JPH11103219A - 受光増幅装置 - Google Patents
受光増幅装置Info
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- JPH11103219A JPH11103219A JP9261520A JP26152097A JPH11103219A JP H11103219 A JPH11103219 A JP H11103219A JP 9261520 A JP9261520 A JP 9261520A JP 26152097 A JP26152097 A JP 26152097A JP H11103219 A JPH11103219 A JP H11103219A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/11—Arrangements specific to free-space transmission, i.e. transmission through air or vacuum
- H04B10/114—Indoor or close-range type systems
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
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- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 赤外線通信用受信機において、直流光電流に
対する動作レンジを維持しつつ、受光増幅装置部の低ノ
イズ化を比較的簡単な回路と構成で実現すること。 【解決手段】 本発明の受光増幅装置は、受光素子とそ
の光信号電流を増幅処理する回路を有する受光増幅装置
であり、光信号電流を増幅する回路は低周波電流バイパ
ス回路と反転増幅回路とを含み、受光素子は負荷抵抗と
直列接続され、負荷抵抗によって電圧に変換された光信
号電流は低周波電流バイパス回路に入力され、その出力
電圧はコンデンサを介して反転増幅回路に接続されて成
ることを特徴とするものである。
対する動作レンジを維持しつつ、受光増幅装置部の低ノ
イズ化を比較的簡単な回路と構成で実現すること。 【解決手段】 本発明の受光増幅装置は、受光素子とそ
の光信号電流を増幅処理する回路を有する受光増幅装置
であり、光信号電流を増幅する回路は低周波電流バイパ
ス回路と反転増幅回路とを含み、受光素子は負荷抵抗と
直列接続され、負荷抵抗によって電圧に変換された光信
号電流は低周波電流バイパス回路に入力され、その出力
電圧はコンデンサを介して反転増幅回路に接続されて成
ることを特徴とするものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、赤外線信号受信機
等に使用される受光増幅装置に関し、特に光空間伝送素
子ＩｒＤＡ１．０やＩｒＤＡ１．０１．１に使用される
受光増幅装置に関する。
等に使用される受光増幅装置に関し、特に光空間伝送素
子ＩｒＤＡ１．０やＩｒＤＡ１．０１．１に使用される
受光増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在の赤外線を用いたデータ通信は、家
電製品に使用されている最も一般的なリモコンと、パソ
コン機器周辺に使用され統一規格である光空間伝送素子
ＩｒＤＡ１．０やＩｒＤＡ１．１等とがある。リモコン
については、伝送レートが約１ｋｂｐｓの単方向通信で
あり、伝送距離が長い（１０ｍ以上）という特徴があ
る。一方、光空間伝送素子ＩｒＤＡ１．０、１．１は、
伝送距離は約１ｍと短いが、伝送レートが９．６ｋ〜４
Ｍｂｐｓと多量のデータ伝送が双方向通信で行える特徴
がある。今後は、伝送レート向上のための素子の高速化
及び回路の高精度化、伝送距離を伸ばすための素子の高
感度化や、特性向上及び、動作電源電圧範囲の拡大や製
品パッケージの小型化等の実現が必要となる。このよう
な素子の高速高感度化、高精度化に伴う問題点の解決の
ために新しい技術手法が必要となり、ここでは、赤外線
受信機の受光増幅装置部の直流電流除去方法とＳ／Ｎ比
の向上について述べる。
電製品に使用されている最も一般的なリモコンと、パソ
コン機器周辺に使用され統一規格である光空間伝送素子
ＩｒＤＡ１．０やＩｒＤＡ１．１等とがある。リモコン
については、伝送レートが約１ｋｂｐｓの単方向通信で
あり、伝送距離が長い（１０ｍ以上）という特徴があ
る。一方、光空間伝送素子ＩｒＤＡ１．０、１．１は、
