JPS5846084B2 - 信号中継段 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、信号中継段、特に広い制御範囲に亘って動
作させることができ、かつ信号歪を最小にすることがで
きるトランジスタ化された可変利得制御増幅回路装置に
関する。

一般に、トランジスタ化された可変利得制御増幅器（回
路装置）においては、入力信号電圧と利得制御のための
可変バイアス電圧（静利得制御電圧）とを増幅用トラン
ジスタの同一ベース・エミッタ接合の両端子間に適用す
る構成が採用されている。

この種の増幅器においては、上記静利得制御電圧の変化
に伴なって、当該トランジスタの相互コンダクタンスが
変化することにより利得制御が行なわれるものであるが
、入力信号の振幅が増大することによっても相互コンダ
クタンスが変化するから、このために出力信号の波形に
歪が導入されることを免れることができない。

また出力信号が相互コンダクタンスの変化により変調さ
れる結果、非直線歪が本質的に発生する。

この発明は、上記した従来のトランジスタ化可変利得制
御増幅器では避けることのできなかった歪を除去するこ
とのできる新規かつ比較的簡単で実用性が高い利得制御
可能な信号中継段を提供することを目的とする。

この発明による信号中継段は、後柱説明する図示の実施
例に沿って言えば、中継されるべき信号を供給する信号
源２２と、エミッタ接地形式として配置された第１のト
ランジスタ１２を含み、そのベース電極に供給される入
力信号を増幅する増幅段と、第１の抵抗器２６と上記第
１のトランジスタと同じ導電形式の第２のトランジスタ
１０のコレクターエミッタ電路との直列接続体からなる
信号減衰回路網と、上記信号源２２からの信号を上記直
列接続体の両端間に供給する手段２４と、制御用可変直
流電流供給源（十Ｖ２）とを有し、上記第１のトランジ
スタ１２０ベース電極は上記第１の抵抗器２６と上記第
２のトランジスタ１０のコレクターエミッタ電路との接
続点に現われる上記信号減衰回路網の信号出力に応答す
るようにされている。

この発明の信号中継段は、さらに、上記第１のトランジ
スタ１２のベース電極と上記第２のトランジスタ１０の
ベース電極とを接続する第２の抵抗器１４を含み、上記
制御用可変直流電流供給源ｖ２より上記第１および第２
のトランジスタのベース−エミッタ電路に直流電流を供
給し、それによる一方の方向への制御変化によって■上
記第１のトランジスタ１２の相互コンダクタンスを減少
させて上記増幅段の信号利得を低下させ、■上記第２の
トランジスタ１０のコレクターエミッタ電路の導電度を
増大させ、それと同時に上記減衰回路網によって与えら
れる信号減衰度を増大させ、一方、上記直流電流による
他方の方向への制御変化によって■上記第１のトランジ
スタ１２の相互コンダクタンスを増大させて上記増幅段
の信号利得を増大させ、■上記第２のトランジスタ１０
のコレクターエ□ツタ電路の導電度を低下させ、それと
同時に上記減衰回路網によって与えられる信号減衰度を
低下させるように働く手段とを有している。

以下にこの発明の信号中継段を添付図面を参照しつつ詳
細に説明する。

図示の信号中継段はそれぞれのエミッタ電極を基準電位
点すなわち接地電位点に接続された１対のトランジスタ
１０および１２を含む。

トランジスタ１００ベース電極とコレクタ電極との間に
は第１の抵抗器１４が接続されており、そのコレクタ電
極はさらにトランジスタ１２０ベース電極に直接結合さ
れている。

