WO2016035205A1 - 増幅器、それを用いた超音波探触子および診断装置 - Google Patents

増幅器、それを用いた超音波探触子および診断装置 Download PDF

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grounded
gate
source
input
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Inventor
梶山　新也
中村　洋平
樹生 中川
俊 大島
Original Assignee
株式会社日立製作所
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    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements

Definitions

  • the present invention relates to a receiving amplifier that is mounted on an ultrasonic probe that is a component of an ultrasonic diagnostic apparatus and amplifies an electric signal from a piezoelectric vibrator.
  • the present invention relates to a technique for realizing low noise, low signal distortion, and high power supply voltage fluctuation removal performance.
  • the ultrasonic diagnostic apparatus is a highly safe medical diagnostic apparatus that is non-invasive to the human body, and has a smaller apparatus scale than other medical image diagnostic apparatuses such as an X-ray diagnostic apparatus and an MRI (Magnetic Resonance Imaging) apparatus. It is important in today's medical care because it is a device that can display the state of movement of the test object, such as the pulsation of the heart and the movement of the fetus, in real time by a simple operation by simply touching the ultrasound probe from the body surface. Plays an important role.
  • an ultrasonic wave is transmitted into a subject by supplying a high-voltage drive signal to each of a plurality of transducers built in the ultrasonic probe.
  • a reflected ultrasonic wave generated by the difference in acoustic impedance of the living tissue in the subject is received by each of the plurality of vibration elements, and an image is generated based on the reflected wave received by the ultrasonic probe.
  • the reflected wave from the living tissue in the subject is affected by attenuation and diffusion in the living body when reflected from the deep part of the living body, and therefore the amplitude of the received signal that is acoustic-electrically converted by each transducer is very high. It is minute. Therefore, in order to reproduce the deep part of the living body as an image, a high signal / noise ratio is required, and a receiving circuit that amplifies a minute electric signal and performs signal processing is required to have low noise.
  • the receiver is required to have a wide dynamic range.
  • tissue harmonic imaging Tissue Harmonic Imaging
  • THI tissue harmonic imaging
  • harmonics due to non-linearity of the transmission circuit and the reception circuit itself must be smaller than an allowable level, and it is also necessary to reduce signal distortion caused by the circuit from this point.
  • each transducer in the ultrasonic probe is a transducer in which the same element performs both electro-acoustic and acoustic-electrical, and one terminal is electrically connected to the ground GND.
  • One terminal will be connected to the transmitter and receiver. Therefore, the receiver receives an electrical signal from the vibrator with a single-ended input.
  • a single-ended input from the vibrator is used as a first-stage low-noise amplifier (LNA: Low). It is desirable to amplify with a Noise Amplifier and perform single-end-to-differential conversion and output as a differential signal.
  • LNA low-noise amplifier
  • Non-Patent Document 1 discloses a noise canceling LNA having a single-ended input and a differential output.
  • Patent Document 1 proposes a noise canceling LNA circuit of single end input-differential signal-single end output.
  • FIGS. 10 and 11 are prepared by the present inventor with reference to FIG. 1 of Non-Patent Document 1 and FIG. 2 of Patent Document 1 to explain the problem of the present invention.
  • FIG. 10 relates to a noise cancellation LNA circuit with single-ended input and differential output.
  • the common-gate amplifier and common-source amplifier constituting the LNA are widely known as basic amplification circuits.
  • Non-Patent Document 1 by using a combination of a grounded-gate amplifier that is a non-inverting amplifier and a grounded-source amplifier that is an inverting amplifier, the noise of the MNCG element constituting the grounded-gate amplifier in FIG. LNA can be realized.
  • the random noise current In of MNCG flows to the load resistance RLCG and appears on the differential positive output VOUTP as a noise voltage whose polarity is reversed.
  • the noise current In flows to the signal source impedance RS to generate an in-phase noise voltage Vn_in at the LNA input, and Vn_in is amplified by a grounded-source amplifier that is an inverting amplifier composed of MNCS, and becomes a noise voltage whose polarity is inverted.
  • the voltage signal Vsig_in at the LNA input is non-inverted and amplified by the grounded gate amplifier, and Vsig_outp appears in VOUTP with the same polarity as Vsig_in.
  • Vsig_in is inverted and amplified in the common source amplifier, and Vsig_outn appears in VSOUTN with a polarity opposite to that of Vsig_in.
  • the LNA of FIG. 10 can amplify the single-ended input and output it as the differential output VOUTP-VOUTN.
  • a noise circuit of a random MNCG element is correlated with an output using both non-inversion amplification and inversion amplification and canceled to realize a low noise circuit.
  • the differential amplifier circuit is not symmetrical with respect to VOUTP and VOUTN, the effect of reducing signal distortion and improving the voltage fluctuation rejection ratio due to the differential cannot be sufficiently obtained. Since the bias forms of the MNCG constituting the grounded-gate amplifier and the MNCS constituting the common-source amplifier are different, it is difficult to accurately match the gains of the grounded-gate amplifier and the grounded-source amplifier, and as these gains are shifted, the differential effect is Thinning and signal distortion deteriorate.
  • Non-Patent Document 1 when the Gm of the MNCG is made larger than the transconductance (Gm) of the MNCG and the load resistance is made RLCS smaller than the RLCG, the gains of the common-gate amplifier and the common-source amplifier are matched. It is disclosed that the noise figure decreases. That is, for the MNCS noise that is not canceled, the noise of the entire LNA can be reduced by increasing Gm. In this case, since the resistance values of RLCG and RLCS are different, the transfer characteristics of VOUTP from the power supply and VOUTN from the power supply are different, and VOUTP and VOUTN do not fluctuate in the same way due to power supply noise. The effect of improving the power supply voltage fluctuation rejection ratio is reduced.
  • the noise cancellation LNA of Non-Patent Document 1 can realize a differential output with low noise, but is not symmetric as a differential circuit, so the performance of signal distortion and power supply voltage fluctuation rejection ratio is not sufficient. .
  • Patent Document 1 also discloses a similar noise canceling LNA circuit.
  • the first-stage amplifier is a single-ended input and differential output obtained by extracting the output of a grounded-gate amplifier composed of MNCG and RLCG and the common-source amplifier composed of MNCS and MPCS as a differential output of VCG and VCS. It can be understood as a noise canceling LNA.
  • differential-single-ended conversion is performed to obtain a single-ended output.
  • Non-Patent Document 1 The difference from Non-Patent Document 1 is that the output is finally single-ended. Even if the first stage output is used as a differential output, VCG and VCS cannot be used as they are because the output common potential of VCG and the output common potential of VCS in FIG. 11 are different. Therefore, another differential-single-end converter circuit that is AC-coupled using a second-stage capacitor is prepared, and the other polarity of the differential is connected by connecting the polarity of VCG and VCS in reverse. Just make an output.
  • the circuit of the first stage is not symmetric as a differential circuit as in Patent Document 1, and the transmission characteristics from the power supply to the VCG and VCS are also different, so that the signal distortion and the power supply voltage fluctuation rejection ratio can be sufficiently obtained. The problem of not being able to remain.
  • a single-ended input and differential output LNA is realized by connecting a single-ended input and differential output grounded-gate amplifier in parallel with a single-ended input and differential output common-source amplifier.
  • a load resistor is inserted between the differential outputs, and the potential at the middle point of the load resistor is controlled by common mode feedback using an operational amplifier to stabilize the output common potential.
