DE69828556T2

DE69828556T2 - Lichtempfangendes verstärkendes Element

Info

Publication number: DE69828556T2
Application number: DE69828556T
Authority: DE
Inventors: Naruichi Kashihara-shi Yokogawa; Takanori Kashiba-shi Okuda; Takayuki Kitakatsuragi-gun Shimizu
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-09-26
Filing date: 1998-08-17
Publication date: 2005-12-29
Anticipated expiration: 2018-08-18
Also published as: EP0905925A2; CN1134913C; EP0905925A3; JPH11103219A; EP0905925B1; US6137101A; KR100279546B1; TW385598B; DE69828556D1; KR19990029335A; JP3437917B2; CN1213236A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung bezieht sich auf eine lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung für die Verwendung in einem Infrarot-Signalempfänger oder dergleichen, wobei sie sich insbesondere auf eine lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung für die Verwendung in einer optischen Kommunikationsvorrichtung IrDA1.0 oder IrDA1.1 bezieht.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Beispiele der vor kurzem durch die Verwendung von Infrarot ausgeführten Datenkommunikation enthalten (1) die Kommunikation durch Fernsteuerung, die die häufigste ist, die in Heimelektrogeräten verwendet wird, und (2) die Kommunikation durch die Verwendung der optischen Kommunikationsvorrichtungen IrDa1.0 oder IrDa1.1, die standardisierte Peripherievorrichtungen für Personal-Computer sind.
Die Kommunikation durch Fernsteuerung ist eine Einweg-Kommunikation mit einer Übertragungsrate von etwa 1 kbit/s, wobei sie dadurch gekennzeichnet ist, dass die Übertragungsentfernung lang (nicht kleiner als 10 m) ist. Andererseits ist die optische Kommunikationsvorrichtung IrDA 1.0 oder IrDA 1.1 dadurch gekennzeichnet, dass sie, obwohl sie eine kurze Übertragungsentfernung von etwa 1 m besitzt, eine große Menge von Daten durch eine Zweiweg-Kommunikation übertragen kann, weil sie eine Übertragungsrate von 9,6 kbit/s bis 4 Mbit/s besitzt.
Es ist deshalb notwendig, dass in der nahen Zukunft die folgenden Anforderungen erfüllt werden: (i) die Schaltungen sollten eine höhere Betriebsgeschwindigkeit und eine höhere Genauigkeit besitzen, um die Übertragungsrate zu verbessern; (ii) die Vorrichtungen sollten eine hohe Empfindlichkeit, eine verbesserte Leistung und einen erweiterten Bereich der Betriebsleistungs-Quellenspannung besitzen, um die Übertragungsentfernung zu verlängern; und (iii) eine Größe eines Produktgehäuses sollte verringert sein. Um die Probleme zu lösen, die derartigen hochempfindlichen Hochgeschwindigkeits-Vorrichtungen und Präzisionsschaltungen innewohnend sind, ist eine neuartige Technik notwendig, wobei hier ein auf eine lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung in einem Infrarotempfänger angewendetes Gleichstrom-Beseitigungsverfahren und die Verbesserung eines Rauschabstands (S/N) erörtert werden.
Die Infrarot-Datenkommunikation ist vorherrschend, obwohl es immer noch erforderlich ist, eine höhere Geschwindigkeit und eine höhere Empfindlichkeit für die Langstreckenübertragung zu erreichen. 7 ist ein Stromlaufplan, der ein Beispiel einer lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung eines herkömmlichen Empfängers für die Verwendung in der Infrarot-Datenkommunikation zeigt. Dies ist ein hauptsächlicher Stromlaufplan der "Infrared Receiver with Variable Input Resistance for Optical Communication Systems", offenbart durch US-Patent Nr. 5.600.128 (Datum des Patents: 4. Februar 1997).
Wie in 7 gezeigt ist, ist eine Katode einer lichtempfangenden Vorrichtung 100 mit einer Leistungsquelle V_cc verbunden, während eine Anode der lichtempfangenden Vorrichtung 100 mit einem Masseanschluss (GND) verbunden ist, wobei ein Lastwiderstand R_A dazwischen vorgesehen ist. Eine Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 103 ist mit dem Lastwiderstand R_A parallelgeschaltet. Die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 103 ist aus einer Schaltung (1), in der eine Diode D_A und ein ohmscher Widerstand R_B in Reihe geschaltet sind, und einer Schaltung (2), in der eine Diode D_B und eine Diode D_C in Reihe geschaltet sind, aufgebaut, wobei die Schaltungen (1) und (2) parallelgeschaltet sind. Die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 103 ist durch einen Kondensator 104 mit einem Verstärker 105 verbunden.
Die folgende Beschreibung erklärt eine Operation der vorhergehenden Schaltung. In den qualitativen Erklärungen wird in dem Fall, in dem nur ein AC-Signal vorhanden ist, aber DC-Licht fehlt, die einfallende optische Leistung P durch die lichtempfangende Vorrichtung 100 in einen Lichtsignalstrom umgesetzt, wobei der auf diese Weise durch die Umsetzung erhaltene Lichtsignalstrom I weiter durch den Lastwiderstand R_A in eine Spannung umgesetzt wird, wodurch über den Anschlüssen A und B eine erfasste Spannung V_B erzeugt wird. Die erfasste Spannung V_B wird durch den Kondensator 104 zum Verstärker 105 geschickt, wo die Spannung verstärkt wird. Falls im vorliegenden herkömmlichen Fall der Verstärker 105 eine ausreichend hohe Eingangsimpedanz besitzt, wird ein Eingangssignal Vin in den Verstärker 105 ohne jede Änderung eine AC-Komponente der erfassten Spannung V_B.
Anschließend wird die DC-Komponente des Lichtsignalstroms größer, wobei dadurch verursacht wird, dass eine Gleichspannung der erfassten Spannung V_B größer wird. Wenn die DC-Komponente der erfassten Spannung V_B einen bestimmten Spannungspegel V1 erreicht, beginnt die Diode D_A zu arbeiten (wird EIN-geschaltet), wobei dadurch erlaubt wird, dass der Strom ebenso durch den ohmschen Widerstand R_B fließt. Dies verursacht, dass ein zusammengesetzter Wirkwiderstand zwischen den Anschlüssen A und B kleiner wird. Im Ergebnis wird die inkrementale Änderung in der erfassten Spannung V_B kleiner, wobei ein über den Kondensator 104 zum Verstärker 105 geliefertes Signal außerdem vermindert wird, was bewirkt, dass ein durch den Verstärker 105 verstärktes Signal eine kleinere Amplitude besitzt.
