮトランジスタＱ，Ｑ，〇のコレクタとべ‐スとはそれ
ぞれＮＰＮトランジスタＱ，Ｑ，２のベース・ェミッタ
接合を介して接続されているため、これらのトランジス
タＱ４，Ｑ，ｏは実質的にＰＮ接合ダイオードとして動
作する。また、トランジスタＱ．Ｑ，Ｑ，ｏ，Ｑ，．の
ェミッタは直接大地電位に接続されている。また、定電
流回路５のＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタは定電流
回路６のＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタＮＰＮトラ
ンジスタＱ６のベースに接続されている。

さらに定電流回路６のＮＰＮトランジスタＱのコレクタ
は定電流回路９のＰＮＰトランジスタＱ，３のコレクタ
とＰＮＰトランジスタＱ，５のベースに接続されている
。また、定電流回路７のＰＮＰトランジスタＱのコレク
タは定電流回路８のＮＰＮトランジスタＱ，ｏのコレク
タとＮＰＮトランジスタＱ，２のベースに接続されてい
る。さらに定電流回路８のＮＰＮトランジスタＱ，．の
コレクタは定電流回路９のＰＮＰトランジスタＱ，ｏの
コレクタに接続されるとともに出力端子１２に接続され
ている。また出力端子１２には負荷抵抗Ｒ７が接続され
、この負荷抵抗Ｒ７には出力端子１２に発生する出力信
号ＶｏＵＴの直流電圧レベルを規定するための基準直流
電圧ＶＲ８Ｆが印加されている。さらに定電流回路６，
８には、端子１３に印加されるミュート電圧ＶＭに応答
してインピーダンスが変化する可変インピーダンス回路
１０が接続されている。この可変インピーダンス回路１
０はＰＮＰトランジスタＱ，７，Ｑ，８、およびＮＰＮ
トランジスタＱ，。から構成されている。ＰＮＰトラン
ジスタＱ，７のェミツタは定電流回路６のトランジスタ
Ｑのコレク夕とトランジスタＱ６のベースに援綾され、
ＰＮＰトランジスタＱ，８のェミッ外ま定電流回路８の
トランジスタＱ，ｏのコレクタとトランジスタＱ，２の
ベースに接続され、ＰＮＰトランジスタＱ，？，Ｑ，８
のコレクタはともに大地電位に接続されている。さらに
、このＰＮＰトランジスタＱ，７，ＺＱ，８のベースは
互いに接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ，６
のコレクタに接続されている。このＮＰＮトランジスタ
Ｑ，８のェミッタは大地電位に接地され、ベースはダイ
オードＤ、抵抗Ｒ８を介して端子１３に接続されている
。Ｚまた直流定電流源２により定電流ｌｏが定電流回路
５のＰＮ接合ダイオードとして動作するトランジスタＱ
，に流れ、さらに信号源ＳＧにより駆動される信号電流
源１により信号電流ｉがトランジスタＱ，に流れる。さ
らに直流定電流源４により定電流ｌｏが定電流回路７の
ＰＮ接合ダイオードとして動作するトランジスタＱ７に
流れ、信号源ＳＧにより駆動される信号電流源３により
前述した信号電流ｉと逆相の信号電流一ｉがトランジス
タＱ７に流れる。この定電流ｌｏに重畳した信号電流，
，−ｉは第２図Ａ，Ｂに示されている。ＰＮ接合ダイオ
ードとして動作するトランジスタＱ，には（１。十Ｔ）
の電流値の電流が流れるため、このトランジスタＱ，の
ベース・エミツ夕闇には、この（ｌｏ十ｉ）の電流値に
依存したベース・ェミッタ間順方向電圧ＶＢ８ｏ，が発
生する。この定電流回路５において、抵抗Ｒ，とＲ２と
の抵抗値を互いに等しくすれば、トランジスタＱ，とＱ
２のベース・ヱミッタ間電圧−ェミッタ電流特性は実質
的に互いに等しいため、トランジスタＱ２のコレク外こ
も（１。＋了）の電流値の電流が流れる。いま、端子１
３に印加されるミュート電圧ＶＭが低い場合、可変イン
ピーダンス回路１０のトランジスタＱ，６，Ｑ，７，Ｑ
，８はオフ状態となる。すると、トランジスタＱ２のコ
レクタより供給される（ｌｏ＋ｉ）の電流値の電流のほ
とんどが定電流回路６のＰＮ酸合ダイオードとして動作
するトランジスタＱに流れ込む。この定電流回路６にお
いては、トランジスタＱとＱ５のベース・エミツ夕間電
圧ーェミツタ電流特性は実質的に互いに等しいため、ト
ランジスタＱ５のコレクタには（１。十ｉ）の電流値の
電流が流れ、さらにこの電流は定電流回路９のＰＮ接合
ダイオードとして動作するトランジスタＱ，３に流れる
。この定電流回路９においては、抵抗Ｒ５とＲ６との抵
抗値は互いに等しくすれば、トランジスタＱ，３とＱ，
４のベース・エミッタ間電圧−ェミッタ電流特性は実質
的に互いに等しいため、トランジスタＱ，４のコレクタ
から出力端子１２に向かって（ｌｏ＋ｉ）の電流値の電
流が流れる。一方、ＰＮ接合ダイオードとして動作する
トランジスタＱ７には（１。