トランジスタ１２のコレクタ電極はさらに信号出力端子
１６に結合され、次に付勢電源Ｖ、に接続される端子２
０に負荷抵抗器１８を介して結合されている。

この回路によって減衰すべき信号は信号源として働く入
力端子２２を通って第３のトランジスタ２４のベース電
極に印加される。

トランジスタ２４のコレクタ電極はまた付勢電位端子２
０に接続され、エミッタ電極は抵抗器２６によってトラ
ンジスタ１０のコレクタ電極に結合されている。

抵抗器２６とトランジスタ１０のコレクターエ□ツタ電
路との直列回路は信号減衰回路を構成している。

さらにこの回路にはバイアス抵抗器２８が含まれており
、トランジスタ１０のベース電極を減衰制御端子３０に
接続している。

端子３０には制御可能な直流電圧Ｖ２の電源が接続され
ており、トランジスタ１００ベース電極とトランジスタ
１２０ベース電極との間に電位差を与える働きをする。

下記のように、このバイアスの変化は、入力トランジス
タ２４に印加され、かつそのトランジスタ２４と抵抗器
２６とによって出力トランジスタ１２に中継される信号
を減衰させる働きをする。

この発明の推奨実施例においては、信号入力端子２２は
４．５ＭＨｚの周波数を有する周波数変調波を与えるテ
レビジョン受像機の角度変調波処理チャンネルの制限段
の出力に接続されている。

これらの波は例えば接地点に対して３．５ボルトの直流
基準レベル上に約数ボルトのピーク・ピーク振幅を有す
る。

出力端子１６はさらに、処理チャンネルの検波段に接続
されている。

動作の場合は、まずトランジスタ１０と１２とは同じ級
の動作を行ない、かつトランジスタ特性が良く整合して
いると仮定する。

また抵抗器１４の抵抗値はトランジスタ１０のベース電
極における動特性インピーダンスの約１０分の１であり
、同じ（抵抗器２８の抵抗値の約１０分の１であると仮
定する。

このような数値関係を保ち、利得制御端子３０に零ボル
トの直流電位を与える電源Ｖ２を使用すると、トランジ
スタ２４と抵抗器２６とを流れる実質的にすべての直流
電流はトランジスタ１０を流れることがわかる。

抵抗器１４を流れる電流は、トランジスタ１０を流れな
いが、その量はその抵抗器の両端に非常に僅かな直流電
位降下を生じるにすぎない。

この状態で抵抗器２６を流れる直流電流は、トランジス
タ１２とその負荷抵抗器１８とを流れる直流電流に実質
的に等しい。

これは、２つのトランジスタ１０と１２の各ベース・エ
ミッタ接合が実質的に並列接続されており、かつこの２
つのトランジスタが同じ級の動作をするように選択され
ているからである。

いま、電源Ｖ２が利得制御端子３０に正の直流電圧を与
えるように調節されていると仮定する。

この直流電圧は抵抗器２８と１４とを介してトランジス
タ１０の導電度を増す方向に対応する電流を生じる。

この導電度の増加により、トランジスタ１０の直流コレ
クタ電位は減少するが、これに伴なってトランジスタ１
２０ベース電極に印加される直流電位も同様に減少する
。

その結果としてトランジスタ１２を流れる直流電流が減
少して、その相互コンダクタンスを減少させる。

エミッタ接地トランジスタ段１２によって提供される電
圧利得はその相互コンダクタンスに直接比例するので、
トランジスタ１２のコレクタ電極に設けられた端子１６
に発生する信号の振幅が対応する値だけ減少する。

このようにして、印加入力信号の所要量の減衰が得られ
る。

トランジスタ１２のベース・エミッタ接合ダイオードの
両端の直流電圧は次の一般式で与えられる。

ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子
の電荷、ｉ１２はトランジスタ１２のエミッタ電流、１
１２はそのトランジスタの飽和電流である。

またｒｅ ｃ １２はトランジスタ１２のエミッタおよ
び接触導体抵抗（エミッタ抵抗）、ｒｂｃｌ、２はその
ベース入力抵抗（ベース抵抗）、βはその順方向電流利
得である。