  • each of the grounded gate amplifier and the grounded source amplifier is a symmetric differential circuit, and the circuit in which these are connected in parallel is also a symmetric differential circuit, so that low signal distortion and a high power supply voltage fluctuation rejection ratio can be realized. It becomes.
  • Another aspect of the present invention includes a sonic transducer and a single-ended input and differential output amplifier that amplifies an electric signal from the sonic transducer, and the amplifier is a single-ended input and differential output gate-grounded.
  • This is an ultrasonic probe having a circuit in which an amplifier and a single-ended input and differential output common-source amplifier are connected in parallel.
  • Another aspect of the present invention includes a single-ended input / differential output grounded-gate amplifier and a single-ended input / differential-output source-grounded amplifier. This is a circuit configuration of an amplifier that constitutes an input and a differential output.
  • a transducer that performs both electro-acoustic and acoustic-electrical conversion is configured, a vibrator having a first terminal connected to the ground (reference potential point), and a second of the vibrator.
  • This is an ultrasonic diagnostic apparatus having a transmitter connected to the terminal and a receiver connected to the second terminal of the transducer.
  • the receiver includes a differential output gate-grounded amplifier having a single-ended input connected to the second terminal of the transducer and a source of differential output having a single-ended input connected to the second terminal of the transducer.
  • a grounded gate amplifier and a grounded source amplifier are connected in parallel to obtain a differential output.
  • Low noise, low signal distortion, and high power supply voltage fluctuation rejection ratio can be realized in the configuration of an amplifier that amplifies an electric signal from a sound wave vibrator and performs single-end-to-differential conversion.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a circuit configuration of an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a graph illustrating the operation principle of noise cancellation in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a graph illustrating the operation principle of signal amplification in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a single-ended input and differential output common-gate amplifier that is a component of FIG. 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a single-ended input and differential output common-source amplifier that is a component of FIG. 1. It is the circuit diagram which showed the circuit structure of the other Example of this invention. It is the circuit diagram which showed the circuit structure of the further another Example of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a system configuration example of an ultrasonic diagnostic apparatus that is an embodiment of the present invention. It is the block diagram which showed the subarray structural example of the integrated circuit in an ultrasonic probe which is one Example of this invention. It is the circuit diagram which redrawn FIG. 1 of the nonpatent literature 1 from an inventor's viewpoint.
  • FIG. 3 is a circuit diagram obtained by redrawing FIG.
  • notations such as “first”, “second”, and “third” are attached to identify the constituent elements, and do not necessarily limit the number or order.
  • a number for identifying a component is used for each context, and a number used in one context does not necessarily indicate the same configuration in another context. Further, it does not preclude that a component identified by a certain number also functions as a component identified by another number.
  • FIG. 1 shows a configuration of an embodiment for carrying out the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the effect of noise cancellation corresponding to the circuit configuration of FIG.
  • RS is the impedance of the signal source
  • VIN is the LNA input node.
  • MNCGP and MNCGN are NMOSs constituting a grounded-gate amplifier, and a bias voltage VBCG is applied to the gate, and constant current bias is performed by current sources ICGP and ICGN having the same current value.
  • MNCSP and MNCSN are NMOSs constituting a common source amplifier, and are constant current biased by a current source ICS connected to a common source.
  • the bias voltage VBCS is applied to the MNCSN gate as a voltage equal to the common potential of the signal input VIN.
  • the configuration is symmetrical with respect to the differential outputs VOUTP and VOUTN, and the components are a gate-grounded amplifier and a source-grounded amplifier that are differentiated and connected in parallel. This is possible.
  • FIG. 4 shows a single-ended input and differential output grounded-gate amplifier circuit in which only the grounded-gate amplifier portion of FIG. 1 is extracted.
  • the grounded-gate amplifier In order to make the grounded-gate amplifier a differential output, it is necessary to prepare two single-ended grounded-gate amplifiers composed of MNCGP and MNCGN. In order to take out as a differential output, it is necessary to exchange current between these two, so that current is exchanged between the two gate-grounded amplifiers via the load resistors RLP and RLN. That is, load resistors RLP and RLN are inserted between the differential outputs VOUTP and VOUTN.
  • FIG. 5 is a circuit of a single-ended input and differential output common-source amplifier extracted only from the common-source amplifier portion of FIG.
  • the sources of MNCSP and MNCSN are made common, and the bias current ICS is connected to the common source.
  • the GND potential which is the common potential of the input signal may be applied to the gate of the MNCSN as a differential pair. In this way, a single-ended output and differential output common source amplifier can be realized by the circuit of FIG.
  • FIG. 1 shows a noise canceling type LNA in which the differential output gate grounded amplifier of FIG. 4 and the differential output source grounded amplifier of FIG. 5 are connected in parallel to increase differential symmetry. Since the circuit is symmetrical when viewed from the differential outputs VOUTP and VOUTN, signal distortion, especially second-order harmonic distortion, can be reduced, and the transfer characteristics from the power supply to VOUTP and VOUTN are equal, so VOUTP and VOUTN are in phase with the power supply noise The power supply noise can be canceled differentially.
  • the random noise current In of the MNCGP constituting the grounded-gate amplifier in FIG. 1 can be reduced by noise cancellation. This will be described with reference to FIGS.
  • the noise current In flows through the signal source impedance RS and becomes a noise voltage Vn having the same polarity at the node VIN as shown in FIG. Vn is input to the gate of the MNCSP of the common-source amplifier and converted to a current of the same polarity by the Gm of the MNCSP. Since the MNCSP and MNSCN are biased by the common source ICS, the increase in the current of the MNCSP results in a decrease in the current of the MNCSN. Appears as the opposite polarity of the original In.
  • the noise current In of the original MNCGP is the sum of the common drain currents of MNCGP and MNCSN, as shown in the bottom waveform of FIG. As canceled.
  • Fig. 3 explains the principle of signal amplification.
  • the signal voltage Vsig at the input node VIN is converted into a signal current having a reverse polarity by the Gm of the MNCGP of the common gate amplifier and the Gm of the MNCSN of the common source amplifier.
  • MNCGN and MNCSP on the other side of the differential are converted into signal currents having the same polarity, and a differential output voltage signal appears in the differential outputs VOUTP and VOUTN as shown in the bottom waveform of FIG.
  • the noise current In of the MNCGP cannot be completely canceled even if the design parameters are optimally adjusted by the single-ended input and differential output LNA of FIG. 1, the noise reduction is realized by a constant noise canceling effect. I can do it. Further, since the symmetry as the differential circuit is high, low signal distortion and a high power supply voltage fluctuation rejection ratio can be realized.
  • the input impedance as the LNA in FIG. 1 is the source impedance of the MNCGP constituting the gate ground, and is determined as the reciprocal of the Gm of the MNCGP.
  • the bias current ICGP variable, the input impedance can be adjusted.
  • the bias current ICS of the common-source amplifier can be adjusted independently of the bias current ICGP and ICGN adjustment of the grounded-gate amplifier for adjusting the input impedance, the effect of noise cancellation is always achieved even when the input impedance is adjusted. Can be optimally adjusted from the relationship between the power consumption and the noise characteristics.
  • the gain can be adjusted independently of the input impedance adjustment of the LNA.
  • FIG. 6 shows an embodiment of a single-ended input / differential output noise canceling LNA according to the present invention.
  • the signal sources VS, RS and LNA are DC coupled.
