CN114503429A - 驱动放大器 - Google Patents

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CN114503429A CN201980100733.3A CN201980100733A CN114503429A CN 114503429 A CN114503429 A CN 114503429A CN 201980100733 A CN201980100733 A CN 201980100733A CN 114503429 A CN114503429 A CN 114503429A
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Abstract

本申请提供了一种驱动放大器电路。该驱动放大器电路包括非线性差分放大器以及连接在差分放大器的输出端两端的非线性电阻。非线性电阻具有电阻值，该电阻值随着非线性电阻两端的差分电压幅度增加而增加。发射器可以包括该驱动放大器。

Description

驱动放大器
技术领域
本申请涉及驱动放大器电路，且具体包括但不限于地涉及用于高速光通信系统的驱动放大器电路。
背景技术
在用于光通信的发射器中，差分驱动放大器用于增加高速数字信号源产生的信号电平，以便正确驱动电光调制器。
为了提高光发射器的数据速率，近期在光通信中引入了正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，QAM)方案，从而对驱动放大器的总谐波失真(totalharmonic distortion，THD)提出了更加严格的要求。
因此，任何能使驱动放大器具有改进的THD的解决方案都值得关注。
发明内容
本申请在第一方面，提供了一种驱动放大器电路，包括非线性差分放大器；以及连接在所述差分放大器的输出端两端的非线性电阻，其中，所述非线性电阻具有电阻值，所述电阻值随着所述非线性电阻两端的差分电压幅度增加而增加。
非线性电阻器通过具有随电压增加的电阻来抵消差分放大器的非线性。由于驱动放大器电路的输出电流是差分放大器的电流输出与通过非线性电阻的电流之差，因此可以减少或消除输出电流中的非线性，从而减少驱动放大器电路的总谐波失真(THD)。
此外，可以这种电路进行构造，以具有低寄生电容，因此，具有宽的带宽。此外，增加非线性电阻不需要任何额外的偏置，从而可以降低电路中的THD，且无需额外的功耗。
在第一方面的一种实现方式中，所述非线性电阻用于根据双曲正切函数吸收取决于电压的电流。因此，对于低电压电平，电流将线性增长；但对于较高电压，电流将饱和，从而产生高阶谐波，高阶谐波会抵消差分放大器信号中的相应谐波含量。
在第一方面的一种实现方式中，所述非线性电阻用于为使得从所述非线性差分放大器的输出电流中减去流经所述非线性电阻的电流，以在所述驱动放大器电路的输出端提供电流，所述电流相对于在所述非线性差分放大器的输入提供的输入电压基本上是线性的。这种减法消除了谐波，并为驱动放大器电路提供了线性信号响应。
在第一方面的一种实现方式中，所述非线性电阻包括至少一个作为双端设备操作的第一晶体管。诸如FET之类的晶体管提供了一种简单且容易获得的组件，以提供非线性电阻所需的非线性。例如，当晶体管是FET(诸如MOSFET)时，栅极可以连接到源极或漏极，从而使得FET可以作为非线性电阻元件被动运行(即不需要单独的偏置)。在第一方面的一种实现方式中，所述非线性电阻还包括第二晶体管，所述第二晶体管用作与所述第一晶体管串联连接的双端设备。在一种实现方式中，第一晶体管和第二晶体管是场效应晶体管。第一晶体管的栅极可以耦合到第二晶体管的栅极端子。这样的实现方式是有利的，因为相应晶体管的栅极不需要连接到放大器的输出端子(轨)，并且可以消除或减少与栅极相关的寄生电容。
在第一方面的一种实现方式中，所述第一晶体管的漏极端子耦合到所述差分放大器的正输出端子，所述第二电阻的漏极端子耦合到所述差分放大器的负输出端子；以及所述第一晶体管和所述第二晶体管的源极端子耦合到所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅极。在另一种实现方式中，所述第一晶体管的源极端子耦合到所述差分放大器的正输出端子；所述第二电阻的源极端子耦合到所述差分放大器的负输出端子；以及所述第一晶体管和所述第二晶体管的漏极端子耦合到所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅极。在另一种实现方式中，所述第一晶体管的漏极端子耦合到所述差分放大器的正输出端子，所述第二电阻的源极耦合到所述差分放大器的负输出端子；以及所述第一晶体管的漏极端子和所述第二晶体管的源极端子耦合到所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅极。