いま（１）式の後の２項を無視しかつ室温でＫＴ／ｑ＝
２６ｍＶとすると、ＶＢＥの約１８ｍＶの減少はそのト
ランジスタのエミッタ電流の％の減少に対応する。

その結果、相互コンダクタンスが相当量だけ減少し、信
号利得が％だげ減少する。

直流電圧が１８ ｍＶ減少する毎に利得は６ｄｂだげ減
少する。

１８ ｍＶ、またはそれ以上またはそれ以下のこの減少
は抵抗器１４および２８と電圧ｖ２との結合作用により
得られる。

入力端子２２に印加された信号が前記の約３．５ボルト
の直流成分を有する場合、トランジスタ１０のコレクタ
電極での電位を１８ ｍＶだけ減少させるには抵抗器２
６が数にΩ程度の抵抗値を有する時にそのトランジスタ
１０を通る電流の変化は非常に少くてよいことがわかる
。

この直流電位の変化を与えるために抵抗器２６を流れる
電流を大きく変える必要がないので、トランジスタ１０
は実質的な直線電圧変換器として動作する。

図の数値を用いると、１８ ｍＶの直流変化はトランジ
スタ１０のベース電極の電圧を約工乃至２Ｖだけ増すこ
とによって得られ、従ってトランジスタ１０の直線電圧
増幅器としての性能はさらに上昇する。

動作状態では、図の回路は本質的には直線一対数増幅器
（低振幅入力信号に対しては線形増幅器のように動作し
、高振幅入力信号に対しては対数増幅器のように動作す
る増幅器）と同様な関係を有するものとなる。

このような関係は直流制御が必要な音声周波数への応用
には非常に好ましい。

抵抗器１４と２８との相対値を適当に選ぶことによって
、例えば電源Ｖ２からの利得制御電圧を１ボルト変化さ
せることにより端子１６から引出される出力信号の振幅
を６ｄｂ変化させることが可能となる。

前記のように、図の配置は、回路の成分素子のすべて（
電源は除（）を最近の技術により製造することができる
ので、集積回路構造とするのに特に好適している。

このような配置では、前記一般式のｒｅｃとｒｂ’との
値はその集積回路構造の物理的寸法形状に依存する。

この発明に用いられる集積回路構造が小さい場合、例え
ば図の回路が１．２７ｍｍＸ １．２７ ｍｍで全角度
変調波処理チチンネルの１部分を構成し、トランジスタ
１２の寸法を０．０８９ｍｍＸ ０．１４ ｍｍとした
場合、これら２個の要素ｒｅｃとｒ ｂ’との値はそれ
ぞれ３Ωおよび４０Ωとした。

これらの構造のβの値は約５０であった。

トランジスタ１２を流れる電流を最初に直流１ｍＡにし
た場合、式（１）の後の２項はトランジスタ１２０ベー
ス・エミッタ接合電圧に３．８ｍＶを加えた値になる。

トランジスタ１２のコレクタ電流が減少されて減衰効果
が発生すると、これら後の成分は出力信号に歪成分を与
え、ある場合には好ましくないことが判った。

しかし、ここに示した角度変調波の場合には、この形式
の好ましくない振幅変調は後に続く周波数変調検波器に
よって除かれるので、上記の歪を無視することができる
。

一方、図の回路を音声前置増幅器として使用する場合に
は、この歪は重大な障害になる。

この問題の発生を減するために、トランジスタ１０と１
２とを流れる電流を減じて、式（１）の後の項を小さく
することができる。

また上記項を小さくすることは、この回路の物理的寸法
形状を大きくしてｒｅｃとｒｂ’の値を減じ、同時にβ
の値を高く維持することによっても可能である。

ここに示した回路は、上述した歪を他の手段で実質的に
減らすことができることに注目すべきである。

すなわち、トランジスタ２４のエミッタ電極に発生する
交流信号の振幅が変化すると、抵抗器１４を通ってトラ
ンジスタ１０のベース電極に結合される信号部分も同じ
ように変化する。

トランジスタ１０のコレクタ電流もその信号の変化と同
じ方向に変化し、その結果、トランジスタ１０のコレク
タ電極でのダイナミック・インピーダンスは反対方向に
変化する。

トランジスタ２４と抵抗器２６とは実質的には定電流源
を構成している。

このようにして、トランジスタ１０のコレクタ電極での
信号はトランジスタ２４０発生信号とは逆方向に変化し
、トランジスタ１２に結合された信号に歪んだ成分を導
入する働きをする。