  • the LNA input common potential is determined by the grounded-gate amplifier.
  • the LNA input common potential is determined as a potential that is lower than the bias voltage VBCG by Vgs of MNCGP.
  • one end of the electrode of the ultrasonic transducer is connected to GND and is not shown in FIG. 1, but the other end is a transmission circuit and a transmission / reception separation switch that protects the LNA from a high voltage during transmission.
  • Connected to the LNA Since the transmission center potential at the time of transmission and the potential of the vibrator when no transmission is performed are GND, it is desirable that the LNA receive the input common potential as 0 V also at the time of reception.
  • the common potential fluctuates when switching between transmission and reception, and this becomes an unnecessary sound wave and irradiates the living body to cause a virtual image.
  • the LNA amplifies fluctuations in the potential of the vibrator and becomes saturated, and a signal cannot be obtained for a certain period after switching.
  • the input common potential near GND is the LNA.
  • a negative power source is required to receive the input common potential near GND.
  • the common potential of VIN in FIG. 1 is 0 V
  • it is necessary to provide a negative power supply voltage so that the voltage required for the operation of the MNCSP Vgs and the current source ICS is input, and the power supply type necessary for the circuit operation is the positive power supply.
  • VDD voltage required for the operation of the MNCSP Vgs and the current source ICS
  • VSS negative power supply
  • the LNA that can be operated only by VDD and GND without using the negative power supply VSS is realized by AC coupling via a capacitor between the signal source and the common source amplifier. From the signal source to the grounded source amplifier, the high-pass transfer characteristic is obtained, but since the high-pass cutoff frequency can be determined by 1 / (2 ⁇ RHP ⁇ CHP), the resistance values of RHP and RNH must be increased. Thus, it is possible to reduce the capacitance values of CHP and CHN while obtaining a desired signal band, and it is possible to configure a circuit with a capacitor that can be built in the chip as an integrated circuit.
  • the grounded gate amplifier is DC coupled to the signal source. Since the source impedance of the input of the grounded-gate amplifier is determined by 1 / Gm and is usually low, if the grounded-gate amplifier is also AC-coupled, it is necessary to increase the capacitor capacitance value for the desired signal band, and the chip as an integrated circuit It becomes impossible to configure a circuit with a capacitor that can be built in. Therefore, AC coupling via a capacitor is used between the signal source and the common source amplifier, and DC coupling is used between the signal source and the common gate amplifier, so that a circuit can be configured with capacitors that can be built in the chip, and the number of power sources increases. Can be suppressed.
  • VIN since it is necessary to insert the current source ICGP between the input common potential VIN and GND in FIG. 6, VIN must be strictly 0.2 to 0.3 V instead of GND. It can be regarded as a potential near GND.
  • the current sources ICGP and ICGN can be constituted by NMOS operating in a saturation region.
  • FIG. 7 shows still another embodiment of the single-ended input / differential output noise canceling LNA according to the present invention.
  • a diode-connected PMOS which is a non-linear resistance element is used in place of the current sources ICGP and ICGN of FIGS.
  • the input impedance of the grounded-gate amplifier is determined by the reciprocal 1 / Gm of Gm of the MOSFET constituting the amplifier. However, since Gm is dependent on Vgs, the input impedance varies depending on the input potential. In other words, it can be said that the input impedance of the grounded-gate amplifier is nonlinear. Assuming that the signal source impedance RS is linear, the voltage signal is divided by the linear signal source impedance RS and the nonlinear input impedance of the gate common amplifier at the input of the grounded gate amplifier, resulting in signal distortion. . In the embodiment shown in FIGS. 1 and 6, since the grounded-gate amplifier is biased by the constant current sources ICGP and ICGN, the influence of the signal distortion due to the nonlinear input impedance is inevitable.
  • signal distortion at the input of the grounded-gate amplifier is improved by performing input termination in parallel with a non-linear resistance element.
  • MPP and MPN are PMOSs having a diode-connected drain-gate.
  • the input of the grounded-gate amplifier is sandwiched between the source of MNCGP which is NMOS and the source of MPP which is PMOS.
  • the input potential VIN increases, the source impedance of the NMOS increases, but the source impedance of the PMOS decreases. Therefore, fluctuations depending on the potential of the source impedance that can be seen in parallel can be suppressed. That is, the embodiment of FIG. 7 is an embodiment in which the signal distortion at the input VIN is improved by linearizing the input impedance.
  • FIG. 8 shows a system configuration diagram of an ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied.
  • an ultrasonic diagnostic apparatus capable of obtaining a three-dimensional stereoscopic image has been developed, and inspection efficiency can be improved by obtaining a tomographic image by specifying an arbitrary cross section from the three-dimensional stereoscopic image.
  • the transducers in the ultrasonic probe For three-dimensional imaging, it is necessary to change the transducers in the ultrasonic probe from the conventional one-dimensional array to the two-dimensional array, and the number of transducers is 2 compared to the conventional ultrasonic probe. Increases to the power.
  • the received signal with the number reduced by phasing addition in the ultrasonic probe is reduced. It must be transferred to the main unit via a cable.
  • FIG. 8 shows an ultrasonic probe having a two-dimensional array transducer and a system configuration.
  • a transmission / reception circuit 820 is arranged for each transducer 810, and reception outputs are added by an addition circuit 830 and sent to an AFE (analog front end) 840 of the main unit.
  • a grouping unit of transducer channels to be added is referred to as a subarray 850.
  • Each subarray 850 has a subarray control logic circuit 860 for controlling the subarray.
  • the subarray is implemented by a configuration in which a plurality of vibrators 810 are connected to an IC 870 (indicated by a dotted line) including a plurality of subarrays 850 including a transmission / reception circuit 820, an addition circuit 830, and a subarray control logic circuit 860.
  • the processor 890 in the main unit 880 sends a control signal to the control logic circuit 900 of the IC 870 in the ultrasonic probe 800, and the IC control logic circuit 900 controls transmission / reception switching and the like accordingly.
  • transmission / reception switching can be controlled in a batch by the subarray 850 to reduce the IC control logic circuit scale and the number of control signals in the IC.
  • a sub-array control logic circuit 860 may be arranged for each sub-array, and control may be hierarchized to control each transmission / reception circuit 820 independently from the sub-array control logic circuit 860 with fine granularity.
  • FIG. 9 shows the configuration in the subarray 850.
  • the transmission / reception circuit 820 per transducer is composed of a high breakdown voltage MOS and generates a high voltage signal to drive the transducer 810.
  • the transmission circuit 900 is turned off during transmission, protects the LNA from the high voltage signal, and is turned on during reception.
  • a transmission / reception separation switch 910 that passes an electrical signal from the vibrator, a low-pressure reception LNA 920, a beam delay by delaying the transmission signal, and a delay circuit 930 that delays the reception signal to perform phasing.
  • the reception signals phased by the minute delay circuit 930 are added by the adding circuit 830 and transferred to the main unit.
  • FIG. 9 shows the configuration in the subarray 850.
  • a gain control logic circuit 940 is prepared for each column of the transducer array, and the LNA gain is independently controlled for each column. As a result, it is possible to control to lower the LNA gain in units of columns as going to the left and right outside of the array. Also in this example, parts other than the vibrator 810 are integrated as an IC.
  • the reception LNA 920 has a differential amplifier that amplifies the single-ended input from the vibrator described in the second to third embodiments, and outputs a differential signal.