在第一方面的一种实现方式中，所述驱动放大器电路还包括线性电阻，所述线性电阻连接在所述非线性电阻与所述差分放大器的正输出端子和/或负输出端子之间。通过在晶体管端子和差分放大器的输出端子(诸如轨)之间包括一个电阻器，可以使电路能够抵抗由意外静电放电，例如，当电路在正在安装或检查时引起的破坏性高电流。
在第二方面中，提供了一种发射器，包括根据第一方面中任何实现方式的驱动放大器电路。在第二方面的一种实现方式中，所述发射器可以包括电光调制器，所述电光调制器用于根据所述驱动放大器电路的输出调制光信号。因此，可以使用高效功率和高带宽驱动器提供低THD的调制光信号。在一个示例中，发射器是光学模块或另一个光学网络设备。
在第二方面的一种实现方式中，发射器可以包括信号源，所述信号源用于向所述驱动放大器电路提供信号。信号源可用于提供根据正交幅度调制方案调制的信号。例如，在一个实现方式中，信号源可以包括数模转换器。因此，可以将用于传输的数据作为模拟信号提供，该模拟信号可以通过驱动放大器电路有效地放大。
附图说明
现参照附图，仅以示例的方式对实施例进行描述，其中：
图1示出了显示用于通信系统的发射器的组件的框图。
图2示出了显示根据通信系统的发射器的组件的框图。
图3示出了显示根据本发明实施例的发射器的示意性框图。
图4a、4b和4c示出了根据本发明的实施例的分别对应于差分放大器、非线性差分电阻器(non-linear differential resistor，NDR)以及在驱动电路的输出处的电流-电压曲线。
图5示出了根据本发明实施例的发射器的框图，其中，NDR由场效应晶体管组成；以及
图6示出了根据本发明实施例的发射器的框图，其中，NDR由一对串联的场效应晶体管组成；
图7示出了根据本发明实施例的发射器的框图，其中，NDR由一对串联的场效应晶体管组成；
图8示出了根据本发明实施例的发射器的框图，其中，NDR由一对串联的场效应晶体管组成；
图9示出了根据本发明实施例的发射器的框图，其中，NDR由一对串联连接的场效应晶体管组成，其中，场效应晶体管通过各自的电阻耦合到差分放大器的输出轨。
具体实施方式
下文将充分详尽描述示例性实施例以使本领域普通技术人员能够体现并实现本文描述的系统及过程。应理解，实施例可以以多种不同的形式体现，并且对其解释不应局限于本文所述示例。
因此，实施例可以以各种方式进行修改，并且采取各种替代形式，其特定实施例以附图示出并且在下文中以示例形式进行详细描述。本文无意限定所公开的特定形式。相反，应包括落入所附权利要求书范围内的所有修改、等同形式和替代形式。在附图及适当详细描述中，示例性实施例的元件始终由相同的附图标记表示。
本文中所用描述实施例的术语并不旨在限制范围。冠词由于“一(a)”，“一个(an)”和“该(the)”为单数形式，因此具有单个指称，但是在本文中使用单数形式不应排除存在多个指称。换言之，除非上下文另外明确指出，以单数形式表示的元件可以编号为一个或多个。进一步理解，当在本说明书中使用时，术语“包括(comprises)”、“包括”(includes)和/或“包括(comprises)”指定了所述的特征、条目、步骤、操作、元件和/或组件的存在情况，但并不排除存在或添加一个或多个其他特征、条目、步骤、操作、元件、部件和/或其组合。
除非另有定义，否则本文中使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)都应按照本领域的惯例进行解释。进一步理解，除非本文明确定义，否则通常使用的术语也应解释为相关领域中的惯用术语，而非理想化或过度形式化的含义。