Wenn die DC-Komponente des Lichtsignalstroms weiter größer wird und einen Spannungspegel V2 erreicht, beginnen die Diode D_B und die Diode D_C zu arbeiten, wobei ein zusammengesetzter Wirkwiderstand zwischen den Anschlüssen A und B im Wesentlichen durch den entsprechenden EIN-Wirkwiderstand der Dioden D_B und D_C bestimmt wird. Weil der zusammengesetzte Wirkwiderstand zwischen den Anschlüssen A und B auf diese Weise kleiner wird, wird die inkrementale Änderung in der erfassten Spannung V_B weiter kleiner, wobei sie bei etwa dem Spannungspegel V2 im Wesentlichen konstant wird. Demzufolge wird das durch den Kondensator 104 zum Verstärker 105 gelieferte Eingangssignal vermindert, wobei dadurch verursacht wird, dass ein durch die Verstärkung erhaltenes Signal eine kleinere Amplitude besitzt.
Dies ist in 8 graphisch dargestellt. Wie in 8 gezeigt ist, wird im vorliegenden herkömmlichen Fall der Wirkwiderstand (der zusammengesetzte Wirkwiderstand zwischen den Anschlüssen A und B), der folglich eine Last bildet, allmählich gesenkt, sodass ein Betriebsbereich in Bezug auf den Gleichstrom gesichert ist, um die inkrementale Änderung der DC-Komponente des Lichtsignalstroms zu verdecken. Übrigens stellt VT in 8 eine für den Betrieb notwendige minimale Spannung dar.
Hinsichtlich der Beziehung zwischen der erfassten Spannung und dem optischen Signalstrom erklärt die folgende Beschreibung die Stromstärke und die Spannung an jedem Wendepunkt der Beziehung unter Verwendung von Formeln, während auf 8 Bezug genommen wird. In 8 ist eine erfasste Spannung V1 eine Spannung, die verursacht, dass die Diode DA beginnt zu arbeiten (EIN-geschaltet wird), wobei sie deshalb als eine Anstiegsspannung V_BE der Diode D_A ausgedrückt werden kann, die etwa 0,7 V beträgt. Eine erfasste Spannung V2 ist eine Spannung, die verursacht, dass beide Dioden D_B und D_C beginnen zu arbeiten (EIN-geschaltet werden), wobei sie durch eine Summe der Anstiegspannungen der Dioden D_B und D_C ausgedrückt wird, d. h. (V_BE und V_BE), die etwa 1,4 V beträgt.
Wenn V1 über den Anschlüssen A und B als eine erfasste Spannung erzeugt wird, wird ein Lichtsignalstrom I1 als: I1 ≈ 0,7 V/RA (10)ausgedrückt. Weil in dem Fall, in dem der Lichtsignalstrom in 8 in einem Bereich von I1 bis I2 liegt, ferner Strom sowohl durch die Lastwiderstände R_A als auch den ohmschen Widerstand R_B fließt, wird ein Lichtsignalstrom I2 als: I2 ≈ I1 + 0,7/(RA × RB/(RA + RB)) (11)ausgedrückt.
In der Schaltung des herkömmlichen Empfängers wird jedoch in dem Fall, in dem der Wirkwiderstand des Lastwiderstandes zu groß eingestellt ist, der Empfänger im Verhalten minderwertig, weil eine Zeitkonstante, die ein Produkt des Wirkwiderstandes und einer inneren Kapazität Cpd der lichtempfangenden Vorrichtung ist, groß wird, wobei sich dadurch ergibt, dass seine Ansprechgeschwindigkeit niedriger wird, wobei er der Änderung eines eingegebenen Signals nicht folgt. Deshalb ist es notwendig, zu bewirken, dass der Lastwiderstand R_A einen relativ kleinen Last-Wirkwiderstand besitzt. Andererseits ergibt sich in dem Fall, in dem der Lastwiderstand R_A einen zu kleinen Last-Wirkwiderstand besitzt, ein Problem, dass ein durch den Lastwiderstand R_A erzeugter thermischer Rauschstrom nicht unterdrückt werden kann. Deshalb sollte der Lastwiderstand R_A einen angemessenen Last-Wirkwiderstand besitzen. Wird als ein Beispiel die optische Kommunikationsvorrichtung IrDa1.1 genommen, d. h. der aktuelle Infrarot-Kommunikationsstandard, um die Anforderungen hinsichtlich der Lichtempfindlichkeit und der Ansprechgeschwindigkeit zu erfüllen, sollte die Vorrichtung im Wesentlichen die folgenden Bedingungen erfüllen:
Cpd ≈ 25 [pF],
fc ≈ 6 [MHz],
Bedingung an fc: 3 dB Bandbreite.
Um eine derartige Ansprechgeschwindigkeit zu erreichen, sollte der Last-Wirkwiderstand des Lastwiderstandes R_A eine durch die folgende Formel (12) ausgedrückte Bedingung erfüllen: RA < 1/(2π·fc·Cpd) = 1,06 [kΩ] (12)
Deshalb kann in diesem Fall der Last-Wirkwiderstand des Lastwiderstandes R_A nicht auf oder größer als 1 kΩ gesetzt werden. Um andererseits eine hohe Empfindlichkeit für die Langstreckenkommunikation zu erreichen, ist es notwendig, das Rauschen der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung zu senken, wobei es notwendig ist, den Last-Wirkwiderstand des Lastwiderstandes R_A so groß wie möglich zu setzen, um das Rauschen zu senken. Dies ist so, weil ein durch den Last-Wirkwiderstand R verursachter thermischer Rauschstrom Inr unter dem äquivalenten Rauschen in Bezug auf den Eingang der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung als: Inr = (4KT/R)1/2 [A/Hz1/2] (13)ausgedrückt wird, wobei K, T und R die Boltzmann-Konstante (1,38 × 10^–23) die absolute Temperatur [K] bzw. einen Last-Wirkwiderstand darstellen.
Deshalb wird in dem Fall, in dem der Last-Wirkwiderstand 1 kΩ beträgt, Inr bei Zimmertemperatur als Inr = (4 × (1,38 × 10–23)×300/1000) ≈ 4,07 [pA/Hz1/2]festgestellt.
Deshalb ist es im obigen Beispiel unmöglich, das Rauschen kleiner als 4,07 zu machen. Die Beziehung zwischen dem thermischen Rauschstrom Inr und dem Last-Wirkwiderstand R, ausgedrückt durch die vorhergehende Formel (13), ist in 9 gezeigt.