  • an LNA that amplifies an electric signal from an ultrasonic transducer constituting a transducer that performs both electro-acoustic and acoustic-electric conversion, and performs single-ended-differential conversion.
  • low noise, low signal distortion, and a high power supply voltage fluctuation rejection ratio can be realized by performing noise cancellation and enhancing the symmetry as a differential circuit.
  • the high power supply voltage fluctuation rejection ratio can reduce the influence of the power supply noise wraparound from the digital circuit to the analog circuit, so that analog / digital mixed mounting of the integrated circuit becomes possible.
  • Complex control logic of ultrasonic beam forming, focusing, and phasing can be integrated on one chip together with analog circuits for transmission and reception, and the mounting space and cost of the ultrasonic probe and the main unit can be reduced.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes various modifications.
  • a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.
  • It can be used for an integrated circuit in an ultrasonic probe connected to an ultrasonic diagnostic apparatus.

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Abstract

　シングルエンド入力、差動出力構成で、低雑音かつ低信号歪、高い電源電圧変動除去比を有する増幅器を提供する。　シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器と、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器を並列接続することで、雑音キャンセルにより低雑音を実現しつつ、差動回路としての高い対称性を実現する。

Description

増幅器、それを用いた超音波探触子および診断装置
　本発明は、超音波診断装置の構成要素である超音波探触子に搭載されて、圧電体の振動子からの電気信号を増幅するための受信増幅器に関する。特に、低雑音、低信号歪、かつ高い電源電圧変動除去性能を実現する技術に関するものである。
　超音波診断装置は人体に非侵襲で安全性の高い医療診断機器であり、Ｘ線診断装置、ＭＲＩ（Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ　Ｉｍａｇｉｎｇ）装置などの他の医用画像診断装置に比べ、装置規模が小さく、また、超音波探触子を体表から当てるだけの簡便な操作により、例えば、心臓の脈動や胎児の動きといった検査対象の動きの様子をリアルタイムで表示可能な装置であることから、今日の医療において重要な役割を果たしている。
　超音波診断装置においては、超音波探触子に内蔵されている複数の振動子それぞれに高電圧の駆動信号を供給することで、超音波を被検体内に送信する。被検体内において生体組織の音響インピーダンスの差異によって生ずる超音波の反射波を複数の振動素子それぞれにて受信し、超音波探触子が受信した反射波に基づいて画像を生成する。
　被検体内生体組織からの反射波は、生体内深部からの反射においては、生体内での減衰や拡散の影響を受けるため、各振動子で音響－電気変換された受信信号の振幅は非常に微小である。よって、生体内深部を画像として再現するには、高い信号／雑音比が必要であり、微小な電気信号を増幅して信号処理する受信回路は低雑音であることが求められる。
　一方で生体内の体表近傍からの反射においては、生体内での減衰や拡散の影響が小さく、比較的信号振幅が大きい。このとき、体表近傍からの大振幅の信号を増幅した場合の信号歪が問題となり、回路の線形領域を超えて信号が飽和し画像として飽和することは避けなければならない。すなわち受信器には広いダイナミックレンジが求められる。
　また、ティッシュハーモニックイメージング（ＴＨＩ：Ｔｉｓｓｕｅ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｉｍａｇｉｎｇ）といった、入射された超音波が生体内を伝播する際の非線形効果により生じる高調波成分を利用して画像を構成する技術が診断に用いられており、虚像低減や分解能向上に寄与している。ＴＨＩでは高調波を用いるため、送信回路、受信回路自身の非線形性による高調波成分は許容されるレベル以下に小さくなければならず、この点からも回路による信号歪を低減する必要がある。
　ここで、超音波探触子内のそれぞれの振動子は、同一の素子が電気－音響と音響－電気の両方を行うトランスデューサであり、電気的には一つの端子がグラウンドＧＮＤに接続され、もう一方の端子が送信器および受信器に接続されることになる。よって、受信器にとっては振動子からの電気信号をシングルエンド入力で受けることになる。前述の信号歪低減のため、とくに２次高調波歪低減のためには、受信回路を差動化することが有効であり、振動子からのシングルエンド入力を初段の低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）で増幅してシングルエンド－差動変換し、差動信号として出力することが望ましい。
　また、受信器の電源雑音の影響を低減して高い信号／雑音比を得るためにも、受信回路を差動化し、電源雑音を同相雑音として除去することが望ましい。
　このように、超音波探触子内の受信用増幅器として、低雑音、低信号歪、高電源電圧変動除去比の回路が求められている。このような回路として、シングルエンド入力、差動出力の雑音キャンセルＬＮＡが非特許文献１により示されている。
　また同様な手段として、シングルエンド入力－差動信号－シングルエンド出力の雑音キャンセルＬＮＡ回路が特許文献１により提案されている。
"Wideband Balun-LNA With Simultaneous Output Balancing, Noise-Canceling and Distortion-Canceling," IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 43, No. 6, pp. 1341-50, June 2008.
Patent No.: US 7,902,923 B2　Date of Patent: Mar. 8, 2011　COMMON-GATE COMMON-SOURCE AMPLIFIER
　図１０および図１１により、本発明の課題を説明する。なお、図１０、図１１は、非特許文献１の図１、特許文献１の図２を参考にし、本発明の課題を説明するために本発明者が作成したものである。
　図１０はシングルエンド入力、差動出力の雑音キャンセルＬＮＡ回路に関する。このＬＮＡを構成するゲート接地増幅器とソース接地増幅器は、広く公知の基本増幅回路として知られている。