图1中示出了光发射器系统100，该系统包括信号源101、驱动放大器102和电光调制器103。源101可以包括数模转换器(digital-to-analogue converter，DAC)。该数模转换器可以用于接收包括二进制数据流的数字信号，并且根据现有调制方案将二进制数据流编码为模拟信号中的符号。例如，正交相移键控(quadrature phase shift keying，QPSK，诸如8-PSK)或正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，QAM，诸如16-QAM、32-QAM或64-QAM)方案可用于从高速数字信号源生成模拟信号。可替代地或附加地使用诸如归零(return-to-zero，RZ)或不归零(non-return-to-zero，NRZ)和开/关键控(on/off keying，OOK)等更简单的方案。所选择的方案可以取决于所需的光谱效率和提供用于由电光调制器103调制的信号的源的复杂性。
驱动放大器102是电信号放大器，用于接收来自信号源101的模拟电信号并将该模拟电信号放大至适合于在电光调制器103处引起调制的电平。典型的驱动放大器是具有差分输入和输出的差分放大器(即全差分放大器)。
电光调制器103利用电光效应调制穿过调制器的光的相位。例如，光可以穿过晶体(诸如铌酸锂)，该晶体具有取决于局部电场强度的折射率。局部电场可由驱动器102输出的信号调制以调制光。在一个实施例中，电光调制器103可以包括一个或多个Mach-Zehnder电光调制器，用于适当地调制I和Q分量，例如，用于传输QPSK或QAM信号。电光调制器的其他类型和拓扑、技术和材料对于本领域技术人员来说是可以理解。
例如，发射器可以设置在光网络中的任何光通信设备中。光通信设备的一个示例是光模块。光模块是用于高带宽数据通信应用(诸如大于10Gbit/s)的可热插拔发射器(或收发器)。
图2示出了采用用于降低驱动放大器102的THD的方案。驱动放大器102具有与源101连接的输出的差分输入端子(IN+和IN-)和与电光调制器103连接的差分输出端子(OUT+和OUT-)。驱动放大器102由两个电路元件组成，主驱动器201和次级驱动器202。来自源101的差分输入信号在主驱动器201的差分输入(MD_IN+和MD_IN-)和次级驱动器202的差分输入(SD_IN+和SD_IN-)之间分离。
主驱动器(MD_OUT+和MD_OUT-)和次级驱动器(SD_OUT+和SD_OUT-)的差分输出反相连接，即主驱动器的正输出端子MD_OUT+与次级驱动器的负输出端子SD_OUT-连接，主驱动器的负输出端子MD_OUT-与次级驱动器的正输出端子SD_OUT+连接。主驱动器201被设计为以工作频率“f”线性地放大输入信号。然而，由于主驱动器201的THD，主驱动器也将产生高阶谐波(“2f、3f、...”)，这种高阶谐波相对于工作频率“f”通常具有较低的幅度。
次级驱动器202被设计为表现出强非线性。因此，对于小幅度的工作频率分量“f”，生成了用于更高阶谐波(“2f、3f、...”)的更高幅度信号分量。由于主驱动器201的输出MD_OUT+、MD_OUT-与次级驱动器的SD_OUT+、SD_OUT-反相连接，结果，从次级驱动器202输出的信号中，工作频率为“f”的成分和高阶谐波成分(“2f、3f、...”)都从主驱动器201输出的信号中减去。由于主驱动器“f”的幅度远高于次级驱动器输出信号的“f”的幅度，因此到达电光调制器的工作频率分量“f”的最终幅度仅略小于主驱动器201产生的频率“f”的信号分量。同时，鉴于主驱动器输出的高阶谐波(“2f、3f、...”)的幅度与次级驱动器输出的高阶谐波(“2f、3f、...”)的幅度相似，则到达电光调制器的高阶谐波(“2f、3f、...”)的最终幅度接近于零。由此，提供给电光调制器输入的信号的THD电平非常低。
然而，这种方法有许多缺点。这些缺点包括：
1)更高的功耗：次级驱动器202需要偏置，因此消耗DC功率，从而增加驱动放大器电路102的总功耗。
2)降低的带宽：次级驱动器202增加了驱动器的输入和输出寄生电容，从而降低了驱动放大器电路102的最大工作频率。这可能使其不适用于高数据速率应用。
总之，图2中描述的方案可以提高THD，但代价是产生更高的功耗和降低的工作带宽。
图3中示出了一个实施例，其中示出了驱动放大器102，其使用非线性差分电阻(NDR)302来有效地线性化驱动放大器的输出，并向电光调制器103提供低THD的输出信号。