伝送距離は約１ｍと短いが、伝送レートが９．６ｋ〜４
Ｍｂｐｓと多量のデータ伝送が双方向通信で行える特徴
がある。今後は、伝送レート向上のための素子の高速化
及び回路の高精度化、伝送距離を伸ばすための素子の高
感度化や、特性向上及び、動作電源電圧範囲の拡大や製
品パッケージの小型化等の実現が必要となる。このよう
な素子の高速高感度化、高精度化に伴う問題点の解決の
ために新しい技術手法が必要となり、ここでは、赤外線
受信機の受光増幅装置部の直流電流除去方法とＳ／Ｎ比
の向上について述べる。
【０００３】赤外線データ通信が普及し、高速で、長距
離伝送のための高感度化が課題となっている。図７に、
従来例の赤外線データ通信用受信機の受光増幅部の回路
例を示す。これは、米国特許第５，６００，１２８号公
報（登録日：１９９７年２月０４日）に記載の「光学通
信シスムに対する可変入力抵抗を持つ赤外線受信機」の
主要回路図である。
離伝送のための高感度化が課題となっている。図７に、
従来例の赤外線データ通信用受信機の受光増幅部の回路
例を示す。これは、米国特許第５，６００，１２８号公
報（登録日：１９９７年２月０４日）に記載の「光学通
信シスムに対する可変入力抵抗を持つ赤外線受信機」の
主要回路図である。
【０００４】図７において、受光素子１００のカソード
側は電源ＶCCに接続され、アノードとＧＮＤの間に負荷
抵抗ＲAが接続され、その負荷抵抗ＲA（１０２）と並列
に低周波電流バイパス回路１０３が接続されている。低
周波電流バイパス回路はダイオードＤAと抵抗ＲBを直列
に接続した回路と、ダイオードＤBとＤCとを直列に接続
した回路とから成り、低周波電流バイパス回路の出力は
コンデンサ１０４を介して、増幅器１０５へ接続されて
いる。
側は電源ＶCCに接続され、アノードとＧＮＤの間に負荷
抵抗ＲAが接続され、その負荷抵抗ＲA（１０２）と並列
に低周波電流バイパス回路１０３が接続されている。低
周波電流バイパス回路はダイオードＤAと抵抗ＲBを直列
に接続した回路と、ダイオードＤBとＤCとを直列に接続
した回路とから成り、低周波電流バイパス回路の出力は
コンデンサ１０４を介して、増幅器１０５へ接続されて
いる。
【０００５】以下、この回路の動作について、説明す
る。定性的に説明すれば、まず、直流光が存在せず交流
信号のみが存在する場合、入射光信号Ｐ（１０１）は受
光素子１００によって光信号電流に変換され、変換され
た光信号電流Ｉは負荷抵抗ＲAによって電圧に変換さ
れ、Ａ−Ｂ間に検出電圧ＶBが発生する。検出電圧ＶBは
コンデンサ１０４を介して、増幅器１０５に入力され、
増幅処理される。この先行例で、増幅器の入力インピー
ダンスが充分高いと仮定すれば、増幅器の入力信号Ｖｉ
ｎはそのまま、検出電圧ＶBの交流成分となる。
る。定性的に説明すれば、まず、直流光が存在せず交流
信号のみが存在する場合、入射光信号Ｐ（１０１）は受
光素子１００によって光信号電流に変換され、変換され
た光信号電流Ｉは負荷抵抗ＲAによって電圧に変換さ
れ、Ａ−Ｂ間に検出電圧ＶBが発生する。検出電圧ＶBは
コンデンサ１０４を介して、増幅器１０５に入力され、
増幅処理される。この先行例で、増幅器の入力インピー
ダンスが充分高いと仮定すれば、増幅器の入力信号Ｖｉ
ｎはそのまま、検出電圧ＶBの交流成分となる。
【０００６】次に、光電流の直流成分が増加して、検出
電圧ＶBの直流電圧が上昇し、ある電圧値Ｖ１に達する
と、ダイオードＤAが動作し始め、ＲBにも電流が流れ始
める。これにより、この部分の抵抗成分が減少して、検
出電圧ＶBの増加率が小さくなり、信号に対する振幅も
小さくなる。更に、光電流の直流成分が増加し、ある電
圧値Ｖ２に達すると、ダイオードＤBとＤCとが動作し始
め、ほとんどダイオードのオン抵抗のみで決まる抵抗成
分となる。これにより、検出電圧ＶBの増加率はさらに
減少し、ほぼ電圧値Ｖ２で一定となり、信号に対する振
幅も小さくなる。
電圧ＶBの直流電圧が上昇し、ある電圧値Ｖ１に達する
と、ダイオードＤAが動作し始め、ＲBにも電流が流れ始
める。これにより、この部分の抵抗成分が減少して、検
出電圧ＶBの増加率が小さくなり、信号に対する振幅も
小さくなる。更に、光電流の直流成分が増加し、ある電
圧値Ｖ２に達すると、ダイオードＤBとＤCとが動作し始
め、ほとんどダイオードのオン抵抗のみで決まる抵抗成
分となる。これにより、検出電圧ＶBの増加率はさらに
減少し、ほぼ電圧値Ｖ２で一定となり、信号に対する振
幅も小さくなる。
【０００７】以上の様子をグラフに示したものが図８で