しめ・し、この成分はトランジスタ１２それ自身により
生じ、印加信号によるその変換コンダクタンスの変調に
よって生じた歪成分と反対方向を有する。

この結果、約４０ｄｂの減衰制御範囲で図の回路の減衰
信号に生ずる歪は２優にすぎないことが判った。

さらに、ｒｅｅとｒ’ｂとの項を減らすことによって、
歪はさらに減少し、１０分の数多になった。

この発明の信号中継手段によると、上述したように（１
）式中の第２項と第３項とを無視できる構成とすること
ができるということは、入力信号の振幅のいかんによっ
てトランジスタ１２の相互コンダクタンスが変化するこ
とに依拠して、出力端子１６に発生する出力信号波形に
可避的に歪が導入される、というこの種利得制御信号中
継段に本質的な欠点を除くことを可能とする。

この理由を下記に詳述する。

いま、トランジスタ１０のコレクタ・工□ツタ回路を流
れる、抵抗器２６を経て供給される入力信号電流を１８
とし、抵抗器２Ｂと１４とを経てトランジスタ１０のコ
レクタ電極へと供給される静利得制御電流をｉ ｃとす
れば、このトランジスタのコレクタ・工□ツタ回路には １１０＝１ｃ＋ １８ （２
）なる式で示される電流ｉ１ｏが流通する。

また、トランジスタ１０の飽和コレクタ電流を１１０と
すれば、そのベース・エミッタ間の電圧ＶＢＥＩＯは前
述した（１）式におけると同様に下式が成立する。

ただし、（１）式の第２と第３の各項がこの場合無視さ
れ、また、トランジスタ１０と１２とを同等の特性のも
のと仮定されているから、後続の２つの項は省略され、
かつ、ＩＩＯは１１２と等しい。

ここに、静利得制御電流ｉｃが抵抗器１４を流れること
によって、この抵抗器の両端間に生じる降下電圧を△Ｖ
ＢＥとすると、トランジスタ１２のベース・エミッタ間
の電圧ＶＢｇｘｚ）はトランジスタ１００ベース・エミ
ッタ間の電圧ＶＢＥ（１０）から上記降下電圧を差引い
たものに等しくなることが判る。

すなわち、ＶＢＥ（１２） ＝ ＶＢＥ（１０）−△Ｖ
ＢＥである。

よって、ｐＶＢＥ＝ ＶＢＥ（１０） ＶＢＥ（１２
） （４）なる式が成立する。

第２項と第３項とが省略された（１）式と、（３）式、
およびＩＩＯ” １１２であることにより、下記（５）
式が成立する。

この（５）式は次の通り変形される。

また、上記（２）式と（６）式とから下記（７）式が成
立する。

この（７）式を観察すると、トランジスタ１２のコレク
タ・エミッタ回路を流れる信号電流が△ＶＢＥの関数と
して減衰されることが判る。

この△ＶＢＥの値は、抵抗器１４を流れる静利得制御電
流に主として依存し、ｉｓには実質的に影響されない。

従って、この（７）式はトランジスタ１２のコレクタ回
路に発生する、入力信号に対応する出力電流が入力信号
の振幅変化に応答する増幅利得の変化、すなわち相互コ
ンダクタンスの変化に依拠する好ましくない効果を受け
ないことを明示するものである。

なお、△ＶＢＥが抵抗器１４を経てベース電極へと流れ
る信号電流ｉｓにより実質的に影響されない理由を以下
に説明する。

トランジスタ１０と１２の各相互コンダクタンスをβと
すれば、とのβの値は利得制御によって通常５０〜３０
００間に変化する。

ここに、トランジスタ１０のコレクタ電極へと供給され
る全入力信号電流の値をＩｓとすれば、これによりその
コレクタ・エミッタ回路を流れる電流ｉｓはなる式で与
えられる。