Heutzutage wird jedoch gefordert, das Rauschen auf einen Pegel von 1 [pA/Hz^1/2] bis 2 [pA/Hz^1/2] zu unterdrücken, wobei deshalb eine Verbesse rung der Schaltung unumgänglich ist. Um diese Aufgabe zu lösen, wird normalerweise eine Technik verwendet, bei der die Eingangsimpedanz der Verstärkerseite gesenkt wird, sodass der Verstärker als ein Transimpedanzverstärker verwendet wird, wobei dadurch gesichert wird, dass bewirkt wird, dass der ohmsche Widerstand R_A der lichtempfangenden Vorrichtung einen großen Wirkwiderstand besitzt. Es gibt jedoch insofern einen Nachteil, als der Betriebsbereich in Bezug auf den Licht-Gleichstrom vermindert ist, wenn der ohmsche Widerstand R_A einen großen Wirkwiderstand besitzt. Deshalb ist die Schwierigkeit beim Sichern des Betriebsbereichs des Licht-Gleichstroms das größte zu räumende Hindernis bei der Verbesserung des Infrarotempfängers.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist erwünscht, eine derartige lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung zu schaffen, dass ein Last-Wirkwiderstand von ihr größer gemacht werden kann, während ein Betriebsbereich von ihr in Bezug auf ein Eingangssignal einer Niederfrequenzkomponente erweitert werden kann.
Gemäß der Erfindung wird eine lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung der Erfindung geschaffen, mit: (1) einer lichtempfangenden Vorrichtung, die einen Lichtsignalstrom ausgibt, der sich in Abhängigkeit von der empfangenen Lichtmenge ändert; (2) einem Lastwiderstand, der mit der lichtempfangenden Vorrichtung in Reihe geschaltet ist und eine erfasste Spannung erzeugt, die sich in Abhängigkeit von dem Lichtsignalstrom ändert; (3) einer Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung, die mit dem Lastwiderstand parallelgeschaltet ist und eine Eingangsimpedanz besitzt, die sich in Abhängigkeit von der Frequenz der erfassten Spannung ändert, und eine hohe Eingangsimpedanz in Bezug auf eine erfasste Spannung in einem Hochfrequenzband besitzt, um eine Sättigung der erfassten Spannung in dem Fall zu verhindern, in dem die Frequenz der erfassten Spannung in einem Niederfrequenzband liegt; (4) einer Transimpedanz-Verstärkungsschaltung, die eine Impedanz der erfassten Spannung transformiert; und (5) einem Kondensator, der die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung und die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung koppelt.
Bei der vorhergehenden Anordnung fließt der Lichtsignalstrom von der lichtempfangenden Vorrichtung zum Lastwiderstand, wo die erfasste Spannung in Übereinstimmung mit der empfangenen Lichtmenge erzeugt wird. Die erfasste Spannung wird zur Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung geschickt. Die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung verarbeitet die erfasste Spannung, sodass die erfasste Spannung nicht gesättigt wird, falls sie im Niederfrequenzbereich liegt. Die auf diese Weise verarbeitete erfasste Spannung wird durch den Kondensator zur Transimpedanz-Verstärkungsschaltung geschickt, wo die Impedanz der erfassten Spannung transformiert wird, und danach ausgegeben. Andererseits besitzt die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung eine hohe Eingangsimpedanz in Bezug auf eine erfasste Spannung in einem Hochfrequenzband, wobei in diesem Fall die erfasste Spannung durch den Kondensator zur Transimpedanz-Verstärkungsschaltung geschickt wird, ohne dass sie durch die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung geht. Dann wird die Impedanz der erfassten Spannung durch die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung transformiert und ausgegeben.
Wie oben beschrieben worden ist, sichert die Bereitstellung der Transimpedanz-Verstärkungsschaltung, dass der Wirkwiderstand des Lastwiderstandes beträchtlich größer als der Wirkwiderstand (etwa 1 kΩ) der herkömmlichen Fälle gesetzt wird. Weil außerdem die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung ferner vorgesehen ist, wird die erfasste Spannung größer, ohne gesättigt zu werden, selbst in dem Fall, in dem der Lichtsignalstrom eine große DC-Komponente besitzt. Mit anderen Worten, wenn der Lastwiderstand einen großen Wirkwiderstand besitzt, kann der Betriebsbereich in Bezug auf den Licht-Gleichstrom erweitert werden. Demzufolge kann ein ausreichender Betriebsbereich in Bezug auf den Licht-Gleichstrom gesichert werden.
Damit die Erfindung leichter verstanden wird, werden nun ihre spezifischen Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ist ein Ersatzstromlaufplan der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
2 ist ein Blockschaltplan, der die Prinzipien einer Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung in der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung ge mäß der Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
3(a) und 3(b) sind konkrete Beispiele der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung in der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung. 3(a) zeigt ein Beispiel, in dem eine Tiefpassfilterschaltung aus einem Split-Widerstand R₁ und einem Kondensator C₁ aufgebaut ist, die in Reihe geschaltet sind, während ein Transkonduktanzverstärker aus einem NPN-Transistor Q_N1 und einem Split-Widerstand R₂ aufgebaut ist. 3(b) ist ein Beispiel, das zu dem in 3(a) völlig gleich ist, mit Ausnahme, dass anstelle des Transistors Q_N1 ein MOS-Transistor M_N1 verwendet wird.
4 ist ein konkretes Beispiel der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung in der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung, in dem das Tiefpassfilter aus dem Split-Widerstand R₁ und dem Kondensator C₁ aufgebaut ist, die in Reihe geschaltet sind, während der Transkonduktanzverstärker aus dem NPN-Transistor Q_N1, dem Split-Widerstand R₂, einer Diode und einem ohmschen Widerstand aufgebaut ist.
5 ist ein konkretes Beispiel der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung in der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung, in dem das Tiefpassfilter aus dem Split-Widerstand R₁ und dem Kondensator C₁ aufgebaut ist, die in Reihe geschaltet sind, während der Transkonduktanzverstärker aus dem NPN-Transistor Q_N1, dem Split-Widerstand R₂, einem NPN-Transistor Q_N2 und einem ohmschen Widerstand aufgebaut ist.
6 ist eine graphische Darstellung, die eine DC-Operation der in 4 gezeigten Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung für die Verwendung in der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung zeigt.
7 ist ein Beispiel einer Schaltungsanordnung eines lichtempfangenden Verstärkungsabschnitts in einem herkömmlichen Empfänger für die Verwendung bei der Infrarot-Datenkommunikation.
8 ist eine Ansicht, die eine Operation in Bezug auf den Gleichstrom durch den lichtempfangenden Verstärkungsabschnitt im herkömmlichen Empfänger für die Verwendung bei der Infrarot-Datenkommunikation erklärt.
9 ist eine Ansicht, die eine Beziehung zwischen dem thermischen Rauschstrom Inr und einem Last-Wirkwiderstand R veranschaulicht, die durch die Formel (13) ausgedrückt wird.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 bis 6 sind Ansichten, die sich auf eine Ausführungsform der Erfindung beziehen, wobei die folgende Beschreibung die Ausführungsform erklärt, während auf diese Figuren Bezug genommen wird. 1 ist ein Ersatzstromlaufplan einer lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung.