ある。図８に示すように、この従来例では、結果的には
負荷となる抵抗を段階的に下げて、直流電流に対する動
作レンジを確保している。また、ＶＴは動作するための
最小電圧である。
ある。図８に示すように、この従来例では、結果的には
負荷となる抵抗を段階的に下げて、直流電流に対する動
作レンジを確保している。また、ＶＴは動作するための
最小電圧である。
【０００８】次に、このそれぞれの状態の変化点の電
流、電圧について、数式で説明する。図８の電圧値Ｖ１
の点は、ダイオードＤAが動作し始める点であり、１個
のダイオードの立ち上がり電圧ＶBEの値であり、約０．
７Ｖである。電圧値Ｖ２の点は、ダイオードＤBとＤCの
両方が動作し始める電圧であり、２個のダイオードの立
ち上がり電圧の和、即ち、（ＶBE＋ＶBE）の値であり、
約１．４Ｖとなる。そして、そのときの電流Ｉ１は、 Ｉ１≒ ０．７Ｖ ／ ＲA ［１０］ また、Ｉ１からＩ２までの間は、ＲAとＲBの両方に電流
が流れるので、Ｉ２は以下の式で表される。 Ｉ２≒Ｉ１＋０．７Ｖ／（ＲA×ＲB／（ＲA＋ＲB）） ［１１］
流、電圧について、数式で説明する。図８の電圧値Ｖ１
の点は、ダイオードＤAが動作し始める点であり、１個
のダイオードの立ち上がり電圧ＶBEの値であり、約０．
７Ｖである。電圧値Ｖ２の点は、ダイオードＤBとＤCの
両方が動作し始める電圧であり、２個のダイオードの立
ち上がり電圧の和、即ち、（ＶBE＋ＶBE）の値であり、
約１．４Ｖとなる。そして、そのときの電流Ｉ１は、 Ｉ１≒ ０．７Ｖ ／ ＲA ［１０］ また、Ｉ１からＩ２までの間は、ＲAとＲBの両方に電流
が流れるので、Ｉ２は以下の式で表される。 Ｉ２≒Ｉ１＋０．７Ｖ／（ＲA×ＲB／（ＲA＋ＲB）） ［１１］
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
の受信機の回路においては、負荷抵抗としてあまり大き
な抵抗値を設定すると、受光素子の内部容量Ｃｐｄとの
積の時定数によって、応答性が悪くなり、信号速度に追
い付かなくなる現象が生ずる。従って、負荷抵抗ＲAを
有る程度小さな抵抗にする必要がある。しかし、負荷抵
抗の値を小さくし過ぎると、負荷抵抗による熱雑音電流
を小さくできないという問題が生じ、負荷抵抗は適切な
値に設定しなければならない。例えば、現在赤外線通信
規格のＩｒＤＡ１．１の例で言えば、光感度と応答速度
を満たすため、およそ、以下の条件が必要となる。 Ｃｐｄ≒２５ ［ｐＦ］ ｆｃ ≒ ６ ［ＭＨｚ］ ｆｃの条件： ３ｄＢ帯域幅 この応答速度を満たすために必要な負荷抵抗ＲAの条件
は、 ＲA＜１／（２πｆｃＣｐｄ）≒１．０６ ［ＫΩ］ ［１２］ 従って、この場合は、負荷抵抗ＲAの値として、１ＫΩ
以上の抵抗値を設定することはできない。一方、長距離
化のための高感度化においては、受光増幅装置の低ノイ
ズ化が必要であり、低ノイズ化のためには、この抵抗Ｒ
Aの値を可能な限り大きく設定する必要がある。その理
由は、受光増幅装置の入力換算雑音のうちの負荷抵抗Ｒ
による熱雑音電流Ｉｎｒが以下の式で表されるからであ
る。 Ｉｎｒ ＝ √（４ＫＴ／Ｒ） ［Ａ／√Ｈｚ］ ［１３］ ここに、Ｋ：ボルツマン定数１．３８Ｅ−２３、 Ｔ：絶対温度［Ｋ］ Ｒ：負荷抵抗値 従って、負荷抵抗値が１ＫΩの場合のＩｎｒは、 Ｉｎｒ ＝ √（４×（１．３８Ｅ−２３）×３００／１０００） ≒ ４．０７ ［ｐＡ／√Ｈｚ］ となり、上述の例では、これ以下の値にノイズに抑える
ことはできない。［式１３］で表現される熱雑音電流Ｉ
ｎｒと負荷抵抗値Ｒとの関係を図９に示す。
の受信機の回路においては、負荷抵抗としてあまり大き
な抵抗値を設定すると、受光素子の内部容量Ｃｐｄとの
積の時定数によって、応答性が悪くなり、信号速度に追
い付かなくなる現象が生ずる。従って、負荷抵抗ＲAを
有る程度小さな抵抗にする必要がある。しかし、負荷抵
抗の値を小さくし過ぎると、負荷抵抗による熱雑音電流
を小さくできないという問題が生じ、負荷抵抗は適切な
値に設定しなければならない。例えば、現在赤外線通信
規格のＩｒＤＡ１．１の例で言えば、光感度と応答速度
を満たすため、およそ、以下の条件が必要となる。 Ｃｐｄ≒２５ ［ｐＦ］ ｆｃ ≒ ６ ［ＭＨｚ］ ｆｃの条件： ３ｄＢ帯域幅 この応答速度を満たすために必要な負荷抵抗ＲAの条件
は、 ＲA＜１／（２πｆｃＣｐｄ）≒１．０６ ［ＫΩ］ ［１２］ 従って、この場合は、負荷抵抗ＲAの値として、１ＫΩ
以上の抵抗値を設定することはできない。一方、長距離
化のための高感度化においては、受光増幅装置の低ノイ