しかるに、抵抗器１ 流する信号電流をｉ’ｓ ４を経てベース回路へと分 とすれば、この電流は で示される。

しからば、ｉ′Ｓはβが最少５０であるから、最大でも
ｉｓの５０分の１の値となるにすぎない。

一方において、静利得制御電流ｉｃがトランジスタ１０
のコレクタ・ベース回路以外ニヘース・エミッタ回路に
分流することによって生じる効果は、この分流値が上記
（９）式におけると同時にとなることにより極めて小さ
い。

ここに、β＋１ 抵抗器１４の両端子間の電圧降下である△ＶＢＥ＋気全
静利得制御電流の と全コレクタ注入信号β＋１ ■ 電流のｍ−１倍との和に依存していることは明らβ＋１ かである。

よって、△ＶＢＥは主として静利得制御電流により左右
され、人力信号電流によっては殆んど影響されない。

その結果、この発明によると、通常のトランジスタ化利
得制御信号中継段において免れることが困難であった、
相互コンダクタンスが入力信号の振幅に対応して変化す
ることに伴なって発生する歪を比較的簡単な回路構造を
もって有効に阻止することが可能となる。

さらに、抵抗器２８の抵抗値とトランジスタ１００入力
インピーダンスとに対する抵抗器１４の抵抗値を減らす
ことにより歪を減らすことができる。

従って、ここに示した減衰器は構成が非常に簡単であり
、しかも性能が悪くなることはない。

この回路は上記の角度変調波処理チャンネルにおいて音
声周波数減衰器として使用して良い結果が得られたが、
前記直線一対数増幅器関係を有する直流利得制御が必要
な遠隔制御への応用にも特に興味がある。

上記の実施例では、トランジスター０と１２との物理的
特性は同じに作られているので、それらのトランジスタ
には同じ直流電流が流れる。

しかし、異なる比例関係を有する直流電流は上記２個の
トランジスタを物理的寸法（例えばエミッタ面積）が異
なるように適当に製作することによって得ることができ
る。

この回路の他の優れた特徴は、この配置では端子３０に
直流制御電圧を与えないことにより信号を減衰させずに
中継させることができることである。

これは出力端子１６に発生した信号な付勢電源Ｖ１の全
値に至るまで駆動することができることによる。

このようにして、例えばＩボルト乃至２ポルトの振幅を
有する入力信号をもって、端子１６に電源Ｖ１の値であ
る約５Ｖのピーク・ピーク振幅を有する出力信号を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

図はこの発明の１実施例を示す回路図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 中継されるべき信号を供給する信号源と、エミッタ
   接地形式として配置された第１のトランジスタを含み、
   そのベース電極に供給される入力信号を増幅する増幅段
   と、 第１の抵抗器と上記第１のトランジスタと同じ導電形式
   の第２のトランジスタのコレクターエミッタ電路との直
   列接続体からなる信号減衰回路網であって、上記第１の
   トランジスタのペース電極が上記第１の抵抗器と上記コ
   レクターエミッタ電路との接続点に現われる上記減衰回
   路網の信号出力に応答するようにされているものと、 上記信号源からの信号を上記直列接続体の両端間に供給
   するための手段と、 制御用可変直流電流供給源と、 上記第１のトランジスタのベース電極と上記第２のトラ
   ンジスタのベース電極とを接続する第２の抵抗器を含み
   、上記制御用可変直流電流供給源より上記第１および第
   ２のトランジスタのペースエミッタ電路に直流電流を供
   給し、それによる一方の方向への制御変化によっての上
   記第１のトランジスタの相互コンダクタンスを減少させ
   て上記増幅段の信号利得を低下させ、■上記第２のトラ
   ンジスタのコレクターエミッタ電路の導電度を増大させ
   、それと同時に上記減衰回路網によって与えられる信号
   減衰度を増大させ、一方上記直流電流による他方の方向
   への制御変化によっての 上記第１のトランジスタの相
   互コンダクタンスを増大温に上記増幅段の信号利得を増
   大させ、■上記第２のトランジスタのコレクターエミッ
   タ電路の導電度を低下させ、それと同時に上記減衰回路
   網によって与えられる信号減衰度を低下させるように働
   く手段と、 からなる利得制御可能な信号中継段。