Wie in 1 gezeigt ist, besitzt eine lichtempfangende Vorrichtung 10 zum Ausgeben eines Stromsignals (des Lichtsignalstroms), das sich in Abhängigkeit von einer empfangenen Lichtmenge verändert, eine Katode, die mit einer Leistungsquelle V_cc verbunden ist, und eine Anode, die durch einen dazwischen vorgesehenen Lastwiderstand R_L mit einem Masseanschluss (GND) verbunden ist. Eine (später beschriebene) Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 ist außerdem mit dem Lastwiderstand R_L parallelgeschaltet. Ein Knoten S, an dem die lichtempfangende Vorrichtung 10 mit dem Lastwiderstand R_L verbunden ist, ist außerdem mit einer Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierenden Verstärkungsschaltung) 13 durch einen dazwischen vorgesehenen Kondensator C₂ verbunden.
Die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierende Verstärkungsschaltung) 13 ist vorgesehen, um eine Impedanz der lichtempfangenden Vorrichtung 10 zu transformieren. In der Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierenden Verstärkungsschaltung) 13 sind ein invertierender Eingangsanschluss und ein Ausgangsanschluss eines Operationsverstärkers 19 durch eine dazwischen vorgesehene äquivalente Transimpedanz Rf miteinander verbunden, während ein nichtinvertierender Eingangsanschluss geerdet ist.
Die folgende Beschreibung erklärt eine Operation der vorhergehenden Schaltung als die lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung. In den qualitativen Erklärungen wird in dem Fall, in dem kein DC-Licht vorhanden ist, sondern nur ein AC-Lichtsignal vorhanden ist, das auf die lichtempfangende Vorrichtung 10 einfallende Licht P in einen Lichtsignalstrom I_PD umgesetzt, der sich in Abhängigkeit von einer empfangenen Lichtmenge verändert, der wiederum durch den Lastwiderstand R_L in eine erfasste Spannung V_A umgesetzt wird. Die erfasste Spannung V_A wird als ein photoelektrischer Strom I_C2 durch den Kondensator C₂ an die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierende Verstärkungsschaltung) 13 geliefert.
Die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierende Verstärkungsschaltung) 13 besitzt eine ausreichend niedrige Impedanz im Vergleich zu der des Lastwiderstandes R_L oder der des Kondensators C₂. Deshalb fließt eine AC-Signalkomponente des photoelektrischen Stroms I_c2 durch den Kondensator C₂ in die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierende Verstärkungsschaltung) 13, wobei dadurch, zurückzuführen auf die äquivalente Transimpedanz Rf, die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierende Verstärkungsschaltung) 13 veranlasst wird, eine Spannung zu erzeugen und auszugeben. Hier wird um der Bequemlichkeit willen eine Impedanz des Kondensators C₂ in Bezug auf die hierin behandelten Frequenzkomponenten ausreichend niedriger als die des Lastwiderstandes R_L gesetzt.
In der Erfindung kann theoretisch ein Wirkwiderstand des Lastwiderstandes R_L im Wesentlichen vergrößert werden, indem eine AC-Komponente der erfassten Spannung V_A durch den Kondensator C₂ an die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierende Verstärkungsschaltung) geliefert wird, wobei, indem so verfahren wird, ein thermischer Rauschstrom in Übereinstimmung mit dem Wirkwiderstand des Lastwiderstandes R_L verringert werden kann.
In dem Fall, in dem der Wirkwiderstand des Lastwiderstandes R_L einfach vergrößert wird, wird jedoch ein Betriebsbereich in Bezug auf die DC-Komponente des Lichtsignalstroms I_PD vermindert. Dann wird in der Erfindung das Problem gelöst, indem eine Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12, um eine Niederfrequenzkomponente des Lichtsignalstroms I_PD umzuleiten, vorgesehen wird, wobei sie mit dem Lastwiderstand R_L parallel ist.
Hier werden im Folgenden unter Bezugnahme auf 2 die Struktur der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 und das Operationsprinzip der Nie derfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 in Bezug auf die DC-Komponente des Lichtsignalstroms I_PD erklärt.
Die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 ist aus einer Tiefpassfilterschaltung 16 und einem Transkonduktanzverstärker 17 aufgebaut, wie in 2 gezeigt ist, wobei die erfasste Spannung V_A als eine Eingangsspannung V_in zur Tiefpassfilterschaltung 16 geliefert wird. Eine Ausgangsspannung V_X der Tiefpassfilterschaltung 16 wird zu einem invertierenden Eingangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers 17 geliefert. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers 17 ist durch eine Leistungsquelle geerdet.
Sei übrigens in 1 eine Ausgangsspannung der Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierenden Verstärkungsschaltung) 13 (des Operationsverstärkers 19) V_B, wird V_B als: VB = –Rf × IC2 ausgedrückt. Deshalb ist die erfasste Spannung V_A am Knoten S proportional zum Strom I_C2, der durch den Kondensator C₂ zur Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierenden Verstärkungsschaltung) 13 fließt, proportional, wobei die Ausgangsspannung V_B eine Spannung wird, die sich aus der Multiplikation des Stroms I_C2 mit –Rf ergibt. Gleichzeitig wird abgesehen vom Strom I_C2 außerdem ein thermischer Rauschstrom am Knoten S, verursacht durch den Lastwiderstand R_L, erzeugt. Der thermische Rauschstrom wird gleichermaßen mit –Rf multipliziert, wobei er von der Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierenden Verstärkungsschaltung) 13 ausgegeben wird. Deshalb ist ein Gesamtrauschen des Systems durch die Menge des am Knoten S erzeugten thermischen Rauschstroms bestimmt.
Weil die Beziehung zwischen dem Wirkwiderstand des Lastwiderstands R_L und dem durch den Lastwiderstand R_L verursachten thermischen Rauschstrom Inr durch die vorhergehende Formel (13) ausgedrückt wird, ist der thermische Rauschstrom Inr folglich invers proportional zu einer Quadratwurzel des Wirkwiderstandes des Lastwiderstandes R_L, wie in 9 gezeigt ist. Kurzum, wenn der Wirkwiderstand des Lastwiderstands R_L größer ist, ist der thermische Rauschstrom Inr kleiner.
Spezifischer beträgt im herkömmlichen Beispiel in dem Fall, in dem der Lastwi derstand R_L einen Wirkwiderstand von 1 kΩ besitzt, der thermische Rauschstrom Inr etwa 4 [pA/Hz^1/2]. Andererseits wird im Fall der Erfindung, weil der Wirkwiderstand des Lastwiderstandes R_L auf etwa 100 kΩ gesetzt werden kann, der thermische Rauschstrom Inr entsprechend der Formel (13) etwa 0,4 [pA/Hz^1/2]. Folglich wird der thermische Rauschstrom auf 1/10 oder weniger von dem im herkömmlichen Beispiel verringert.
Die folgende Beschreibung erklärt ein Operationsprinzip der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12, während auf den Blockschaltplan nach 2 Bezug genommen wird und einige Formeln verwendet werden.