ズ化が必要であり、低ノイズ化のためには、この抵抗Ｒ
Aの値を可能な限り大きく設定する必要がある。その理
由は、受光増幅装置の入力換算雑音のうちの負荷抵抗Ｒ
による熱雑音電流Ｉｎｒが以下の式で表されるからであ
る。 Ｉｎｒ ＝ √（４ＫＴ／Ｒ） ［Ａ／√Ｈｚ］ ［１３］ ここに、Ｋ：ボルツマン定数１．３８Ｅ−２３、 Ｔ：絶対温度［Ｋ］ Ｒ：負荷抵抗値 従って、負荷抵抗値が１ＫΩの場合のＩｎｒは、 Ｉｎｒ ＝ √（４×（１．３８Ｅ−２３）×３００／１０００） ≒ ４．０７ ［ｐＡ／√Ｈｚ］ となり、上述の例では、これ以下の値にノイズに抑える
ことはできない。［式１３］で表現される熱雑音電流Ｉ
ｎｒと負荷抵抗値Ｒとの関係を図９に示す。
【００１０】しかし現在では、１〜２ｐＡ／√Ｈｚの雑
音レベルが要求されており、回路の改善が必要となって
いる。この問題を解決するために、一般的に、アンプ側
の入力インピーダンスを下げてトランスインピーダンス
アンプとし、受光素子の負荷抵抗ＲAを大きな値に設定
する手法がある。しかしながら、負荷抵抗を大きくする
と直流光電流に対する動作レンジが小さくなってしまう
という問題があり、この直流光電流の動作レンジを確保
することが赤外線受信機の最も大きな課題となってい
る。
音レベルが要求されており、回路の改善が必要となって
いる。この問題を解決するために、一般的に、アンプ側
の入力インピーダンスを下げてトランスインピーダンス
アンプとし、受光素子の負荷抵抗ＲAを大きな値に設定
する手法がある。しかしながら、負荷抵抗を大きくする
と直流光電流に対する動作レンジが小さくなってしまう
という問題があり、この直流光電流の動作レンジを確保
することが赤外線受信機の最も大きな課題となってい
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
受光増幅装置は、受光素子とその光信号電流を増幅処理
する回路を有する受光増幅装置であり、光信号電流を増
幅する回路は低周波電流バイパス回路と反転増幅回路と
を含み、受光素子は負荷抵抗と直列接続され、負荷抵抗
によって電圧に変換された光信号電流は低周波電流バイ
パス回路に入力され、その出力電圧はコンデンサを介し
て反転増幅回路に接続されて成ることを特徴とするもの
である。
受光増幅装置は、受光素子とその光信号電流を増幅処理
する回路を有する受光増幅装置であり、光信号電流を増
幅する回路は低周波電流バイパス回路と反転増幅回路と
を含み、受光素子は負荷抵抗と直列接続され、負荷抵抗
によって電圧に変換された光信号電流は低周波電流バイ
パス回路に入力され、その出力電圧はコンデンサを介し
て反転増幅回路に接続されて成ることを特徴とするもの
である。
【００１２】また、本発明の請求項２記載の受光増幅装
置は、前記低周波電流バイパス回路はローパスフィルタ
回路とトランスコンダクタンスアンプとを含み、前記低
周波電流バイパス回路は該ローパスフィルタ回路の出力
を該トランスコンダクタンスアンプの反転入力と接続
し、該トランスコンダクタンスアンプの出力と該ローパ
スフィルタの入力とを接続して成り、該ローパスフィル
タの入力インピーダンスが低周波帯域で低インピーダン
スとなるようにした構成したことを特徴とするものであ
る。
置は、前記低周波電流バイパス回路はローパスフィルタ
回路とトランスコンダクタンスアンプとを含み、前記低
周波電流バイパス回路は該ローパスフィルタ回路の出力
を該トランスコンダクタンスアンプの反転入力と接続
し、該トランスコンダクタンスアンプの出力と該ローパ
スフィルタの入力とを接続して成り、該ローパスフィル
タの入力インピーダンスが低周波帯域で低インピーダン
スとなるようにした構成したことを特徴とするものであ
る。
【００１３】また、本発明の請求項３記載の受光増幅装
置は、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで
構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記ト
ランスコンダクタンスアンプは１個以上のバイポーラト
ランジスタと抵抗とから成ることを特徴とするものであ
る。
置は、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで
構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記ト
ランスコンダクタンスアンプは１個以上のバイポーラト
ランジスタと抵抗とから成ることを特徴とするものであ
る。