　非特許文献１によると、非反転増幅器であるゲート接地増幅器と反転増幅器であるソース接地増幅器を組み合わせて使用することにより、図１０中ゲート接地増幅器を構成するＭＮＣＧ素子の雑音がキャンセルされ、低雑音のＬＮＡを実現できる。ＭＮＣＧのランダムな雑音電流Ｉｎは負荷抵抗ＲＬＣＧに流れ、極性が反転した雑音電圧として差動の正側出力ＶＯＵＴＰに現れる。また雑音電流Ｉｎは信号源インピーダンスＲＳに流れて同相の雑音電圧Ｖｎ＿ｉｎをＬＮＡ入力に発生させ、Ｖｎ＿ｉｎはＭＮＣＳで構成される反転増幅器であるソース接地増幅器で増幅されて、極性が反転した雑音電圧として差動の負側出力ＶＯＵＴＮに現れる。ＬＮＡの差動出力ＶＯＵＴＰ－ＶＯＵＴＮとしてみれば、ＭＮＣＧの雑音はキャンセルされ、信号源ＲＳやＭＮＣＳの雑音の影響は残るものの、ＬＮＡ回路の雑音を低減することが出来る。
　一方、信号源ＶＳからの信号については、ＬＮＡ入力における電圧信号Ｖｓｉｇ＿ｉｎがゲート接地増幅器で非反転増幅され、ＶＯＵＴＰにはＶｓｉｇ＿ｏｕｔｐがＶｓｉｇ＿ｉｎと同極性で現れる。Ｖｓｉｇ＿ｉｎはソース接地増幅器では反転増幅され、ＶＳＯＵＴＮにはＶｓｉｇ＿ｏｕｔｎがＶｓｉｇ＿ｉｎと逆極性で現れる。これにより、図１０のＬＮＡはシングルエンド入力を増幅し、差動出力ＶＯＵＴＰ－ＶＯＵＴＮとして出力できることになる。
　以上が非特許文献１のＬＮＡの動作である。ランダムであるＭＮＣＧ素子の雑音電流を、非反転増幅と反転増幅の両方を用いて出力で相関させ、キャンセルすることで低雑音の回路を実現している。しかしながら、差動増幅回路としてＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮからみて対称でないため、差動化による低信号歪化と電圧変動除去比向上の効果が十分得られない。ゲート接地増幅器を構成するＭＮＣＧとソース接地増幅器を構成するＭＮＣＳのバイアス形態が異なるため、ゲート接地増幅器とソース接地増幅器の利得を正確に合わせることが難しく、これらの利得がずれるにつれ差動の効果は薄れ、信号歪が劣化する。
　また、非特許文献１には、ＭＮＣＧのトランスコンダクタンス（Ｇｍ）よりもＭＮＣＧのＧｍを大きくし、負荷抵抗はＲＬＣＧよりもＲＬＣＳを小さくすることでゲート接地増幅器とソース接地増幅器の利得を一致させると雑音指数が低下することが開示されている。すなわち、キャンセルされないＭＮＣＳの雑音については、Ｇｍを大きく取ることでＬＮＡ全体としての雑音を低下させることができる。この場合はＲＬＣＧとＲＬＣＳの抵抗値が異なるので、電源からＶＯＵＴＰ、電源からＶＯＵＴＮの伝達特性が異なり、電源雑音に対してＶＯＵＴＰとＶＯＵＴＮが同じように揺れないために、差動化により得られるはずの電源電圧変動除去比改善の効果が薄れる。
　以上に述べたように、非特許文献１の雑音キャンセルＬＮＡにおいては低雑音で差動出力を実現できるものの、差動回路として対称でないために、信号歪と電源電圧変動除去比の性能が十分でない。
　特許文献１でも同様な雑音キャンセルＬＮＡ回路が開示されている。
　図１１において、初段増幅器はＭＮＣＧとＲＬＣＧで構成されるゲート接地増幅器と、ＭＮＣＳとＭＰＣＳから構成されるソース接地増幅器の出力をＶＣＧ、ＶＣＳの差動出力として取り出したシングルエンド入力、差動出力の雑音キャンセルＬＮＡと捉えることができる。２段目で差動－シングルエンド変換を行ってシングルエンド出力としている。
　以上が特許文献１の雑音キャンセルＬＮＡの動作である。非特許文献１との違いは、最終的に出力をシングルエンドとしている点である。初段出力を差動出力として利用しようとしても、図１１中ＶＣＧの出力コモン電位とＶＣＳの出力コモン電位が異なるため、そのままＶＣＧとＶＣＳを利用することは出来ない。このため、２段目のキャパシタを用いてＡＣ結合とした差動－シングルエンド変換回路をもう１つ用意して、ＶＣＧとＶＣＳの極性を逆にして接続することで、差動のもう一方の出力を作ればよい。
　ただしこの場合でも、初段の回路は特許文献１と同様に、差動回路として対称でなく、電源からＶＣＧ、ＶＣＳへの伝達特性も異なるため、信号歪と電源電圧変動除去比の性能が十分得られないという問題が残る。
　このような点から、差動回路としての対称性を高めて、雑音キャンセルにより低雑音かつ完全差動化で低信号歪、高い電源電圧変動除去比のＬＮＡが要求される。
　本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
　本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器と、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器を並列接続することで、シングルエンド入力、差動出力のＬＮＡを実現する。差動出力間に負荷抵抗を挿入し、負荷抵抗の中点の電位を、演算増幅器を用いたコモンモードフィードバックにより制御して出力コモン電位を安定化する。
　上記の構成により、ゲート接地増幅器を構成するＭＯＳＦＥＴのランダムな雑音に対し、非反転増幅器であるゲート接地増幅器と、反転増幅器であるソース接地増幅器の組み合わせで出力への雑音寄与に相関を作り出し、雑音キャンセルすることにより、低雑音のＬＮＡが実現可能となる。かつ、ゲート接地増幅器、ソース接地増幅器それぞれが対称な差動回路であり、これらを並列接続した回路もまた対称な差動回路であることにより、低信号歪と高電源電圧変動除去比が実現可能となる。
　本発明の他の側面は、音波振動子と、音波振動子からの電気信号を増幅する、シングルエンド入力、差動出力の増幅器を搭載し、増幅器は、シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器と、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器を、並列接続した回路を有する超音波探触子である。
　本発明の他の側面は、シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器と、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器を有し、ゲート接地増幅器とソース接地増幅器を並列接続し、シングルエンド入力、差動出力を構成した増幅器の回路構成である。
　本発明の他の側面は、電気－音響と音響－電気の両方の変換を行うトランスデューサを構成し、第１の端子がグラウンド（基準電位点）に接続される振動子と、振動子の第２の端子に接続される送信器と、振動子の第２の端子に接続される受信器を有する超音波診断装置である。受信器は、振動子の第２の端子に接続されるシングルエンド入力を有する差動出力のゲート接地増幅器と、振動子の第２の端子に接続されるシングルエンド入力を有する差動出力のソース接地増幅器を有する。そして、ゲート接地増幅器とソース接地増幅器を並列接続して差動出力を得る構成を備える。
　音波振動子からの電気信号を増幅し、シングルエンド－差動変換する増幅器の構成において、低雑音、低信号歪、高い電源電圧変動除去比を実現することができる。
　上記した以外の課題、構成、及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の一実施例の回路構成を示した回路図である。 図１の雑音キャンセルの動作原理を説明したグラフ図である。 図１の信号増幅の動作原理を説明したグラフ図である。 図１の構成要素である、シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器の回路構成を示した回路図である。 図１の構成要素である、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器の回路構成を示した回路図である。 本発明の他の実施例の回路構成を示した回路図である。 本発明のさらに他の実施例の回路構成を示した回路図である。 本発明の一実施例である超音波診断装置のシステム構成例を示したブロック図である。 本発明の一実施例である超音波探触子内集積回路のサブアレイ構成例を示したブロック図である。 非特許文献１の図１を発明者の視点で描き直した回路図である。 特許文献１の図２を発明者の視点で描き直した回路図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。ただし、本発明は以下に示す実施の形態の記載内容に限定して解釈されるものではない。本発明の思想ないし趣旨から逸脱しない範囲で、その具体的構成を変更し得ることは当業者であれば容易に理解される。