一ｉ）なる電流値の電流が流れるため、このトランジス
タＱ７のベース・ェミッタ間には、この（ｌｏ−ｉ）の
電流値に依存したベース・ェミッタ間順方向電圧ＶＢＥ
。７ が発生する。

この定電流回路７においては、抵抗Ｒ３とＲ４との抵抗
値は互いに等しくすれば、トランジスタＱ７とＱのベー
ス・ェミッタ間電圧−ェミッタ電流特性は実質的に互い
に等しいため、トランジスタＱ８のコレクタには（ｌｏ
−ｉ）の電流値の電流が流れる。いま、可変インピーダ
ンス回路１０のトランジスタＱ，８はオフ状態であるた
め、トランジスタＱ８のコレクタより供給される（１。
−ｉ）の電流値の電流は、そのほとんどが定電流回路８
のＰＮ接合ダイオードとして動作するトランジスタＱ，
ｏに流れ込む。この定電流回路８においては、トランジ
スタＱ，。とＱ，．のベース・エミッタ間電圧−ェミッ
タ電流特性は実質的に互いに０等しいため、出力端子１
２からトランジスタＱ・・のコレクタに向って（１。一
丁）の電流値の電流が流れる。従って、出力端子１２よ
り負荷抵抗Ｒ７に流れる出力信号電流ｌＯＵＴは（ｌｏ
十ｉ）−（ｌｏ−タｉ）＝２ｉとなり、信号電流了の２
倍の振幅値となり、この波形は第２図ｃに示してある。

次に、端子１３に印加されるミュート電圧ＶＭが上昇す
ると、可変インピーダンス回路１０のトランジスタＱ，
６，Ｑ，７，Ｑ，８はオン状態さらには飽０和状態とな
り、入力回路接続点Ｐ，Ｑの直流電圧Ｖｐ，Ｖｑはそれ
ぞれ下式の様に与えられる。

Ｖｐ＝Ｖ８８ｏ，７十ＶｃＥ（ｓａｔ）Ｑ，６Ｖｑ＝Ｖ
ＢＥｏ，８十ＶｃＥ（ｓａｔ）Ｑ，６ここで、ＶＢ耳ｏ
，７，ＶＢＥｏ，８はそれぞれトランジスタＱ，７，Ｑ
，８のベース・ェミツタ間順方向電圧、Ｖｃ８（ｓａｔ
）Ｑ，６はトランジスタＱ，８のコレクタ・ェミッタ間
飽和電圧である。故に、この状態の直流電圧ＶＰ，Ｖｏ
は定電流回路６のトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑおよび定
電流回路８のトランジスタＱ，ｏ，Ｑ，．，Ｑ，２を導
適状態に維持するに必要な電圧より、はるかに低いため
定電流回路６，８内のトランジスタは全てオフ状態とな
る。

従って、第２図Ｄに示す様に、負荷抵抗Ｒ７に流れる出
力信号電流ｌＯＵＴは完全に交流信号成分が減衰され、
ミュートがかけられる。

一方本願発明者らは、かかる公知のミュート回路がＳ／
Ｎ比（信号対雑音比）が良好でないこと、およびミュー
ティングがかかり始める時に出力信号電流１。

ＵＴの歪率が高くなるという問題を見し、出した。そこ
で、本願発明者らはさらにかかる問題が生じる原因を検
討した結果、下記の如く結論を得た。

すなわち、トランジスタＱ５およびＱ，．のベースから
負荷抵抗Ｒ，に至る電圧利得Ｇｖは下式に示す様にトラ
ンジスタＱ，Ｑ，．の交流ェミッタ抵抗ｒｅと負荷抵抗
Ｒｒとで決まる。

ＧＶ＝事 従って、トランジスタの交流ヱミツタ抵抗ｒｅは数１０
オーム程度であり、数キロオーム程度の負荷抵抗Ｒ７の
抵抗値よりはるかに小さいため、この電圧利得Ｇｖは比
較的大きな値となる。