具体地，如图3所示，驱动放大器具有单个差分放大器作为驱动器301。源101在驱动器301的输入IN+和IN-处提供差分输入信号，驱动器301分别在正输出轨和负输出轨(端子)301a和301b处提供差分输出。换言之，驱动器301可以是根据一实施例的全差分放大器。非线性差分电阻(nonlinear differential resistor，NDR)被添加在驱动器301的输出端子之间的输出，即驱动器301的输出轨301a、301b之间。NDR两端的差分信号(OUT+、OUT-)从驱动放大器102的输出提供给电光调制器103。如图所示，驱动器电流IDRIVER在驱动器301的端子之间流动。驱动器电流IDRIVER的一部分将作为INDR流过NDR，其余的会作为差分信号输出电流IOUT流过电光调制器。非线性差分电阻的主要行为或特性是NDR的电阻随着其端子302a、302b两端电压降的增加而增加。
图3中电路的功能特性可以通过参考图4(a)、(b)和(c)所示的电流-电压特性来解释。驱动器的差分输出电流(IDRIVER)具有如图4(a)所示的行为401，其中，横轴表示差分输入电压(VIN＝)VIN+-VIN-，纵轴表示电流IDRIVER。对于VIN的小幅度电平，电流相对于VIN基本上呈线性增长，然后由于产生了更高阶谐波，IDRIVER在较高幅度电平处开始饱和。流经非线性差分电阻NDR(INDR)的电流具有图4(b)中所示的行为402。至于驱动器电流IDRIVER，对于VIN的小幅度电平，电流INDR也相对于其端子两端的输入电压VIN基本上呈线性地增长，然后由于产生更高阶谐波而饱和。到达电光调制器的最终差分输出电流(IOUT)是连接和INDR之间的差，导致图4(c)中所示的电流-电压特性403。如图所示，输出电流IOUT相对于输入电压VIN基本上是线性的，从而导致非常低的THD电平。换言之，通过将NDR 302连接在驱动器(差分放大器)301的输出端子两端，从差分放大器301的输出电流中减去流过NDR 302的电流INDR以提供驱动器(差分放大器)301的电流输出，该电流输出相对于输入电压Vin基本上是线性的。
因此，通过适当地设计NDR 302响应，驱动器输出电流中的非线性可以被抵消并且驱动放大器102的输出被线性化以提供非常低的THD。根据实施例，NDR 302的电流-电压特性可以被认为是双曲正切函数。通过选择或设计适当的电路近似或复制这种行为，可以实现对存在于驱动器301中的谐波失真进行期望消除。此外，使用这种非线性差分电阻不需要偏置电流和电压，因此不会增加整体功耗。此外，非线性差分电阻电路302的输入/输出寄生电容可以设计为远低于诸如差分放大器之类的驱动器，因此驱动放大器电路102的带宽不会受到负面影响。因此，使用NDR 302可以使驱动放大器电路102具有非常低的THD电平，且不增加功耗和/或减少操作带宽。
现在将对各个实施例进行描述，这些实施例示出了将可以提供所需的NDR 302行为的电子电路元件或电路元件的组合。然而，本发明不限于这些实施例，并且可以设想其他使用提供电阻随电压增加的行为的电路，诸如根据双曲正切函数，或提供否定驱动器301的THD的特性的至少一部分的其他函数。
图5示出了驱动放大器电路102的实施例，其中，NDR是使用场效应晶体管(FET)501实现的。FET的栅极和漏极耦合在一起，使得FET作为双端电阻设备运行。当以这种方式将FET设置为电阻时，FET响应的非线性可以提供所需的NDR特性。耦合的栅极(G)和漏极(D)端子连接到负差分输出轨303b，而源极(S)连接到正输出轨303a。
由于在设置晶体管过程中表现出对称性，因此根据进一步的实施例，FET 501的极性可以反置，使得栅极(G)和漏极(D)连接到正轨303a、源极(S)连接到负轨303b。
使用以这种方式设置的单个FET 501提供NDR 302的结果是FET 501的栅极电容是寄生到驱动器电路102，由于FET 501连接到驱动器301的输出轨，因此可能降低工作带宽。
图6示出了一个实施例，其中，非线性差分电阻器NDR通过两个背靠背串联的第一FET晶体管和第二FET晶体管601、602(Q1和Q2)实现。第一FET 601的漏极(D)连接到正轨301a(D_OUT+)，第二FET 602的漏极(D)连接到负轨301b(D_OUT-)。第一FET和第二FET 601、602的栅极(G)和源极(S)端子连接在一起。因此，第一FET和第二FET均作为两个端子设备，并且因为它们串联到一起充当单个非线性电阻器。该双晶体管的实施例优于图5实施例，例如，由于FET 601或FET 602的栅极端子均为连接到驱动器301的输出端子，从而避免引入可能降低工作带宽的寄生电容。