Eine Ausgangsspannung V_X der Tiefpassfilterschaltung 16 wird, wie in 2 gezeigt ist, an den invertierenden Eingangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers 17 angelegt, während der Ausgangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers 17 und ein Eingangsanschluss der Tiefpassfilterschaltung 16 miteinander verbunden sind, sodass eine Impedanz Zin, die erhalten wird, wenn von der Eingangsseite der Tiefpassfilterschaltung 16 betrachtet wird, in Bezug auf ein Niederfrequenzband tief ist. Aus 2 wird die Frequenzeigenschaft der Impedanz Zin durch die folgenden zwei Formeln (14) und (15) ausgedrückt: VX = Vin × G/(1 + sτ), (14) Iin = vX × gm, (15)wobei:

G:: das Verstärkungsverhältnis der Tiefpassfilterschaltung 16 ist,
s:: der Laplace-Operator (S = jω, ω: Kreisfrequenz) ist,
τ:: die Zeitkonstante der Tiefpassfilterschaltung 16 ist,
V_X:: die Eingangsspannung des Transkonduktanzverstärkers 17 ist und
gm:: die Konduktanz des Transkonduktanzverstärkers 17 ist.

Entsprechend den Formeln (14) und (15) wird die Eingangsimpedanz Zin als: Zin = Vin/Iin = (1 + sτ)/(G × gm) (16)ausgedrückt.
Hier sei G = 1, wobei die Eingangsimpedanz Zin als: Zin = (1 + sτ)/gm (17) festgestellt wird.
Wie aus Gleichung (17) klar ist, besitzt die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 eine Eingangsimpedanz, die dicht bei einem Kehrwert der Konduktanz gm in Bezug auf ein Eingangssignal im Niederfrequenzband liegt, wobei sie eine Impedanz besitzt, die gleich dem Kehrwert der Konduktanz gm in Bezug auf einen Gleichstrom ist. Im Gegensatz wird, wie die Kreisfrequenz ω höher wird, die Eingangsimpedanz Zin im Verhältnis zur Kreisfrequenz größer (d. h. einer Frequenz des Eingangssignals), wobei es dadurch eine hohe Eingangsimpedanz wird. Mit anderen Worten, die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 besitzt eine niedrige Impedanz in Bezug auf Eingangssignale in diesem Niederfrequenzband, das ein DC-Eingangssignal enthält, wohingegen sie eine hohe Eingangsimpedanz in Bezug auf Eingangssignale mit hohen Frequenzen besitzt.
3(a) und 3(b) zeigen konkrete Schaltungsanordnungsbeispiele der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 in der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung. 3(a) entspricht einer Anordnung, die unter Verwendung von 1 erklärt worden ist, während 3(b) eine Anordnung zeigt, in der anstelle eines Transistors Q_N1 und eines Split-Widerstandes R₂ nach 3(a) ein MOS-Transistor M_N1 verwendet wird.
Wie in 3(a) gezeigt ist, ist die Tiefpassfilterschaltung 16 aus einem Split-Widerstand R₁ und einem Kondensator C₁ aufgebaut, die in Reihe geschaltet sind. Deshalb ist die Zeitkonstante τ der Tiefpassfilterschaltung 16, die in der Formel (17) erscheint, (R₁ × C₁). Außerdem ist der Transkonduktanzverstärker 17 aus einem NPN-Transistor Q_N1 und einem Split-Widerstand R₂ aufgebaut, wobei folglich seine Konduktanz gm im Wesentlichen gleich 1/R₂ ist. Im Ergebnis wird die durch die Formel (17) ausgedrückte Eingangsimpedanz Zin als: Zin = (1 + sR1C1) × R2 (18)festgestellt. Deshalb besitzt die Tiefpassfilterschaltung 16 nach 3(a) eine Eingangsimpedanz Zin, die in Bezug auf ein DC-Eingangssignal gleich R₂ ist, während, wenn das Eingangssignal eine höhere Frequenz besitzt, ihre Eingangsimpedanz Zin in Bezug auf das Eingangssignal entsprechend dem Koeffizienten R₁C₁ größer wird, wobei dadurch verursacht wird, dass im Wesentlichen kein Strom durch die fließt.
Anschließend beginnt, wenn eine Gleichspannung der erfassten Spannung V_A in Reaktion auf eine Zunahme einer DC-Komponente des Lichtsignalstroms I_PD höher wird und dadurch einen bestimmten Spannungspegel V1 erreicht, der Transistor Q_N1 zu arbeiten (Strom fließt in den Transistor Q_N1), wobei der Strom außerdem beginnt, in die Spaltwiderstände R₁ und R₂ zu fließen. Bei diesem werden die Wirkwiderstandskomponenten in diesen Abschnitten kleiner (weil ein zusammengesetzter Wirkwiderstand über den beiden Enden einer durch die Reihenschaltung des Transistors Q_N1 und des Split-Widerstands R₂ gebildeten Schaltung kleiner wird), wobei die Änderungen in der erfassten Spannung V_A kleiner werden.
In der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 der Erfindung ist unähnlich zum herkömmlichen Fall die Tiefpassfilterschaltung 16 aus dem Split-Widerstand R₁ und dem Kondensator C₁ aufgebaut, wobei deshalb der Transistor Q_N1 arbeitet, um auf einen Strom (das Eingangssignal) im Niederfrequenzband zu antworten. Andererseits arbeitet der Transistor Q_N1 nicht in Bezug auf den Lichtsignalstrom I_PD mit einer hohen Frequenz, die empfangen werden sollte (z. B. eine Frequenz nicht kleiner als einige hundert kHz), weil eine Amplitude eines an eine Basis des Transistors Q_N1 gelieferten Eingangssignals einer derartigen Frequenz, zurückzuführen auf die Wirkungen der Tiefpassfilterschaltung 16, die aus dem Split-Widerstand R₁ und dem Kondensator C₁ aufgebaut ist, vermindert wird. Deshalb ist die Operation in Bezug auf das Eingangssignal mit einer Frequenz im hohen Frequenzband äquivalent zu einer Operation in dem Fall, in dem die Tiefpassfilterschaltung 16 nicht vorhanden ist.
In 3(b) ist der Transkonduktanzverstärker 17 aus einem MOS-Transistor M_N1 aufgebaut, wobei deshalb die Konduktanz gm eine Konduktanz gmmn 1 des Transistors M_N1 ist. Demzufolge wird die durch die Formel (17) ausgedrückte Eingangsimpedanz Zin als: Zin = (1 + sR1C1)/gmmn1 (19)festgestellt. Die Beschreibung einer Schaltungsoperation in diesem Fall ist weglassen, weil die Schaltungsoperation in diesem Fall zu der im Fall nach 3(a) völlig gleich ist.