故に、トランジスタＱ５，Ｑ，．のベースにおける熱雑
音等による雑音電圧はこの電圧利得Ｇｖで大きく電圧増
幅された負荷抵抗Ｒ？に伝達されるため、良好なＳ／Ｎ
比を得ることが出来ない。

また、すなわち、端子１３のミュート電圧ＶＭが低くト
ランジスタＱ，６，Ｑ，７，Ｑ，８がオフ状態で、ミュ
ーティングがかなっていない時、ＰＮ接合ダイオードと
して動作するトランジスタＱには（ｌｏ＋ｉ）の電流値
の電流が流れ、この電流値に依存したベース・ェミッタ
間順方向電圧ＶＢ８０４が発生する。この定電流回路６
においては、トランジスタＱとＱのベース・ェミツタ間
電圧ーェミッタ電流特性は実質的に互いに等しいため、
トランジスタＱ５のコレクタには（１。十Ｔ）の電流値
の電流が流れるため、トランジスタＱ４とＱ５のベース
・ェミツタ間電圧ーェミッタ電流特性上の非直線性に起
因するいかなる歪も出力信号電流１。ｕ，に現われるこ
とはない。一方、端子１３のミュート電圧ＶＭが上昇し
トランジスタＱ，６，Ｑ，７，Ｑ，８が次第にオン状態
となりトランジスタＱ，７がＩＥＱ，７の電流を流すと
トランジスタＱ，７のェミッタから見た交流インピーダ
ンスは次第に低下し、この交流インピーダンスと信号電
流ｉとによる電圧降下マが入力回路接続点Ｐに発生する
。

この信号電圧ｖｐはトランジスタＱ５のベース・ェミッ
タ間接合に印加されるため、第３図に示す様にトランジ
スタＱ５のベース・ェミッタ間電圧ーェミッタ電流特性
上の非直線性に起因した高歪率のコレクタ電流ｌｃｏ５
が流れるため、ミューテイングがかかり始める時に出力
信号電流ｌＯＵＴの歪率が高くなる。本発明は上記の如
き検討結果をもとになされたものであり、本発明の目的
とするところは高いＳ／Ｎ比を有し、かつミューテイン
グもしくは信号の減衰が行なわれる時の出力信号の歪率
を極力低減することを可能としたミュート回路もしくは
利得制御回路を提供せしめんとすることにある。

かかる目的を達成するための、本発明の基本的構成は、
特許請求の範囲に記載された如き構成要件を具備してな
るものであり、以下本発明の各実施例を図面に沿って説
明する。第４図は、本発明の第１の実施例によるミュー
ト回路の回路図を示し、第１図に示したミュート回路と
同一の機能を有する回路素子および回路ブロックの部分
は同一符号を付し、重複説明をさげる。

特に第１図の場合と異なる事項について説明すると定電
流回路６においてＰＮ接合ダイオードとして動作するト
ランジスタＱ４のヱミツタは抵抗Ｒ９を介して大地電位
に接続され、トランジスタ処のェミッタは抵抗Ｒ，ｏを
介して大地電位に接続されている。この抵抗Ｒ２，Ｒ，
ｏの抵抗値は例えば互いに等しい値に設定されている。
また定電流回路８においてＰＮ接合ダイオードとして動
作するトランジスタＱ，ｏのェミッタは抵抗Ｒ，．を介
して大地電位に接続され、トランジスタＱ，．のェミツ
タは抵抗Ｒ，２を介して大地電位に接続されている。こ
の抵抗Ｒ，．，Ｒ，２の抵抗値は例えば互いに等しい値
に設定される。かかる本発明の一実施例によれば、下記
の如き理由により初期の目的を達成することが出来る。

すなわち、トランジスタＱ５およびＱ，．のベースから
負荷抵抗Ｒ７に至る電圧利得〇ｖは下式に示す様にトラ
ンジスタＱ，Ｑ，．の交流ェミツタ抵抗ｒｅ、抵抗Ｒ，
ｏ，Ｒ，２の抵抗値ｒ、および負荷抵抗Ｒ７で決まる。
Ｒ７ Ｇ′ｖ＝ｒｅ＋ｒ 従って抵抗Ｒ，ｏ，Ｒ，．の抵抗値ｒを数百オームにＪ
設定すると、この場合の電圧利得Ｇｖは第１図に示した
従来の電圧利得Ｇｖより十分小さくなるため、電圧増幅
されトランジスタは，Ｑ，．のベースから負荷抵抗Ｒ７
に伝達される雑音電圧は十分小さくすることが出来るた
め、良好なＳ／Ｎ比を得Ｚることが出来る。