另一个实施例如图7所示，其中，实现非线性电阻的第一FET和第二FET 601、602(Q1和Q2)的漏极(D)和源极(S)端子被反置，使得第一FET 601(Q1)的源极(S)端子FET 602(Q2)的源极(S)端子连接到正驱动轨301a(D_OUT+)，且第二FET 602(Q2)的源极(S)端子连接到负驱动轨301b(D_OUT-)。第一FET和第二FET 601、602的栅极(G)和漏极(D)连接在一起。这种情况可能的，例如，由于电气特性的对称性，在两端配置的FET的极性并不重要。
另一个实施例如图8所示，其中，FET 601和FET 602具有相同的极性，使得第一FET601(Q1)的漏极(D)连接到正轨301a(D_OUT+)而第二FET 602(Q2)的源极(S)连接到负轨301b(D_OUT-)。第一FET和第二FET 601、602的栅极(G)与第一FET 601(Q1)源极和第二FET602(Q2)的漏极(D)连接。在本实施例中，与图6所示的实施例相比，第二FET 602(Q2)的端子是反置的，但根据另一个实施例，若第一FET 601(Q1)的端子是反置的，而Q2的终端保持与图6实施例相同的状态，也可以达到同样的结果。
另一个实施例如图9所示，该实施例与图6的实施例相似，然而，在NDR的连接端子302a、302b与驱动器301的相应输出轨301a、301b之间插入了两个电阻901、902(R1和R2)。电阻可以具有相同的值或不同的值。电阻901、902(R1和R2)用于有效地固定流过电路的电流量，从而保护电路元件(例如，FET 601、602)免于由于静电放电而损坏。例如，当安装或测量驱动放大器电路时，由于测量或安装仪器的静电放电，可能发生这种放电。NDR的电阻值可能很低，这意味着在这种静电放电的情况下，可能会有很大的破坏性电流流过电路。电阻器901、902的线性可能会减少因THD的消除而带来的益处，因为它在一定程度上减少了NDR的非线性，但通过仔细选择电阻器901、902的值，则可以对其进行管理，以便在减少THD方面获得实质性的益处，同时仍然保护电路102免受静电放电影响。尽管图9中的NDR 302被示为根据图6的实施例的两个FET 601、602配置，但应当理解，保护电阻器901、902(R1和R2)可以与NDR的其他实现方式一起使用，诸如图5的单晶体管植入。
在上述实施例中，NDR由一个或多个FET组成，诸如n型或p型MOSFET。然而，正如可以理解的那样，可以使用其他晶体管元件代替。例如，可以使用双极结型晶体管，或者可以提供结型场效应晶体管，条件是可以提供随电压行为增加的电阻，即通过将晶体管(或其他电路元件)配置为非线性两端设备。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的实施例中，应该理解，所公开的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的。例如，单元划分仅仅是一种逻辑功能划分，在实际实现方式中可以是其他划分。例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统中，或一些特征可以忽略，或不执行。此外，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以通过一些接口来实现。设备或单元之间的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式实现。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例的方案的目的。
此外，本发明种各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的一部分可以以软件产品的形式实现。该计算机软件产品存储在存储介质中，并包括用以指示计算机设备(可以是个人计算机、服务器网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤的若干指令。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等任何可以存储程序代码的介质。