4 ist ein weiteres konkretes Schaltungsanordnungsbeispiel der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung der Erfindung, die insbesondere ein weite res Schaltungsanordnungsbeispiel der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 zeigt. In diesem ist eine Schaltung, die aus einer Klemmdiode D₁ und einem ohmschen Widerstand R₃ aufgebaut ist, die miteinander in Reihe geschaltet sind, mit dem Split-Widerstand R₂ des in 3(a) gezeigten Transkonduktanzverstärkers 17 parallelgeschaltet. Dies ist vorgesehen, um zu verursachen, dass sich eine Konduktanz des Transkonduktanzverstärkers 17 der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 allmählich mit der Gleichspannung der erfassten Spannung V_A ändert.
4 zeigt ein Beispiel des Transkonduktanzverstärkers 17, in dem eine aus der Klemmdiode D₁ und dem ohmschen Widerstand R₁, die zueinander in Reihe geschaltet sind, aufgebaute Schaltung mit dem Split-Widerstand R₂ parallelgeschaltet ist, die Erfindung sollte jedoch nicht darauf eingeschränkt werden. Der Transkonduktanzverstärker 17 kann eine Struktur aufweisen, in der mehrere Schaltungen, die jede aus Klemmdioden und ohmschen Widerständen aufgebaut sind, die in Reihe geschaltet sind, weiter mit dem Split-Widerstand R₂ parallelgeschaltet sind. In diesem Fall kann, weil jede Klemmspannung der parallelgeschalteten Schaltungen abhängig von der Anzahl der in Reihe geschalteten Dioden bestimmt ist, die Anzahl der Dioden in jeder Schaltung, die so weiter vorgesehen ist, abhängig von der Notwendigkeit bestimmt werden, und so kann jeder Wirkwiderstand der ohmschen Widerstände bestimmt werden, die in jeder Schaltung mit den Dioden in Reihe geschaltet sind. Selbstverständlich können ferner eine oder mehrere Dioden vorgesehen sein, um in Reihe geschaltet oder parallelgeschaltet zu werden, wenn es notwendig ist.
Da die Gleichspannung der erfassten Spannung V_A in Reaktion auf eine Zunahme der DC-Komponente des Lichtsignalstroms I_PD größer wird, wird im Fall nach 4 eine Spannung über dem Split-Widerstand R₂ größer, wobei dadurch die Diode D₁ EIN-geschaltet wird. Dies verursacht, dass ein Strom durch den ohmschen Widerstand R₃ fließt, wobei die AC-Konduktanz gm des Transkonduktanzverstärkers 17 der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 in dem Fall, in dem der Split-Widerstand R₂ und der ohmsche Widerstand R₃ parallel vorgesehen sind, durch einen zusammengesetzten Wirkwiderstand bestimmt ist. Deshalb wird die Konduktanz gm als: gm = R2 × R3/(R2 + R3) (20)ausgedrückt.
5 ist ein weiteres konkretes Schaltungsanordnungsbeispiel der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung, in dem eine aus einem NPN-Transistor Q_N2 und dem ohmschen Widerstand R₃, die in Reihe geschaltet sind, aufgebaute Schaltung anstelle der in 4 gezeigten Schaltung, die aus der Klemmdiode D₁ und dem ohmschen Widerstand R₃, die in Reihe geschaltet sind, aufgebaut ist, vorgesehen ist. Hinsichtlich des NPN-Transistors Q_N2 ist ein Kollektor von ihm mit einem Kollektor des Transistors Q_N1 verbunden, eine Basis von ihm ist mit einem Emitter des Transistors Q_N1 verbunden und ein Emitter von ihm ist durch den ohmschen Widerstand R₃ geerdet. Bei dieser Anordnung können die im Transistor Q_N1 auftretenden Basisstromfehler verringert werden.
Die folgende Beschreibung erklärt den Grund, aus dem die im Transistor Q_N1 auftretenden Basisstromfehler mit der in 5 gezeigten Anordnung verringert werden können.
In der in 4 gezeigten Anordnung sei ein Basisstrom des Transistors Q_N1 "I_B1", sei ein durch den Split-Widerstand R₂ fließender Strom "I₂", sei ein durch den ohmschen Widerstand R₃ fließender Strom "I₃", sei ein Ausgleichstrom des Transistors Q_N1 "I_C1" und sei ein Stromverstärkungsverhältnis des Transistors Q_N1 "h_fe". Mit I_C1 ≈ I₂ + I₃ und I_B1 = I_C1/h_fe wird I_B1 als: IB1 ≈ (I2 + I3)/hfe (a)ausgedrückt.
Sei andererseits in der in 5 gezeigten Anordnung ein Basisstrom des Transistors Q_N1 "I_B1 sei ein Basisstrom des Transistors Q_N2 "I_B2", sei ein durch den Split-Widerstand R₂ fließender Strom "I₂", sei ein durch den ohmschen Widerstand R₃ fließender Strom "I₃", sei ein Ausgleichstrom des Transistors Q_N1 "I_C3" und sei ein Stromverstärkungsverhältnis des Transistors Q_N1"h_fe". Mit I_C1 ≈ I₂ + I_B2, I_B1 = I_C1/h_fe und I_B2 = I₃/h_fe wird I_B1 als: IB1 = IC1/hfe ≈ (I2 + IB2)/hfe = (I2 + (I3/hfe))/hfe (b)ausgedrückt.
Wie aus dem Vergleich des Ausdrucks (b) mit dem Ausdruck (a) klar ist, entspricht I₃ im Ausdruck (a) (I₃/h_fe) im Ausdruck (b), wobei dies bedeutet, dass die Transformation der Anordnung nach 4 in die nach 5 I₃ auf (1/h_fe)-mal denselben verringert. Deshalb werden im Vergleich zu der in 4 gezeigten Anordnung im Fall der in 5 gezeigten Anordnung die Basisstromfehler des Transistors Q_N1 um die vorhergehende Verringerung kleiner. Es wird angemerkt, dass das Stromverstärkungsverhältnis h_fe etwa 100 bis 200 beträgt.
6 ist eine graphische Darstellung für die Erklärung einer DC-Operation der in 4 gezeigten Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12. Im in 8 gezeigten herkömmlichen Beispiel ist eine erfasste Spannung V_B in Bezug auf den Lichtsignalstrom mit einer Stromstärke gesättigt, die gleich oder höher als I2 ist, d. h. in einem Bereich mit hoher Stromstärke, wohingegen im Fall nach 6 die erfasste Spannung V_A selbst im Bereich mit hoher Stromstärke, die nicht kleiner als I2 ist, nicht gesättigt ist, wobei sie allmählich größer wird, wie der Licht-Gleichstrom größer wird. Deshalb kann der Betriebsbereich in Bezug auf den Lichtsignal-Gleichstrom selbst in dem Fall erweitert werden, in dem der Lastwiderstand R_L einen großen Wirkwiderstand besitzt, wobei es demzufolge möglich ist, zu bewirken, dass der Infrarotempfänger einen ausreichenden Betriebsbereich in Bezug auf den Lichtsignal-Gleichstrom besitzt.