また、端子１３のミュート電圧ＶＭが上昇し、ミューテ
ィングがかかり始め、信号電圧ＶｐがトランジスタＱ５
のベースに印加されても、トランジスタＱ５のェミツタ
は抵抗Ｒ，ｏを介して大地電位に接続されているため、
第５図の実線で示した様にトランジスタＱ５のベース・
大地間電圧‐電流特性はベース・ェミッタ間電圧−ェミ
ッタ電流特性に起因した非直線性が軽減されているため
、この非直線性が原因となるトランジスタＱ５に流れる
コレクタ電流ｌｏｏ５の歪率が低減される。

この定電流回路６のトランジスタＱ５に関した上記の事
項は全く同様に、定電流回路８のトランジスタＱ，．に
関しても成り立ち、ミューティング時もしくは信号の減
衰が行なわれる時の出力信号の歪率を低い値とすること
が出来る。本発明は上記実施例に限定されるものではな
く、種々変型した実施態様を採用することが出釆る。す
なわち各定電流回路５，６，７，８，９のトランジスタ
Ｑ．，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ，ｏ，Ｑ，３をＰＮ接合ダイオー
ドとして動作させるに際し、各定電流回路５，６，７，
８，９の各トランジスタＱ，，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ７
，Ｑ８，Ｑ，〇，Ｑ，．，Ｑ，３，Ｑ，４のｈＦＥ（ェ
ミッタ接地電流増幅率）が十分大きな値である場合、ト
ランジスタＱ，Ｑ，Ｑ９，Ｑ，２，Ｑ，５を省略し、ト
ランジスタＱ，，Ｑ，Ｑ７，Ｑ，ｏ，Ｑ，３のコレクタ
とべ‐スとを直接接続し、これらのトランジスタＱ，，
Ｑ４，Ｑ７，Ｑ，のＱ，３をＰＮ接合ダイオードとして
動作させることが出釆る。

第６図は本発明の他の実施例によるミュート回路を示し
ている。

第４図の実施例と異なっているのは定電流回路６，８お
よび可変インピーダンス回路１０の構成である。定電流
回路６においてＰＮ接合ダイオードとして動作するトラ
ンジスタＱ４のコレク外まそのベースに直接接続される
とともに入力回路接続点Ｐに接続されており、トランジ
スタＱ４のェミッタは８００オームの抵抗値を有した抵
抗Ｒ９を介して大地電位に接続されている。トランジス
タＱ５のベースは狐オームの抵抗値を有した抵抗Ｒ，３
を介して入力回路接続点Ｐに接続されており、そのェミ
ツタは５００オームの抵抗値を有した抵抗Ｒ，ｏを介し
て大地電位に接続されている。また定電流回路８におい
てＰＮ接合ダイオードとして動作するトランジスタＱ，
ｏのコレク夕はそのベースに直接接続されるとともに入
力回路接続点Ｑに接続されており、そのェミッタは８０
０オームの抵抗値を有した抵抗Ｒ，．を介して大地電位
に接続されている。トランジスタＱ，．のベースは彼オ
ームの抵抗値を有した抵抗Ｒ，．を介して入力回路接続
点Ｑに接続されており、そのェミツタは５００オームの
抵抗値を有した抵抗Ｒ財を介して大地電位に接続されて
いる。可変インピーダンス回路１０はトランジスタＱ，
６，Ｑ，７，Ｑ，８を含んでいる。トランジスタＱ，６
のベースは抵抗Ｒ８を介して端子１３に接続されてミュ
ート電圧ＶＭが印加され、そのコレクタは抵抗Ｒ，６を
介して電源電圧供給端子１１に接続され、そのェミッタ
は抵抗ＯＲ．５を介して大地電位に接続される。トラン
ジスタＱｎのベースはトランジスタＱ，６のエミツタに
接続されることによりミュート電圧ＶＭが供給され、そ
のコレクタは抵抗Ｒ，３とトランジスタＱのベースに接
続され、そのェミッタは大地震位に接タ銃されている。
また同様にトランジスタＱ，８のベースはトランジスタ
Ｑ，６のエミツタに接続されることによりミユート電圧
ＶＭが供給され、そのコレクタは抵抗Ｒ，４とトランジ
スタＱ，．のベースに接続され、そのェミツタは大地電
位に接続されてい０る。いま端子１３に印加されるミュ
ート電圧ＶＭが低い場合、可変インピーダンス回路１０
のトランジスタＱ，６，Ｑ，７，Ｑ，８はオフ状態とな
り、トランジスタＱ２のコレクタより供給される（ｌｏ
＋ｉ）の電流値の電流のほとんどが定電流回路６のＰＮ
接合ダイオードとして動作するトランジスタＱ４に流れ
込み、入力回路接続点Ｐにはこの（１。十ｉ）の電流に
応答した信号電圧が発生する。この信号電圧はトランジ
スタＱのベース・ェミツ夕接合に印加されるため、トラ
ンジスタＱ５のコレクタには（ｌｏ＋ｉ）の電流に応答
した信号電流が流れ、さらにこの信号電流は定電流回路
９のＰＮ接合ダイオードとして動作するトランジスタＱ
，３に流れる。従って、定電流回路９のトランジスタＱ
，４のコレクタから出力端子１２に向って（ｌｏ＋ｉ）
の電流に応答した信号電流が流れる。一方、トランジス
タＱ６のコレクタより供給される（１。−ｉ）の電流値
の電流のほとんどが定電流回路８のＰＮ接合ダイオード
として動作するトランジスタＱ，ｏに流れ込み、入力回
路接続点Ｑにはこの（１。−ｉ）の電流に応答した信号
電圧が発生する。この信号電圧はトランジスタＱ，．の
ベース・ェミッタ援合に印加されるため、出力端子１２
からトランジスタＱ，．コレクタに向かって（ｌｏ−ｉ
）の電流に応答した信号電流が流れる。従って、出力端
子１２より負荷抵抗Ｒ７に流れる出力信号電流１。ＵＴ
は信号電流２Ｔに応答したものとなる。次に、端子１３
に印加されるミュート電圧ＶＭが上昇すると、可変イン
ピーダンス回路１０のト２ランジスタＱ，６，Ｑ，７，
Ｑ，８はオン状態さらには飽和状態となり、入力回路接
続点Ｐ，Ｑの直流電圧Ｖｐ，Ｖｑはそれぞれ下式の様に
与えられる。