【００１４】また、本発明の請求項４記載の受光増幅装
置は、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで
構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記ト
ランスコンダクタンスアンプはＭＯＳトランジスタから
成ることを特徴とするものである。
置は、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで
構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記ト
ランスコンダクタンスアンプはＭＯＳトランジスタから
成ることを特徴とするものである。
【００１５】さらに、本発明の請求項５記載の受光増幅
装置は、前記トランスコンダクタンスアンプはダイオー
ドもしくはトランジスタを複数個組合せて成ることを特
徴とするものである。
装置は、前記トランスコンダクタンスアンプはダイオー
ドもしくはトランジスタを複数個組合せて成ることを特
徴とするものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１〜図７は本発明の一実施の形
態に関する図であり、図面に従って説明する。図１は、
本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の等価回路
であり、本発明の請求項１、２、３及び４に係わる図面
である。
態に関する図であり、図面に従って説明する。図１は、
本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の等価回路
であり、本発明の請求項１、２、３及び４に係わる図面
である。
【００１７】図１において、受光素子１０のカソード側
は電源ＶCCに接続され、アノードとＧＮＤの間に負荷抵
抗ＲL（１１）が接続され、抵抗ＲLと並列に低周波電流
バイパス回路１２が接続され、さらに、その接続点か
ら、反転増幅回路（トランスインピーダンス増幅回路）
１３へコンデンサＣ2（１４）を介して接続されてい
る。
は電源ＶCCに接続され、アノードとＧＮＤの間に負荷抵
抗ＲL（１１）が接続され、抵抗ＲLと並列に低周波電流
バイパス回路１２が接続され、さらに、その接続点か
ら、反転増幅回路（トランスインピーダンス増幅回路）
１３へコンデンサＣ2（１４）を介して接続されてい
る。
【００１８】以下、この回路動作について説明する。定
性的に説明すれば、まず、直流光が存在せず光交流信号
のみが存在する場合、入射光信号Ｐ（１５）を受光素子
１０によって変換された光信号電流ＩPDは、負荷抵抗Ｒ
Lによって検出電圧ＶAに変換される。検出電圧ＶAはコ
ンデンサＣ2（１４）へ伝えられ、反転増幅回路１３の
光電流ＩC2として入力される。反転増幅回路１３は、入
力インピーダンスが、負荷抵抗ＲLやコンデンサＣ2によ
るインピーダンスに比べて充分低い値を持つ。従って、
光電流ＩC2の交流信号成分は、反転増幅回路１３へ流れ
込み、等価トランスインピーダンスＲｆ（１８）によっ
て、出力に電圧を発生させる。ここで、Ｃ2によるイン
ピーダンス値は、簡単のために、扱う周波数成分におい
て負荷抵抗ＲLによるインピーダンスと比べて充分低い
ものとする。
性的に説明すれば、まず、直流光が存在せず光交流信号
のみが存在する場合、入射光信号Ｐ（１５）を受光素子
１０によって変換された光信号電流ＩPDは、負荷抵抗Ｒ
Lによって検出電圧ＶAに変換される。検出電圧ＶAはコ
ンデンサＣ2（１４）へ伝えられ、反転増幅回路１３の
光電流ＩC2として入力される。反転増幅回路１３は、入
力インピーダンスが、負荷抵抗ＲLやコンデンサＣ2によ
るインピーダンスに比べて充分低い値を持つ。従って、
光電流ＩC2の交流信号成分は、反転増幅回路１３へ流れ
込み、等価トランスインピーダンスＲｆ（１８）によっ
て、出力に電圧を発生させる。ここで、Ｃ2によるイン
ピーダンス値は、簡単のために、扱う周波数成分におい
て負荷抵抗ＲLによるインピーダンスと比べて充分低い
ものとする。
【００１９】本発明は原理的には、検出電圧ＶAにコン
デンサＣ2を介して、反転増幅回路を接続することによ
り、負荷抵抗ＲLの値を大きくすることが可能となり、
負荷抵抗ＲLの大きさによる熱雑音電流を低減すること
ができる。しかしながら、単に負荷抵抗ＲLを大きくし
ただけでは、光信号電流ＩPDの直流成分に対する動作レ
ンジが減少してしまう問題が生じるが、本発明では、低
周波電流バイパス回路を入力段に設けることにより、こ