　以下に説明する発明の構成において、同一部分又は同様な機能を有する部分には同一の符号を異なる図面間で共通して用い、重複する説明は省略することがある。
　本明細書等における「第１」、「第２」、「第３」などの表記は、構成要素を識別するために付するものであり、必ずしも、数または順序を限定するものではない。また、構成要素の識別のための番号は文脈毎に用いられ、一つの文脈で用いた番号が、他の文脈で必ずしも同一の構成を示すとは限らない。また、ある番号で識別された構成要素が、他の番号で識別された構成要素の機能を兼ねることを妨げるものではない。
　図面等において示す各構成の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面等に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。
　本明細書において単数形で表される構成要素は、特段文脈で明らかに示されない限り、複数形を含むものとする。
　図１に本発明を実施するための実施例の構成を示す。
　図２は、図１の回路構成に対応する雑音キャンセルの効果を説明した図となる。
　図１において、ＲＳは信号源のインピーダンスであり、ＶＩＮがＬＮＡ入力ノードである。ＭＮＣＧＰおよびＭＮＣＧＮはゲート接地増幅器を構成するＮＭＯＳであり、バイアス電圧ＶＢＣＧをゲートに印加し、同一電流値の電流源ＩＣＧＰ、ＩＣＧＮで定電流バイアスされる。ＭＮＣＳＰおよびＭＮＣＳＮはソース接地増幅器を構成するＮＭＯＳであり、共通ソースに接続された電流源ＩＣＳにより定電流バイアスされる。バイアス電圧ＶＢＣＳは信号入力ＶＩＮのコモン電位と等しい電圧としてＭＮＣＳＮゲートに印加される。
　図１から理解されるように、差動出力ＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮに対して対称な構成となっており、これは構成要素であるゲート接地増幅器とソース接地増幅器をそれぞれ差動化して並列接続していることから可能となる。
　上記の差動対称構成を理解するために、まずゲート接地増幅器の差動化について述べる。
　図４は図１のゲート接地増幅器部分のみ抜き出した、シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅回路である。ゲート接地増幅器を差動出力とするためには、ＭＮＣＧＰ、ＭＮＣＧＮからなるシングルエンドのゲート接地増幅器を２つ用意する必要がある。差動出力として取り出すためには、これら２つの間で電流のやり取りを行う必要があるので、負荷抵抗ＲＬＰ、ＲＬＮを介して２つのゲート接地増幅器で電流のやり取りが行われるようにする。すなわち差動出力ＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮの間に負荷抵抗ＲＬＰ、ＲＬＮを挿入する。出力と電源間には電流源を挿入するが、電流源は出力インピーダンスが高いために出力コモン電位が安定に決まらなくなるので、コモンモードフィードバック制御で出力コモン電位を決めてやる必要がある。このためには、負荷抵抗ＲＬＰとＲＬＮの中点がリファレンス電圧ＶＣＭＯＵＴと等しくなるようオペアンプＡＭＰを用いて電流源ＧＭＰ、ＧＭＮに負帰還をかけてやればよい。このようにして、図４の回路によりシングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器が実現出来る。
　図５は図１のソース接地増幅器部分のみ抜き出した、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器の回路である。　ソース接地増幅器を差動化するには、よく知られた図５の回路のように、ＭＮＣＳＰとＭＮＣＳＮのソースを共通化し、共通ソースにバイアス電流ＩＣＳを接続すればよい。図５では信号入力をＲＩＮで終端してＧＮＤ基準でＭＮＣＳＰのゲートに受けているので、差動対となるＭＮＣＳＮのゲートにも入力信号のコモン電位であるＧＮＤ電位を与えればよい。このようにして、図５の回路によりシングルエンド出力、差動出力のソース接地増幅器が実現できる。
　図４の差動出力ゲート接地増幅器と図５の差動出力ソース接地増幅器を並列接続して、差動対称性を高めた雑音キャンセル型のＬＮＡを構成すると図１となる。差動出力ＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮからみて回路が対称であるので信号歪、とくに２次高調波歪を低減出来、電源からＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮへの伝達特性が等しいので、電源雑音に対してＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮが同相で変動して差動で電源雑音のキャンセルが可能となる。
　図１のゲート接地増幅器を構成するＭＮＣＧＰのランダムな雑音電流Ｉｎを雑音キャンセルにより低減することができる。これを、図１と図２を用いて説明する。雑音電流Ｉｎは信号源インピーダンスＲＳに流れて、図２に示すよう、ノードＶＩＮにおいて同極性の雑音電圧Ｖｎとなる。Ｖｎはソース接地増幅器のＭＮＣＳＰのゲートに入力されてＭＮＣＳＰのＧｍにより同極性の電流に変換される。ＭＮＣＳＰとＭＮＳＣＮは共通ソースのＩＣＳでバイアスされているため、ＭＮＣＳＰの電流の増加分はＭＮＣＳＮの電流減少となり、Ｉｎの雑音への寄与は、ＭＮＣＳＮのドレイン電流としてはＭＮＣＳＰの電流と逆極性、すなわちもともとのＩｎと逆極性となって現れる。ＭＮＣＧＰとＭＮＣＳＮのドレインが接続されているのでこれらの電流は足し合わされ、図２の最下段の波形に示すように、もともとのＭＮＣＧＰの雑音電流Ｉｎは足しあわされたＭＮＣＧＰ，ＭＮＣＳＮの共通ドレインの電流としてキャンセルされる。
　ただし、差動のもう片側であるＭＮＣＧＮとＭＮＣＳＰの共通ドレインの電流においては、ＩｎがＲＳに流れてＶｎとなり、これがＭＮＣＳＰのＧｍで電流に変換されるためにＩｎの寄与が残る。ＶＯＵＴＰとＶＯＵＴＮの間でＲＬＰ、ＲＬＮにＭＮＣＧＰ電流＋ＭＮＣＳＮ電流、ＭＮＣＧＮ電流＋ＭＮＣＧＮ電流の差電流が流れ、Ｉｎの出力雑音への寄与はＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮそれぞれに同じレベルで現れる。
　図３に信号増幅の原理を説明する。入力ノードＶＩＮにおける信号電圧Ｖｓｉｇはゲート接地増幅器のＭＮＣＧＰのＧｍおよびソース接地増幅器のＭＮＣＳＮのＧｍにより、逆極性の信号電流に変換される。差動のもう片側のＭＮＣＧＮとＭＮＣＳＰでは同極性の信号電流に変換され、差動出力ＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮには図３の最下段の波形に示すように、差動出力の電圧信号が現れる。
　このように、図１のシングルエンド入力、差動出力ＬＮＡにより、設計パラメータを最適に調整してもＭＮＣＧＰの雑音電流Ｉｎを完全にキャンセルは出来ないものの、一定の雑音キャンセル効果により雑音低減が実現出来る。また、差動回路としての対称性が高いことから、低信号歪、高い電源電圧変動除去比を実現可能となる。
　以上のように、本実施例では、シングルエンド入力、差動出力の増幅器を搭載した超音波探触子において、シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器と、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器を並列接続し、並列接続により、ゲート接地増幅器を構成するＭＯＳＦＥＴの雑音をキャンセルすることで、回路雑音を低減し、かつ差動構成により信号歪および電源電圧変動除去比を改善することができる。