Ｖｐ＝ＶｃＥ（ｓａｔ）Ｑ，７ｖｑ＝ＣＣ耳（ｓａｔ）
Ｑ，８ ３ここで、Ｖｃ８（ｓａ
ｔ）ｏ，７， ＶｃＥ（ｓａｔ）ｏ，８はそれぞれトラ
ンジスタＱ，７，Ｑ，８のコレクタ・エミッ夕闇飽和電
圧である。

このコレクタ・ェミッ夕闇飽和電圧は定電流回路６，８
のトランジスタＱ５，Ｑ，ｏを導通状態に維３持するに
必要な電圧、すなわちベース・ェミツタ間順方向電圧よ
り‘まるかに低いため、これらのトランジスタＱ５，Ｑ
，ｏはオフ状態となり、入力回路接続点Ｐ，Ｑにおける
いかなる交流信号に対そても応答しなくなる。

４故に、この状態において
は負荷抵抗Ｒ７に流れる出力信号電流ｌＯＵＴは完全に
交流信号電流が減衰され、ミユートがかけられる。かか
る本発明の実施例によっても、トランジスタＱとＱ，．
のェミッタはそれぞれ抵抗Ｒ，ｏ，Ｒ，２を介して大地
電位に接続されているため、良好なＳ／Ｎ比を得ること
が出来、さらにトランジスタのベース・ェミツ夕闇電圧
ーェミッタ電流特性の非直線性に起因する歪率が低減さ
れる。