Die folgende Beschreibung erklärt die Stromstärke und die Spannung an jedern Wendepunkt der Beziehung zwischen ihnen unter Verwendung von Formeln. Wenn die DC-Komponente des Lichtsignalstroms größer wird und dadurch verursacht, dass die erfasste Spannung V_A einen Spannungspegel V1 erreicht, wie in 6 gezeigt ist, beginnt der in 4 gezeigte NPN-Transistor Q_N1 zu arbeiten (wird EIN-geschaltet). Die Spannung V1 entspricht einer Spannung V_BE über der Basis und dem Emitter, die etwa 0,7 V beträgt. Hier beträgt der photoelektrische Gleichstrom (die DC-Komponente des photoelektrischen Stroms) I₁.
Wenn die DC-Komponente des Lichtsignalstroms weiter größer wird und dadurch bewirkt, dass die erfasste Spannung V_A einen Spannungspegel V2 erreicht, beginnt die Diode D₁ zu arbeiten (wird EIN-geschaltet), wobei dies bedeutet, dass die Spannung V2 eine Summe aus einer Anstiegsspannung des NPN-Transistors Q_N1 und einer Anstiegsspannung der Diode D₁ ist. Um dies unter Verwendung von Formeln zu erklären, wird der Strom I1 als: I1 ≈ 0,7 V/RL (21)ausgedrückt.
Weil der Strom durch die beiden ohmschen Widerstände R_L und R₁ fließt, wenn der photoelektrische Gleichstrom im Bereich von I1 bis I2 liegt, wird I2 als: I2 ≈ I1 + 0,7 V/(RL × R1/(RL + R1)) (22)ausgedrückt.
Folglich kann mit der Anordnung des Transkonduktanzverstärkers 17 der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung 12 der Erfindung ein Betriebsbereich in Bezug auf den photoelektrischen Gleichstrom, der im Wesentlichen gleich dem Betriebsbereich in den herkömmlichen Fällen ist, gesichert werden, während die erfasste Spannung V_A selbst in einem Bereich hoher Stromstärke, die nicht kleiner als I2 ist, nicht gesättigt ist, wobei sie allmählich größer wird, wie der photoelektrische Gleichstrom größer wird.
Bei der Schaltungsanordnung der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung gemäß der Ausführungsform der Erfindung, die in 3(a) oder 3(b) gezeigt ist, kann der Wirkwiderstand des Lastwiderstands R_L der lichtempfangenden Vorrichtung z. B. beträchtlich größer als in den herkömmlichen Fällen eingestellt werden. Selbst in dem Fall, indem er z. B. auf etwa 100 kΩ gesetzt ist, kann die Schaltung arbeiten, während eine geeignete Ansprechgeschwindigkeit aufrechterhalten wird. Ein auf einen Lastwiderstand mit einem Wirkwiderstand von 100 kΩ zurückzuführendes thermisches Rauschen Inr wird wie folgt unter Verwendung der vorhergehenden Formel (13) festgestellt: Inr = (4 × (1,38 × 10–23) × 300/100000)1/2 ≈ 0,407 [pA/Hz1/2]
Folglich ist es möglich, das Rauschen im Vergleich zu den herkömmlichen Fällen zu senken.
Wie bisher beschrieben worden ist, ist die lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung der Erfindung, die eine lichtempfangende Vorrichtung zum Erzeugen eines Lichtsignalstroms und eine Schaltung zum Verstärken des Lichtsignalstroms besitzt, dadurch gekennzeichnet, dass (1) die Schaltung zum Verstärken des Lichtsignalstroms eine Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung und eine Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierende Verstärkungsschaltung) enthält, und (2) die lichtempfangende Vorrichtung mit einem Lastwiderstand in Reihe geschaltet ist, sodass der Lichtsignalstrom durch den Lastwiderstand in eine Spannung umgesetzt und zur Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung geliefert wird, und eine Ausgabe der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung durch einen Kondensator zur Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (invertierenden Verstärkungsschaltung) geliefert wird.
In der vorhergehenden lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung kann der Lastwiderstand (R_L) einen großen Wirkwiderstand besitzen, wobei im Ergebnis der thermische Rauschstrom verringert ist. Folglich wird eine derartige lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung, deren Rauschen gesenkt ist, wohingegen der Betriebsbereich in Bezug auf die DC-Komponente des Lichtsignalstroms (I_PD) erweitert werden kann, geschaffen.
Die vorhergehende lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung ist vorzugsweise so beschaffen, dass (1) die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung eine Tiefpassfilterschaltung mit Eingangs- und Ausgangsanschlüssen und einen Transkonduktanzverstärker mit einem invertierenden Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss enthält, und (2) der Ausgangsanschluss der Tiefpassfilterschaltung mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers verbunden ist und der Ausgangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers mit dem Eingangsanschluss der Tiefpassfilterschaltung verbunden ist, sodass eine Eingangsimpedanz der Tiefpassfilterschaltung in Bezug auf einen Eingang in sie in einem Niederfrequenzbereich niedrig ist.
Bei der vorhergehenden Anordnung der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung ist es möglich, einen ausreichenden Betriebsbereich in Bezug auf die DC-Komponente des Lichtsignalstroms (I_PD) zu erhalten, während die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung in einer einfachen Schaltungsanordnung ausgebildet ist.
Die Tiefpassfilterschaltung ist vorzugsweise eine RC-Tiefpassfilterschaltung, die aus einem ohmschen Widerstand und einem Kondensator aufgebaut ist, während der Transkonduktanzverstärker vorzugsweise aus wenigstens einem Bipolartransistor und einem ohmschen Widerstand aufgebaut ist.
Bei der vorhergehenden Anordnung der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung ist es möglich, einen ausreichenden Betriebsbereich in Bezug auf die DC-Komponente des Lichtsignalstroms (I_PD) zu erhalten, während die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung in einer einfachen Schaltungsanordnung ausgebildet ist.
Die Tiefpassfilterschaltung ist vorzugsweise eine RC-Tiefpassfilterschaltung, die aus einem ohmschen Widerstand und einem Kondensator aufgebaut ist, während der Transkonduktanzverstärker vorzugsweise aus einem MOS-Transistor aufgebaut ist.
Bei der vorhergehenden Anordnung der lichtempfangenden Verstärkungsvorrichtung ist es möglich, einen ausreichenden Betriebsbereich in Bezug auf die DC-Komponente des Lichtsignalstroms (I_PD) zu erhalten, während die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung in einer einfachen Schaltungsanordnung des MOS-Transistors ausgebildet ist.
Der Transkonduktanzverstärker ist vorzugsweise aus mehreren Dioden oder Transistoren aufgebaut.