　図１のＬＮＡとしての入力インピーダンスはゲート接地を構成するＭＮＣＧＰのソースインピーダンスとなり、ＭＮＣＧＰのＧｍの逆数として決まる。バイアス電流ＩＣＧＰを可変とすることで、入力インピーダンスを調整することが可能となる。このとき、回路の対称性のためにはＩＣＧＮもＩＣＧＰと同一の電流となるように調整することが望ましい。
　また、入力インピーダンス調整のためのゲート接地増幅器のバイアス電流ＩＣＧＰ、ＩＣＧＮ調整とは独立にソース接地増幅器のバイアス電流ＩＣＳを調整可能とすることで、入力インピーダンスを調整した場合でも、常に雑音キャンセルの効果が最大限に得られるように、あるいは消費電力と雑音特性のトレードオフの関係から特性を最適に調整することが可能となる。
　さらに負荷抵抗ＲＬＰ、ＲＬＮを可変とすることで、ＬＮＡの入力インピーダンス調整と独立に利得を調整することが可能となる。
　図６には、この発明に係るシングルエンド入力、差動出力雑音キャンセルＬＮＡの一実施例が示されている。図１の発明を実施するための形態においては、信号源ＶＳ、ＲＳとＬＮＡがＤＣ結合となっている。この場合でも、超音波振動子の直流抵抗は高いので、ＬＮＡ入力コモン電位はゲート接地増幅器で決まることになる。具体的にはバイアス電圧ＶＢＣＧからＭＮＣＧＰのＶｇｓ下がった電位としてＬＮＡ入力コモン電位が決まる。
　ここで、超音波振動子の電極の一端はＧＮＤに接続されており、図１には示されていないが、もう一端は送信回路と、ＬＮＡを送信時の高電圧から保護する送受分離スイッチを介してＬＮＡに接続されている。送信時の送波中心電位、送波が行われない場合の振動子の電位はＧＮＤとなるので、受信時にもＬＮＡは入力コモン電位を０Ｖとして受けることが望ましい。送信時と受信時に振動子の電位が異なる場合、送信、受信の切り替え時にコモン電位の変動が生じ、これが不要な音波となって生体に照射されて虚像の原因となる。また送信から受信への切り替え時に、ＬＮＡが振動子の電位変動を増幅して飽和状態になり、切り替え後の一定期間、信号が得られないことになってしまう。
　上記の点から、ＬＮＡとして入力コモン電位をＧＮＤ付近に設定することが望ましいが、信号源とＬＮＡをＤＣ結合とする場合、ＧＮＤ付近の入力コモン電位を受けるには負電源が必要となってしまう。たとえば図１のＶＩＮのコモン電位が０Ｖの場合、ＭＮＣＳＰのＶｇｓおよび電流源ＩＣＳの動作に必要な電圧が入るように負電源の電圧を与える必要があり、回路動作に必要な電源種が正電源ＶＤＤ、グラウンドＧＮＤおよび負電源のＶＳＳの３種類となってしまう。
　そこで、図６の実施例では、信号源とソース接地増幅器の間はキャパシタを介したＡＣ結合とすることで、負電源ＶＳＳを使わずＶＤＤとＧＮＤだけで動作可能なＬＮＡを実現している。信号源からソース接地増幅器までは高域通過の伝達特性となるが、高域通過のカットオフ周波数は１／（２πＲＨＰ・ＣＨＰ）で決めることができるため、ＲＨＰ，ＲＨＮの抵抗値を大きくすることで所望の信号帯域を得つつＣＨＰ，ＣＨＮのキャパシタ容量値を小さくすることが出来、集積回路としてチップ内に内蔵できるキャパシタで回路を構成することが可能となる。
　図６において、ゲート接地増幅器については信号源とＤＣ結合としている。ゲート接地増幅器の入力のソースインピーダンスは１／Ｇｍで決まり、通常低いため、ゲート接地増幅器もＡＣ結合とした場合は所望の信号帯域に対してキャパシタ容量値を大きくする必要が生じ、集積回路としてチップ内に内蔵できるキャパシタで回路を構成することが不可能となってしまう。そこで、信号源とソース接地増幅器の間はキャパシタを介したＡＣ結合、信号源とゲート接地増幅器の間はＤＣ結合とすることで、チップ内に内蔵できるキャパシタで回路を構成でき、電源種の増加を抑えることが出来る。なお、図６入力コモン電位ＶＩＮとＧＮＤ間に電流源ＩＣＧＰを挿入する必要があるのでＶＩＮは厳密にはＧＮＤでなく０．２～０．３Ｖとする必要があるが、この程度であればほぼＧＮＤ付近の電位とみなすことができる。実際には電流源ＩＣＧＰ、ＩＣＧＮは飽和領域で動作するＮＭＯＳにより構成可能である。
　図７には、この発明に係るシングルエンド入力、差動出力雑音キャンセルＬＮＡのさらに別の一実施例が示されている。この実施例では、図１、図６の電流源ＩＣＧＰ、ＩＣＧＮに代えて、非線形抵抗素子であるダイオード接続ＰＭＯＳを用いている。
　ゲート接地増幅器の入力インピーダンスは、増幅器を構成するＭＯＳＦＥＴのＧｍの逆数１／Ｇｍで決まる。ただしＧｍはＶｇｓ依存があるために、入力の電位によって入力インピーダンスが変動することになる。すなわちゲート接地増幅器の入力インピーダンスは非線形であると言い換えることができる。信号源インピーダンスＲＳが線形であるとすると、ゲート接地増幅器の入力において電圧信号は線形な信号源インピーダンスＲＳと非線形なゲート接地増幅器の入力インピーダンスで分圧されるために、信号歪を生ずることになる。図１、図６の実施例において、ゲート接地増幅器を定電流源ＩＣＧＰ、ＩＣＧＮでバイアスしているために、この非線形入力インピーダンスによる信号歪の影響は避けられない。
　そこで、図７の実施例においては、非線形抵抗素子で並列に入力終端を行うことで、ゲート接地増幅器の入力における信号歪を改善している。ＭＰＰ、ＭＰＮは、ドレイン－ゲート間をダイオード接続したＰＭＯＳである。ゲート接地増幅器の入力はＮＭＯＳであるＭＮＣＧＰのソースとＰＭＯＳであるＭＰＰのソースにはさまれている。入力電位ＶＩＮが上昇すればＮＭＯＳのソースインピーダンスは上がるが、ＰＭＯＳのソースインピーダンスが下がるため、これらの並列としてみえるソースインピーダンスの電位に依存した変動を抑えることができる。すなわち、図７の実施例は、入力インピーダンスの線形化により入力ＶＩＮにおける信号歪を改善した実施例である。
　図８にはこの発明が適用される超音波診断装置のシステム構成図が示されている。近年、３次元立体画像を得られる超音波診断装置が開発されてきており、３次元立体画像から任意の断面を特定して断層像を得ることで、検査効率を向上させることが出来る。３次元の撮像のためには、超音波探触子内の振動子を、従来の１次元配列から２次元配列とする必要があり、振動子数が従来の超音波探触子に対して２乗で増加する。この場合に、超音波探触子と本体装置を接続するケーブルの本数を２乗で増やすことは不可能であるため、超音波探触子内で整相加算して本数を減らした受信信号を本体装置にケーブルを介して転送する必要がある。
　図８は２次元アレイ振動子を持つ超音波探触子とシステム構成を示している。超音波探触子８００内には各振動子８１０に対して送受信回路８２０が配置され、受信出力は加算回路８３０により加算されて本体装置のＡＦＥ（アナログフロントエンド）８４０に送られる。加算される振動子チャネルのグルーピング単位をサブアレイ８５０と呼ぶ。各サブアレイ８５０は、サブアレイを制御するためのサブアレイ制御論理回路８６０を有する。サブアレイの実装は、送受信回路８２０、加算回路８３０、サブアレイ制御論理回路８６０からなるサブアレイ８５０を複数含むＩＣ８７０（点線で範囲を示す）に、複数の振動子８１０が接続される構成となる。
　本体装置８８０内のプロセッサ８９０は超音波探触子８００内ＩＣ８７０の制御論理回路９００に制御信号を送り、ＩＣ制御論理回路９００はこれに応じて送受信の切換等の制御を行う。たとえば送受信切換は、サブアレイ８５０一括で制御してＩＣ制御論理回路規模やＩＣ内の制御信号本数を削減することができる。あるいは図８のようにサブアレイ毎にサブアレイ制御論理回路８６０を配置し、制御を階層化してサブアレイ制御論理回路８６０から各送受信回路８２０を独立に細粒度で制御することも可能である。
　図９にはサブアレイ８５０内の構成が示されている。１振動子あたりの送受信回路８２０には、高耐圧ＭＯＳで構成され、高圧信号を生成し振動子８１０を駆動する送信回路９００、送信時にはオフ状態となり高圧信号からＬＮＡを保護し、受信時にはオン状態となり振動子からの電気信号を通過させる送受分離スイッチ９１０、低圧系の受信ＬＮＡ９２０、送信信号を遅延させビームフォーミングを行い、さらには受信信号を遅延させて整相を行う微小遅延回路９３０が含まれる。微小遅延回路９３０で整相された受信信号は加算回路８３０で加算されて本体装置に転送される。図９では、制御の一例として、利得制御論理回路９４０を振動子アレイの列毎に用意し、ＬＮＡ利得を列毎に独立制御している。これにより、アレイの左右外側にいくに従い、列単位でＬＮＡ利得を下げるという制御が可能となる。この例でも、振動子８１０以外の部分がＩＣとして集積回路化される。