さらに本発明のかかる実施例においては、抵抗Ｒ，３，
Ｒ，４がそれぞれ定電流回路６，８内で接続されている
ことにさらに大きな特徴を持っている。

また、この種のミュート回路においてミュート動作が完
全に行なわれるためにはトランジスタＱ，７，Ｑ，８が
ミュート電圧ＶＮにより完全に飽和状態に駆動されなけ
ればならない。一方抵抗Ｒ，３，Ｒ，４が省略され、回
路薮続点Ｐが直接トランジスタはのベースとトランジス
タＱ，７のコレクタに接続され、回路接続点Ｑが直接ト
ランジスタＱ，．のベースとトランジスタＱ，８のコレ
クタに接続された場合のミュート回路各部を流れる電流
波形が第７図に示されている。第７図Ａは定電流回路６
のトランジスタＱ４に流れる電流を示し、波形ａはミュ
ートがかかっていない場合のものであり、直流電流１。
に信号電流了が重畳している。ミュートがかかり始めて
、トランジスタＱ，７が導適状態となりまだ飽和状態と
なっておらず、このトランジスタＱ，７が直流定電流ｌ
ｏより大きな電流値を持った直流定電流ｌｃＱ，７を流
している状態においては、この直流定電流ｌｃｏ，７よ
り大きな電流値を持った信号電流に対してのトランジス
タＱ，７のコレクタから見た交流インピーダンスは非常
に大きな値である。従って、このトランジスタＱ．７が
トランジスタ静特陸上の能動領域にある場合、（１。十
Ｔ）の電流のうち直流定電流ｌｃＱ，７より大きい成分
はこのトランジスタＱ，７に流れることが出来ず、結果
として波形ａ′の如き脈流信号電流がトランジスタＱ４
に流れる。また第７図Ｂは定電流回路８のトランジスタ
Ｑ，ｏに流れる電流を示し、波形ｂはミュートがかかっ
ていない場合のものであり、直流電流ｌｏに信号電流−
Ｔが重畳している。ミュートがかかり始めて、トランジ
スタＱ，８が導適状態となりまだ飽和状態となっておら
ず、このトランジスタＱ．８が直流定電流１。より大き
な電流値を持った直流定電流ｌｃＱ，８を流している状
態においては、この直流定電流ｌｃｏ，８より大きな電
流値を持った信号電流に対してのトランジスタＱ，８の
コレクタから見た交流ィンピーダンスは非常に大きな値
である。従って、このトランジスタＱ，８がトランジス
タ静特性上の能動領域にある場合、（ｌｏ−ｉ）の電流
のうち直‐流定電流ｌｃＱ，８より大きい成分はこのト
ランジスタＱ，８に流れることが出来ず、結果として波
形タｂ′の如き脈流信号電流がトランジスタＱ，ｏに流
れる。故に波形ａ′，ｂ′の如き脈流信号電流がそれぞ
れトランジスタＱ，Ｑ，ｏに流れると定電流回路６，８
，９の作用により第２図ｃの波形〇の如き両Ｚ極性の脈
流信号電流が負荷抵抗Ｒ７に流れる。

故に、抵抗Ｒ，３，Ｒ，４が省略された場合、ミュート
電圧ＶＭの上昇によってもトランジスタＱ，７，Ｑ，８
は容易に飽和状態とならず、この負荷抵抗Ｒ７に流れる
波形〇の如き両極性の脈流信号電流はもとＺの正弦波信
号から全くかけはなれており、歪率が極めて高〈聴感上
木決となる。一方、本発明の好適な実施例によれば抵抗
Ｒ，３，Ｒ，４が接続されているため端子１３に印加さ
れるミュート電圧ＶＭの上昇に応答して、可変ィ２ンピ
ーダンス回路１０のトランジスタＱ，７，Ｑ，８は極め
て容易にトランジスタ静特性上の能動領域から飽和領域
に遷移する。

なんとなれば、トランジスタＱ，７，Ｑ，８にそれぞれ
ｌｃｏ… ｌｃｏ，８の直流定電流が流れると抵抗Ｒ，
３，Ｒ，４による電圧降下に２より、トランジスタＱ，
７，Ｑ，８のコレクタ電圧は抵抗Ｒ，３，Ｒ，４が接続
されていない場合と比較いまるかに低いものとなるため
、ミュート電圧ＶＭの上昇によるトランジスタＱ，７，
Ｑ，８のベース電圧上昇により極めて容易にトランジス
タ静特性上の３能動領域から飽和領域に遷移することが
出来、ミュート動作が極めて容易に達成される。また、
このトランジスタＱ，７， Ｑ，８が能動領域から飽和
領域に遷移し始めると、このトランジスタＱ．７，Ｑ，
８のコレクタから見た交流インピーダ３ンスが極めて急
激に低下し始め、入力回路接続点Ｐ，Ｑにおける信号電
流（１。

十Ｔ）、（１。一Ｔ）にそれぞれ応答した信号電圧ｐ，
マｑはそれぞれ、抵抗Ｒ，３，Ｒ，４トランジスタＱ，
７，Ｑ，８のコレクタから見た交流インピーダンスによ
り減衰され、トランジスタＱ５，Ｑ，．のベースに印加
される。従って、この場合は、抵抗Ｒ，３，Ｒ，４が省
略された場合よりも小振幅の交流電圧で、トランジスタ
Ｑ５，Ｑ，．のベースが駆動されるため、トランジスタ
Ｑ５，Ｑ，．ベース・ェミツタ間電圧ーェミッタ電流特
性の非直線性に起因する歪率をさらに低い値とすること
が出来る。第８図は本発明の他の実施例によるミュート
回路を示し、定電流回路６においてＰＮ接合ダイオード
として動作するトランジスタＱ４のベースは２７５オー
ムの抵抗値を有する抵抗Ｒ，８を介して入力回路接続点
Ｐおよびそのコレク夕に接続され、そのェミッタは５０
０オームの抵抗値を有する抵抗Ｒ９に接続されている。