本申请可以在其他特定设备和/或方法中体现。应认为，所描述的实施例在所有方面都是说明性的而非限制性的。特别地，本申请的范围由所附权利要求说明指定而非本文说明书及附图指定。凡在权利要求的含义及等效范围内的变化，都应包含在其范围内。

Claims (16)

1.一种驱动放大器电路，其特征在于，包括：
非线性差分放大器；以及
连接在所述差分放大器的输出端两端的非线性电阻，
其中，所述非线性电阻具有电阻值，所述电阻值随着所述非线性电阻两端的差分电压幅度增加而增加。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述非线性电阻用于根据双曲正切函数吸收取决于电压的电流。
3.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其特征在于，所述非线性电阻用于为使得从所述非线性差分放大器的输出电流中减去流经所述非线性电阻的电流，以在所述驱动放大器电路的输出端提供电流，所述电流相对于在所述非线性差分放大器的输入提供的输入电压基本上是线性的。
4.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其特征在于，所述非线性电阻包括至少一个作为双端设备操作的第一晶体管。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述非线性电阻还包括第二晶体管，所述第二晶体管用作与所述第一晶体管串联连接的双端设备。
6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述第一晶体管和所述第二晶体管是场效应晶体管。
7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述第一晶体管的栅极耦合到所述第二晶体管的栅极端子。
8.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，所述第一晶体管的漏极端子耦合到所述差分放大器的正输出端子，
所述第二电阻的漏极端子耦合到所述差分放大器的负输出端子；以及
所述第一晶体管和所述第二晶体管的源极端子耦合到所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅极。
9.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，所述第一晶体管的源极端子耦合到所述差分放大器的正输出端子；
所述第二电阻的源极端子耦合到所述差分放大器的负输出端子；以及
所述第一晶体管和所述第二晶体管的漏极端子耦合到所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅极。
10.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，所述第一晶体管的漏极端子耦合到所述差分放大器的正输出端子，
所述第二电阻的源极耦合到所述差分放大器的负输出端子；以及
所述第一晶体管的漏极端子和所述第二晶体管的源极端子耦合到所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅极。
11.根据权利要求7至10中任一项所述的电路，其特征在于，所述电路还包括线性电阻，所述线性电阻连接在所述非线性电阻与所述差分放大器的正输出端子和/或负输出端子之间。
12.一种发射器，其特征在于，包括根据权利要求1至11中任一项所述的驱动放大器电路。
13.根据权利要求12所述的发射器，其特征在于，所述发射器还包括电光调制器，所述电光调制器用于调制所述驱动放大器电路的输出。
14.根据权利要求12和13所述的发射器，其特征在于，所述发射器还包括信号源，所述信号源用于向所述驱动放大器电路提供信号。
15.根据权利要求14所述的发射器，其特征在于，所述信号源用于提供根据正交幅度调制方案调制的信号。
16.根据权利要求14或15所述的发射器，其特征在于，所述信号源包括数模转换器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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