の問題を解決した。低周波電流バイパス回路１２はロー
パスフィルタ回路１７とトランスコンダクタンスアンプ
１７とから成る。光信号電流ＩPDの直流成分に対する低
周波電流バイパス回路１２の動作原理を図２を用いて説
明する。
デンサＣ2を介して、反転増幅回路を接続することによ
り、負荷抵抗ＲLの値を大きくすることが可能となり、
負荷抵抗ＲLの大きさによる熱雑音電流を低減すること
ができる。しかしながら、単に負荷抵抗ＲLを大きくし
ただけでは、光信号電流ＩPDの直流成分に対する動作レ
ンジが減少してしまう問題が生じるが、本発明では、低
周波電流バイパス回路を入力段に設けることにより、こ
の問題を解決した。低周波電流バイパス回路１２はロー
パスフィルタ回路１７とトランスコンダクタンスアンプ
１７とから成る。光信号電流ＩPDの直流成分に対する低
周波電流バイパス回路１２の動作原理を図２を用いて説
明する。
【００２０】反転増幅回路１３の出力電圧をＶBとする
と、 ＶB＝−Ｒｆ×ＩC2 となる。従って、ＶA点からコンデンサＣ2（１４）を介
して流れ込む電流ＩC2に比例し、−Ｒｆ倍された電圧が
ＶBに現れる。それと同時に、ＶA点に発生する雑音電流
も同様に−Ｒｆ倍されて出力される。それ故、ＶA点の
雑音電流の大きさによって、系全体の雑音が決まる。負
荷抵抗ＲL（１１）の値とその抵抗値による熱雑音電流
Ｉｎｒとの関係は［式１３］によって決まるので、結
局、図９に示されるように、熱雑音電流Ｉｎｒは負荷抵
抗ＲLの平方根に反比例し、負荷抵抗ＲLの値が大きい
程、熱雑音電流Ｉｎｒを小さくすることができる。具体
的には、従来例では負荷抵抗ＲAの値が１ＫΩの場合、
熱雑音電流Ｉｎｒは約４ｐＡ／√Ｈｚであり、一方本発
明の場合、負荷抵抗ＲLの値を１００ＫΩとすることが
できるので、熱雑音電流Ｉｎｒは約０．４ｐＡ／√Ｈｚ
となり、熱雑音電流を従来例の十分の一以下とすること
ができる。
と、 ＶB＝−Ｒｆ×ＩC2 となる。従って、ＶA点からコンデンサＣ2（１４）を介
して流れ込む電流ＩC2に比例し、−Ｒｆ倍された電圧が
ＶBに現れる。それと同時に、ＶA点に発生する雑音電流
も同様に−Ｒｆ倍されて出力される。それ故、ＶA点の
雑音電流の大きさによって、系全体の雑音が決まる。負
荷抵抗ＲL（１１）の値とその抵抗値による熱雑音電流
Ｉｎｒとの関係は［式１３］によって決まるので、結
局、図９に示されるように、熱雑音電流Ｉｎｒは負荷抵
抗ＲLの平方根に反比例し、負荷抵抗ＲLの値が大きい
程、熱雑音電流Ｉｎｒを小さくすることができる。具体
的には、従来例では負荷抵抗ＲAの値が１ＫΩの場合、
熱雑音電流Ｉｎｒは約４ｐＡ／√Ｈｚであり、一方本発
明の場合、負荷抵抗ＲLの値を１００ＫΩとすることが
できるので、熱雑音電流Ｉｎｒは約０．４ｐＡ／√Ｈｚ
となり、熱雑音電流を従来例の十分の一以下とすること
ができる。
【００２１】図１で説明した低周波電流バイパス回路１
２の原理を図２に示すブロック図と、数式とを用いて説
明する。図２において、ローパスフィルタ回路１６の出
力をトランスコンダクタンスアンプ１７の反転入力と接
続し、さらにトランスコンダクタンスアンプ１７の出力
とローパスフィルタ回路１６の入力とを接続して、ロー
パスフィルタ回路の入力から見たインピーダンスＺｉｎ
が低周波帯域で低インピーダンスとなるようにに構成す
る。以下、この入力インピーダンスＺｉｎの周波数特性
を数式で表すと、図２より、次の２つの式を得る。 Ｖｘ ＝Ｖｉｎ×Ｇ／（１＋ｓτ） ［１］ Ｉｉｎ＝Ｖｉｎ×ｇｍ ［２］ ここに、Ｇ ：ローパスフィルタ回路の増幅度 ｓ ：ラプラス演算子（ｓ＝ｊω、ω：周波数） τ ：一次ローパスフィルタ回路の時定数 Ｖ１：トランスコンダクタンスアンプ回路の入力電圧 ｇｍ：トランスコンダクタンスアンプ回路のコンダクタ
ンス ［式１］、［式２］より、入力インピーダンスＺｉｎ
は、 Ｚｉｎ＝Ｖｉｎ／Ｉｉｎ＝（１＋ｓτ）／（Ｇ×ｇｍ） ［３］ Ｇ＝１とすると、 Ｚｉｎ＝（１＋ｓτ）／ｇｍ ［４］ ［式４］より、この低周波電流バイパス回路１２は、低
周波帯域領域で、コンダクタンスｇｍの逆数の入力イン
ピーダンスに近づき、直流に対して、ｇｍの逆数の入力
インピーダンスを持つ。また逆に、周波数ωが高くなる
につれて、ほぼ周波数に比例して、入力インピーダンス
Ｚｉｎが大きくなり、高入力インピーダンスになる。
２の原理を図２に示すブロック図と、数式とを用いて説
明する。図２において、ローパスフィルタ回路１６の出
力をトランスコンダクタンスアンプ１７の反転入力と接