トランジスタＱ５のベースは２７５オームの抵抗値を有
する抵抗Ｒ，３を介して入力回路接続点Ｐに接続されて
おり、そのェミツタは５００オームの抵抗値を有する抵
抗Ｒ，ｏに接続されている。抵抗Ｒ９．Ｒ，ｏの他端は
ともにＰＮ接合ダイオード○，を介して大地電位に接続
される。同機に、定電流回路８においてＰＮ接合ダイオ
ードとして動作するトランジスタＱ・ｏのベースは２７
５オームの抵抗値を有する抵抗Ｒ，９を介して入力回路
接続点Ｑおよびそのコレク外こ接続され、そのェミツタ
は５００オームの抵抗値を有する抵抗Ｒ，．に接続され
ている。トランジスタＱ，．のベースは２７５オームの
抵抗値を有するＲ，４を介して入力回路接続点Ｑに接続
されており、そのェミツタは５００オームの抵抗値を有
する抵抗Ｒ，．に接続されている。抵抗Ｒ，．，Ｒ，２
の他端はともにＰＮ接合ダイオード○２を介して大地電
位に接続される。可変インピーダンス回路１ ０はトラ
ンジスタＱ１６，Ｑ，７，Ｑ，８，Ｑ．９を含んでいる
。トランジスタＱ，６のベースはＩＫオームの抵抗値を
有する抵抗Ｒ８をｏ介して端子１３に接続され、そのヱ
ミッタは１皿オームの抵抗値を有する抵抗Ｒ，５を介し
て大地電位に接続され、そのコレクタは１皿オームの抵
抗値を有する抵抗Ｒ，６を介して電源電圧供給端子１１
に接続されている。トランジスタＱ・９のベース夕は抵
抗Ｒ，５とトランジスタＱ，６のェミッタに接続され、
間接的にミュート電圧ＶＭが印加される。トランジスタ
ＱＭのェミッタは大地電位に接続され、そのコレクタは
トランジスタＱ，７，Ｑ，８のベースに接続されている
。またトランジスタＱ，７の０ェミツ外ま定電流回路６
のトランジスタＱ５のベースと抵抗Ｒ，３に接続され、
トランジスタＱ，８のヱミツタは定電流回路８のトラン
ジスタＱ，．のベースと抵抗Ｒ，４に接続されている。
さらに、トランジスタＱ，７， Ｑ，８のコレクタはと
もに大地電位に接続されている。かかる本発明の実施例
によっても、トランジスタ偽とＱ，．のヱミッタにはそ
れぞれ抵抗Ｒ，ｏ，Ｒ，２が後続されているため、良好
なＳ／Ｎ比を得るとが出来、さらにトランジスタのベー
ス・エミツタ間電圧−ェミッタ電流特性の非直線性に起
因する歪率が低減出来ることはもちろん、第６図に示し
た実施例と同様に、抵抗Ｒ，３、Ｒ．４がそれぞれ定電
流回路６，８内に接続されているため、ミュート電圧Ｖ
Ｍの上昇に応答して極めて容易に飽和領域にバイアスさ
れ、ミュート動作が極めて完成全に達成される。

さらにこの第８図の実施例においては、トランジスタＱ
，６，Ｑ，７，Ｑ，８，Ｑ，９がミュート電圧ＶＭの上
昇により導通し始めた時、このトランジスタＱ，７，Ｑ
，６のヱミッタから見た交流インピーダンスは、第６図
の実施例のトランジスタＱ，７，Ｑ，８のコレクタから
見た交流インピーダンスより小さくなるので、結果とし
て第６図の実施例の場合よりもさらに４・ごい振幅の交
流電圧によりトランジスタＱ，Ｑ，．のベースが駆動さ
れるため、トランジスタＱ５，Ｑ，．のベース・ェミッ
タ間電圧ーェミッタ電流特性の非直線性に起因するさら
に歪率を低い値にすることが出来る。