Bei der vorhergehenden Anordnung ist es möglich, einen Betriebsbereich des Transkonduktanzverstärkers zu erweitern, während die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung einer einfachen Schaltungsanordnung ausgebildet ist, wobei es außerdem möglich ist, einen Betriebsbereich der Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung zu erweitern. Außerdem ist es mit der Erfindung möglich, die lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung in einer relativ einfachen Schaltungsanordnung auszubilden, wobei, zurückzuführen auf die Einfachheit der Schaltungsanordnung, die Vorrichtung im Wesentlichen ohne Zunahme der Kosten oder der Größe verwirklicht werden kann.

Claims

Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung, mit: einer lichtempfangenden Vorrichtung (10), die einen Lichtsignalstrom ausgibt, der sich in Abhängigkeit von der empfangenen Lichtmenge ändert; einem Lastwiderstand (R_L), der mit der lichtempfangenden Vorrichtung in Reihe geschaltet ist und eine erfasste Spannung erzeugt, die sich in Abhängigkeit von dem Lichtsignalstrom ändert; einer Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung (12), die mit dem Lastwiderstand (R_L) parallelgeschaltet ist und eine Eingangsimpedanz besitzt, die sich in Abhängigkeit von der Frequenz der erfassten Spannung ändert, und eine hohe Ausgangsimpedanz in Bezug auf eine erfasste Spannung in einem Hochfrequenzband besitzt, um eine Sättigung der erfassten Spannung in dem Fall zu verhindern, in dem die Frequenz der erfassten Spannung in einem Niederfrequenzband liegt; einer Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (13), die eine Impedanz der erfassten Spannung transformiert; und einem Kondensator, der die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung (12) und die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (13) koppelt.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung (12) eine Tiefpassfilterschaltung (16) und einen Transkonduktanzverstärker (17), der eine Konduktanz besitzt, enthält.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 2, bei der: die Tiefpassfilterschaltung (16) mit dem Transkonduktanzverstärker (17) parallelgeschaltet ist; und der Transkonduktanzverstärker (17) eine allmähliche Änderung der Konduktanz in Übereinstimmung mit der erfassten Spannung bewirkt.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 2, bei der: die Tiefpassfilterschaltung (16) mit dem Transkonduktanzverstärker (17) parallelgeschaltet ist; die Tiefpassfilterschaltung (16) aus einem ersten ohmschen Widerstand (R₁) und aus einem Kondensator (C_L) aufgebaut ist, wobei der erste ohmsche Widerstand (R₁) und der Kondensator (C_L) in Reihe geschaltet sind; der Transkonduktanzverstärker (17) aus einem ersten Bipolartransistor (Q_N1) und aus einem zweiten ohmschen Widerstand (R₂) aufgebaut ist, wobei der erste Bipolartransistor (Q_N1) und der zweite ohmsche Widerstand (R₂) in Reihe geschaltet sind; und ein Knoten, an dem der erste ohmsche Widerstand (R₁) und der Kondensator (C_L) der Tiefpassfilterschaltung (16) miteinander verbunden sind, mit einer Basis des ersten Bipolartransistors (Q_N1) verbunden ist.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 2, bei der: die Tiefpassfilterschaltung (16) mit dem Transkonduktanzverstärker parallelgeschaltet ist; die Tiefpassfilterschaltung (16) aus einem ersten ohmschen Widerstand (R₁) und einem Kondensator (C_L) aufgebaut ist, wobei der erste ohmsche Widerstand und der Kondensator (C_L) in Reihe geschaltet sind; der Transkonduktanzverstärker (17) aus einem MOS-Transistor aufgebaut ist; und ein Knoten, an dem der erste ohmsche Widerstand (R₁) und der Kondensator der Tiefpassfilterschaltung (16) miteinander verbunden sind, mit einem Gate des MOS-Transistors verbunden ist.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 4, bei der der Transkonduktanzverstärker (17) ferner eine erste Diode (D₁) und einen dritten ohmschen Widerstand (R₃) enthält, die miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei die erste Diode (D₁) und der dritte ohmsche Widerstand (R₃) mit dem zweiten ohmschen Widerstand (R₂) parallelgeschaltet sind.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 6, bei der der Transkonduktanzverstärker (17) ferner mehrere Dioden und einen vierten ohmschen Widerstand, die in Reihe geschaltet sind, enthält, wobei die Dioden und der vierte ohmsche Widerstand mit dem zweiten ohmschen Widerstand (R₂) parallelgeschaltet sind.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 4, bei der der Transkonduktanzverstärker (17) ferner einen zweiten Bipolartransistor und einen dritten ohmschen Widerstand enthält, die in Reihe geschaltet sind, wobei der zweite Bipolartransistor und der dritte ohmsche Widerstand mit dem zweiten ohmschen Widerstand parallelgeschaltet sind.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 8, bei der der Transkonduktanzverstärker (17) ferner mehrere Bipolartransistoren und einen vierten ohmschen Widerstand, die in Reihe geschaltet sind, enthält, wobei die Bipolartransistoren und der vierte ohmsche Widerstand mit dem zweiten ohmschen Widerstand parallelgeschaltet sind.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Transimpedanz-Verstärkungsschaltung (13) einen invertierenden Eingangsanschluss, einen nicht invertierenden Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss besitzt, wobei der nicht invertierende Eingangsanschluss geerdet ist, der invertierende Eingangsanschluss und der Ausgangsanschluss miteinander verbunden sind und zwischen ihnen ein ohmscher Widerstand vorgesehen ist.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der: die Niederfrequenzstrom-Umgehungsschaltung (12) eine Tiefpassfilterschaltung (16) mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss sowie einen Transkonduktanzverstärker (17) mit einem invertierenden Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss enthält, wobei der Ausgangsanschluss der Tiefpassfilterschaltung (16) mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers (17) verbunden ist und der Ausgangsanschluss des Transkonduktanzverstärkers (17) mit dem Eingangsanschluss der Tiefpassfilterschaltung (16) verbunden ist, so dass eine Eingangsimpedanz der Tiefpassfilterschaltung (16) in Bezug auf einen Eingang in sie in einem Niederfrequenzband niedrig ist.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 11, bei der: die Tiefpassfilterschaltung (16) eine RC-Tiefpassfilterschaltung ist, die aus einem ohmschen Widerstand (R₁) und aus einem Kondensator (C_L) aufgebaut ist; und der Transkonduktanzverstärker (17) aus wenigstens einem Bipolartransistor und aus einem ohmschen Widerstand aufgebaut ist.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 11, bei der: die Tiefpassfilterschaltung (16) eine RC-Tiefpassfilterschaltung ist, die aus einem ohmschen Widerstand (R₁) und aus einem Kondensator (C_L) aufgebaut ist; und der Transkonduktanzverstärker (17) aus einem MOS-Transistor aufgebaut ist.
Lichtempfangende Verstärkungsvorrichtung nach Anspruch 11, bei der der Transkonduktanzverstärker (17) aus mehreren Dioden oder Transistoren aufgebaut ist.