　ここで、受信ＬＮＡ９２０は、実施例２～３で説明した振動子からのシングルエンド入力を増幅する差動増幅器を有し、差動信号を出力する。
　上に述べた本発明の実施例によれば、電気－音響と音響－電気の両方の変換を行うトランスデューサを構成する超音波振動子からの電気信号を増幅し、シングルエンド－差動変換するＬＮＡにおいて、雑音キャンセルを行い、差動回路としての対称性を高めることにより、低雑音、低信号歪、かつ高い電源電圧変動除去比を実現することができる。
　これにより、ＬＮＡの雑音を下げて超音波探触子の信号／雑音比を向上し、超音波診断装置の、とくに生体深部の画質向上に寄与することができる。
　さらに低信号歪化により、生体体表近傍からの大振幅の信号を飽和させずに広い線形領域で受信することが出来、超音波診断装置の、とくに生体体表近傍の画質向上に寄与する。さらにはティッシュハーモニックイメージングといった高調波を用いる画像構成技術において、画質向上に寄与する。
　また、高い電源電圧変動除去比により、デジタル回路からのアナログ回路への電源雑音回り込みの影響を低減できることから、集積回路のアナログ／デジタル混載が可能となる。複雑な超音波ビームフォーミング、フォーカス、整相の制御論理を送信、受信のアナログ回路とともに１チップに集積することが出来、超音波探触子および本体装置の実装スペースやコストを低減できる。
　本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることが可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の実施例の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　超音波診断装置に接続される超音波探触子内の集積回路に利用することができる。
ＭＮ＊　　　　ＮＭＯＳ
ＭＰ＊　　　　ＰＭＯＳ
Ｃ＊　　　　　キャパシタ
Ｒ＊　　　　　抵抗
Ｉ＊　　　　　電流源
Ｖ＊　　　　　電圧源
ＧＭ＊　　　　トランスコンダクタ　電圧制御電流源
ＡＭＰ　　　　オペアンプ　演算増幅器
ＶＤＤ　　　　正電源
ＶＳＳ　　　　負電源
ＧＮＤ　　　　０Ｖグラウンド
ＬＮＡ　　　　Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　低雑音増幅器
ＡＦＥ　　　　アナログフロントエンド
ＩＣ　　　　　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ　集積回路

Claims (15)

  1. 　音波振動子と、
    　前記音波振動子からの電気信号を増幅する、シングルエンド入力、差動出力の増幅器を搭載し、
    　前記増幅器は、シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器と、シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器を、並列接続した回路を有する超音波探触子。
  2. 　請求項１において、
    　前記ゲート接地増幅器の差動出力間に負荷抵抗を挿入し、負荷抵抗の中点の電位を、演算増幅器を用いたコモンモードフィードバックにより制御することを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  3. 　請求項１において、
    　前記ソース接地増幅器は、差動対となる２つのＭＯＳＦＥＴのソースを互いに短絡した共通ソースの構成とし、
    　前記２つのＭＯＳＦＥＴは、信号をゲートに受けるＭＯＳＦＥＴと、信号入力コモン電位をリファレンス電圧としてゲートに受けるＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  4. 　請求項１において、
    　前記ゲート接地増幅器により増幅器としての入力インピーダンスを決定し、信号源である振動子と前記ゲート接地増幅器のソース入力をＤＣ結合することを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  5. 　請求項３において、
    　前記ソース接地増幅器は、信号源である振動子とソース接地増幅器のゲート入力間を、キャパシタを介したＡＣ結合とすることで、ＧＮＤ電位近傍の入力コモン電位を受けられることを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  6. 　請求項４において、
    　前記ゲート接地増幅器の入力に非線形な終端抵抗を接続することを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  7. 　請求項６において、
    　前記非線形な終端抵抗は、ドレイン－ゲート間を接続した、ゲート接地増幅器を構成するＭＯＳＦＥＴと逆極性のＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  8. 　請求項４において、
    　前記ゲート接地増幅器のバイアス電流を可変とすることで増幅器としての入力インピーダンスを可変とし、
    　さらに前記ゲート接地増幅器と前記ソース接地増幅器のバイアス電流を独立に可変とすることを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  9. 　請求項２において、
    　前記差動出力間に挿入される負荷抵抗を可変とすることで、利得を入力インピーダンスと独立に調整可能であることを特徴とする増幅器を搭載した超音波探触子。
  10. 　シングルエンド入力、差動出力のゲート接地増幅器と、
    　シングルエンド入力、差動出力のソース接地増幅器を有し、
    　前記ゲート接地増幅器とソース接地増幅器を並列接続し、
    　シングルエンド入力、差動出力を構成した増幅器。
  11. 　請求項１０において、
    　前記ゲート接地増幅器の差動出力間に挿入した負荷抵抗と、
    　前記負荷抵抗の中点の電位をフィードバック制御する演算増幅器を有することを特徴とする増幅器。
  12. 　請求項１０において、
    　前記ソース接地増幅器は、差動対となる２つのＭＯＳＦＥＴのソースを互いに短絡した共通ソースの構成とし、
    　前記２つのＭＯＳＦＥＴは、信号をゲートに受けるＭＯＳＦＥＴと、信号入力コモン電位をリファレンス電圧としてゲートに受けるＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする増幅器。
  13. 　請求項１０において、
    　前記ゲート接地増幅器により増幅器としての入力インピーダンスを決定し、信号源と前記ゲート接地増幅器のソース入力をＤＣ結合することを特徴とする増幅器。
  14. 　電気－音響と音響－電気の両方の変換を行うトランスデューサを構成し、第１の端子がグラウンドに接続される振動子と、
    　前記振動子の第２の端子に接続される送信器と、
    　前記振動子の第２の端子に接続される受信器を有し、
    　前記受信器は、
    　前記振動子の第２の端子に接続されるシングルエンド入力を有する、差動出力のゲート接地増幅器と、
    　前記振動子の第２の端子に接続されるシングルエンド入力を有する、差動出力のソース接地増幅器を有し、
    　前記ゲート接地増幅器とソース接地増幅器を並列接続して差動出力を得る構成を備える超音波診断装置。
  15. 　前記振動子、送信器、受信器の組を複数備え、
    　前記複数の送信器および受信器を単一のＩＣに搭載した、請求項１４記載の超音波診断装置。
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