以上、本発明の実施例をミュート回路について説明した
が、本発明はミュート回路に限定されるものではなく、
一般的な交流信号に対しての利得を制御するための利得
制御回路全般に応用することが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来より公知のミュ−ト回路の回路図を示し、
第２図はかかる公知のミュート回路各部を流れる電流の
波形図を示し、第３図はトランジスタのベース・ェミツ
タ間電圧ーェミッタ電流特性上の非直線性‘こ起因して
歪が発生する機構を説明するための図、第４図は本発明
の１実施例によるミュート回路の回路図を示し、第５図
は本発明の１実施例により歪率が低減される機構を説明
するための図、代６図は本発明の他の実施例によるミュ
ート回路を示し、第７図は第６図に示した本発明の他の
実施例で抵抗Ｒ，３，Ｒ，４を省略した場合各部を流れ
る電流の波形を示し、第８図は本発明による他の実施例
によるミュート回路の回路図を示す。 １・・・信号電流源、２・・・直流定電流源、３・・・
信号電流源、４・・・直流定電流源、５，６，７，８，
９…定電流回路、１０・・・可変インピーダンス回路、
１ １・・・電源電圧供給端子、１２・・・出力端子、
１３・・・ミュート電圧印加端子、Ｑ，〜Ｑ，９・・・
トランジスタ、Ｒ，〜Ｒ，７・・・抵抗、Ｄ，，Ｄ２・
・・ダイオード。 第７図多Ｚ図 第３図 第４図 多ケ図 第６図 多７図 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 実質的にダイオードとして動作するＰＮ接合手段Ｑ
   ＿４と第１トランジスタＱ＿５と利得制御信号Ｖ＿Ｍに
   応答して導通度が変化する可変インピーダンス手段１０
   とを少くとも具備し、該ＰＮ接合手段Ｑ＿４は入力回路
   接続点Ｐと基底電位点との間に接続され、該第１トラン
   ジスタＱ＿５のベースは該入力回路接続点Ｐに接続され
   、該第１トランジスタＱ＿５のエミツタは基底電位点に
   接続され、該可変インピーダンス手段１０は該入力回路
   接続点Ｐと基底電位点との間に接続され、該入力回路接
   続点Ｐに入力信号電流を供給することにより該第１トラ
   ンジスタＱ＿５のコレクタより該入力信号電流に応答し
   た出力信号電流が取り出され、該可変インピーダンス手
   段１０に該利得制御電圧Ｖ＿Ｍを印加して該可変インピ
   ーダンス手段１０の導通度を高めることにより該出力信
   号電流を減衰せしめるようにした利得制御回路において
   、第１抵抗手段Ｒ＿１＿０と第２抵抗手段Ｒ＿９とをさ
   らに具備し、上記第１トランジスタＱ＿５のエミツタは
   該第１抵抗手段Ｒ＿１＿０を介して基底電位点に接続さ
   れ、上記入力回路接続点Ｐと基底電位点との間には上記
   ＰＮ接合手段Ｑ＿４と該２１抵抗手段Ｒ＿９とが直列に
   接続されてなることを特徴とする利得制御回路。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の利得制御回路において
   、上記第１トランジスタＱ＿５のベースは第３抵抗手段
   Ｒ＿１＿３を介して上記入力回路接続点Ｐに接続される
   とともに、上記可変インピーダンス手段１０は上記第３
   抵抗手段Ｒ＿１＿３を介して上記入力回路接続点Ｐに接
   続されてなることを特徴とする利得制御回路。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の利得制御回路において
   、上記可変インピーダンス手段１０は少なくとも上記第
   １トランジスタＱ＿５と同一導電型の第２トランジスタ
   Ｑ＿１＿７からなり、該第２トランジスタＱ＿１＿７の
   コレクタは上記第３抵抗手段Ｒ＿１＿３と上記第１トラ
   ンジスタＱ＿５のベースに接続され、上記第２トランジ
   スタＱ＿１＿７のエミツタは基底電位点に接続され、上
   記第２トランジスタＱ＿１＿７のベースに上記利得制御
   信号Ｖ＿Ｍが印加されてなることを特徴とする利得制御
   回路。 ４ 特許請求の範囲第２項記載の利得制御回路において
   、上記可変インピーダンス手段１０は少なくとも上記第
   １トランジスタＱ＿５と反対導電型の第２トランジスタ
   Ｑ＿１＿７からなり、該第２トランジスタＱ＿１＿７の
   エミツタは上記第３抵抗手段Ｒ＿１＿３と上記第１トラ
   ンジスタＱ＿５のベースとに接続され、該第２トランジ
   スタＱ＿１＿７のコレクタは基底電位点に接続され、該
   第２トランジスタＱ＿１＿７のベースに上記利得制御信
   号Ｖ＿Ｍが印加されてなることを特徴とする利得制御回
   路。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の利得制御回路において
   、上記可変インピーダンス手段１０はさらに上記第１ト
   ランジスタＱ＿５と同一導電型の第３トランジスタＱ＿
   １＿９を含み、上記第２トランジスタＱ＿１＿７のベー
   スは該第３トランジスタＱ＿１＿９のコレクタに接続さ
   れ、該第３トランジスタＱ＿１＿９のエミツタは基底電
   位点に接続され、該第３トランジスタＱ＿１＿９のベー
   スに上記利得制御信号Ｖ＿Ｍが印加されてなることを特
   徴とする利得制御回路。