続し、さらにトランスコンダクタンスアンプ１７の出力
とローパスフィルタ回路１６の入力とを接続して、ロー
パスフィルタ回路の入力から見たインピーダンスＺｉｎ
が低周波帯域で低インピーダンスとなるようにに構成す
る。以下、この入力インピーダンスＺｉｎの周波数特性
を数式で表すと、図２より、次の２つの式を得る。 Ｖｘ ＝Ｖｉｎ×Ｇ／（１＋ｓτ） ［１］ Ｉｉｎ＝Ｖｉｎ×ｇｍ ［２］ ここに、Ｇ ：ローパスフィルタ回路の増幅度 ｓ ：ラプラス演算子（ｓ＝ｊω、ω：周波数） τ ：一次ローパスフィルタ回路の時定数 Ｖ１：トランスコンダクタンスアンプ回路の入力電圧 ｇｍ：トランスコンダクタンスアンプ回路のコンダクタ
ンス ［式１］、［式２］より、入力インピーダンスＺｉｎ
は、 Ｚｉｎ＝Ｖｉｎ／Ｉｉｎ＝（１＋ｓτ）／（Ｇ×ｇｍ） ［３］ Ｇ＝１とすると、 Ｚｉｎ＝（１＋ｓτ）／ｇｍ ［４］ ［式４］より、この低周波電流バイパス回路１２は、低
周波帯域領域で、コンダクタンスｇｍの逆数の入力イン
ピーダンスに近づき、直流に対して、ｇｍの逆数の入力
インピーダンスを持つ。また逆に、周波数ωが高くなる
につれて、ほぼ周波数に比例して、入力インピーダンス
Ｚｉｎが大きくなり、高入力インピーダンスになる。
【００２２】図３は、本発明の一実施の形態よりなる受
光増幅装置の低周波電流バイパス回路の具体的な回路例
であり、図３（ａ）は図１で説明したものであり、図３
（ｂ）はトランジスタＱN1の替わりに、ＭＯＳトランジ
スタＭN1を用いたものである。
光増幅装置の低周波電流バイパス回路の具体的な回路例
であり、図３（ａ）は図１で説明したものであり、図３
（ｂ）はトランジスタＱN1の替わりに、ＭＯＳトランジ
スタＭN1を用いたものである。
【００２３】図３（ａ）において、図２で説明したロー
パスフィルタ回路１６は、分割抵抗Ｒ1（２０）とコン
デンサＣ1（２１）の直列回路であるため、［式４］で
説明した一次ローパスフィルタ回路１６の時定数τはＲ
1×Ｃ1となる。また、トランスコンダクタンスアンプ１
７はＮＰＮトランジスタＱN1（２２）と分割抵抗Ｒ
2（２３）とで構成されており、コンダクタンスｇｍ≒
１／Ｒ2となる。従って、［式４］の入力インピーダン
スＺｉｎは、 Ｚｉｎ＝（１＋ｓＲ1Ｃ1）× Ｒ2 ［５］ となる。直流で、Ｒ2の入力インピーダンスＺｉｎを持
ち、周波数が高くなるにつれて、Ｒ1Ｃ1の係数でインピ
ーダンスが上昇し、電流がほとんど流れ込まなくなる。
パスフィルタ回路１６は、分割抵抗Ｒ1（２０）とコン
デンサＣ1（２１）の直列回路であるため、［式４］で
説明した一次ローパスフィルタ回路１６の時定数τはＲ
1×Ｃ1となる。また、トランスコンダクタンスアンプ１
７はＮＰＮトランジスタＱN1（２２）と分割抵抗Ｒ
2（２３）とで構成されており、コンダクタンスｇｍ≒
１／Ｒ2となる。従って、［式４］の入力インピーダン
スＺｉｎは、 Ｚｉｎ＝（１＋ｓＲ1Ｃ1）× Ｒ2 ［５］ となる。直流で、Ｒ2の入力インピーダンスＺｉｎを持
ち、周波数が高くなるにつれて、Ｒ1Ｃ1の係数でインピ
ーダンスが上昇し、電流がほとんど流れ込まなくなる。
【００２４】次に、光信号電流ＩPDの直流成分が増加し
て検出電圧ＶAの直流電圧が上昇し、ある電圧値Ｖ１に
達すると、トランジスタＱN1（２２）が動作し始め、分
割抵抗Ｒ1（２０）、Ｒ2（２３）にも電流が流れ始め
る。これにより、この部分の抵抗成分が減少して、検出
電圧ＶAの変化が小さくなる。本発明の低周波電流バイ
パス回路では、従来例と異なり、分割抵抗Ｒ1とコンデ
ンサＣ1とによって、ローパスフィルタ回路が形成され
ていることである。低周波帯域の電流においては、トラ
ンジスタＱN1が動作する。
て検出電圧ＶAの直流電圧が上昇し、ある電圧値Ｖ１に
達すると、トランジスタＱN1（２２）が動作し始め、分
割抵抗Ｒ1（２０）、Ｒ2（２３）にも電流が流れ始め
る。これにより、この部分の抵抗成分が減少して、検出
電圧ＶAの変化が小さくなる。本発明の低周波電流バイ
パス回路では、従来例と異なり、分割抵抗Ｒ1とコンデ
ンサＣ1とによって、ローパスフィルタ回路が形成され
ていることである。低周波帯域の電流においては、トラ
ンジスタＱN1が動作する。
【００２５】次に、高い周波数、すなわち受信すべき高
周波（例えば、数百ｋＨｚ以上の周波数）の光信号電流
ＩPDにおいては、Ｒ1とＣ1によって形成されたローパス
フィルタ回路１６の作用により、トランジスタＱN1のベ
ース端子への入力信号の振幅が減衰し、トランジスタＱ
N1が動作しなくなる。従って、高周波信号に対しては、
この回路が無い場合と等価な動作となる。
周波（例えば、数百ｋＨｚ以上の周波数）の光信号電流
ＩPDにおいては、Ｒ1とＣ1によって形成されたローパス
フィルタ回路１６の作用により、トランジスタＱN1のベ
ース端子への入力信号の振幅が減衰し、トランジスタＱ
N1が動作しなくなる。従って、高周波信号に対しては、
この回路が無い場合と等価な動作となる。
【００２６】図３（ｂ）において、トランスコンダクタ
ンスアンプ１７はＭＯＳトランジスタ２４で構成されて
おり、コンダクタンスｇｍはＭＯＳトランジスタＭN1の
コンダクタンスｇｍｍｎ１となる。従って、［式４］の
入力インピーダンスＺｉｎは、 Ｚｉｎ＝（１＋ｓＲ1Ｃ1）／ｇｍｍｎ１ ［６］ となる。回路動作は図３（ａ）の場合と同様である。
ンスアンプ１７はＭＯＳトランジスタ２４で構成されて
おり、コンダクタンスｇｍはＭＯＳトランジスタＭN1の
コンダクタンスｇｍｍｎ１となる。従って、［式４］の
入力インピーダンスＺｉｎは、 Ｚｉｎ＝（１＋ｓＲ1Ｃ1）／ｇｍｍｎ１ ［６］ となる。回路動作は図３（ａ）の場合と同様である。
【００２７】図４は、本発明の一実施の形態よりなる受
光増幅装置の低周波電流バイパス回路の他の具体的な回
路例であり、図３（ａ）で説明したトランスコンダクタ
ンスアンプ１７の分割抵抗Ｒ2（２３）にクランプ用ダ
イオードと抵抗Ｒ3との直列回路を並列接続したもので
ある。この結果、低周波電流バイパス回路１２のトラン
スコンダクタンスアンプのコンダクタンスを直流電圧に
応じて、段階的に変化させるようにしたものであり、ダ
イオードＤ1（２４）は必要に応じて１個〜複数個組合
されて用いられる。ダイオードＤ1の直列接続の個数に
応じて、クランプ電圧は決定される。さらに、必要に応
じて１個〜複数個のダイオードを直列並列接続してもよ
いことは当然である。
光増幅装置の低周波電流バイパス回路の他の具体的な回
路例であり、図３（ａ）で説明したトランスコンダクタ
ンスアンプ１７の分割抵抗Ｒ2（２３）にクランプ用ダ
イオードと抵抗Ｒ3との直列回路を並列接続したもので
ある。この結果、低周波電流バイパス回路１２のトラン
スコンダクタンスアンプのコンダクタンスを直流電圧に
応じて、段階的に変化させるようにしたものであり、ダ
イオードＤ1（２４）は必要に応じて１個〜複数個組合
されて用いられる。ダイオードＤ1の直列接続の個数に
応じて、クランプ電圧は決定される。さらに、必要に応
じて１個〜複数個のダイオードを直列並列接続してもよ
いことは当然である。
【００２８】図４において、抵抗Ｒ3（２５）に直流電
流が流れると、検出電圧ＶAが上昇し、ダイオードＤ1が
オンすると、抵抗Ｒ3に電流が流れはじめ、低周波電流
バイパス回路１２のトランスコンダクタンスアンプの交
流的なコンダクタンスｇｍは、Ｒ2とＲ3との並列抵抗で
決まる値のため、コンダクタンスｇｍは、 ｇｍ＝Ｒ2×Ｒ3／（Ｒ2＋Ｒ3） ［７］ となる。
流が流れると、検出電圧ＶAが上昇し、ダイオードＤ1が
オンすると、抵抗Ｒ3に電流が流れはじめ、低周波電流
バイパス回路１２のトランスコンダクタンスアンプの交
流的なコンダクタンスｇｍは、Ｒ2とＲ3との並列抵抗で
決まる値のため、コンダクタンスｇｍは、 ｇｍ＝Ｒ2×Ｒ3／（Ｒ2＋Ｒ3） ［７］ となる。
【００２９】図５は、本発明の一実施の形態よりなる受
光増幅装置の低周波電流バイパス回路の他の具体的な回
路例であり、図４で説明したクランプ用ダイオード２４
と抵抗Ｒ3（２５）との直列回路を、ＮＰＮトランジス
タＱN2（２６）と抵抗Ｒ3（２５）との直列回路、にし
たものである。ＮＰＮトランジスタＱN2（２６）は、そ
のコレクタをトランジスタＱN1（２２）のコレクタと接
続している。この構成により、トランジスタＱN1のベー
ス電流誤差を低減することができる。
光増幅装置の低周波電流バイパス回路の他の具体的な回
路例であり、図４で説明したクランプ用ダイオード２４
と抵抗Ｒ3（２５）との直列回路を、ＮＰＮトランジス
タＱN2（２６）と抵抗Ｒ3（２５）との直列回路、にし
たものである。ＮＰＮトランジスタＱN2（２６）は、そ
のコレクタをトランジスタＱN1（２２）のコレクタと接
続している。この構成により、トランジスタＱN1のベー
ス電流誤差を低減することができる。
【００３０】図６は、図４の低周波電流バイパス回路の
直流動作を説明するグラフである。従来例の図８では、
Ｉ２以上の高電流域において、飽和していた検出電圧Ｖ
0の変化を、直流光電流の増加に応じてゆるやかに増加
する動作となっている。
直流動作を説明するグラフである。従来例の図８では、
Ｉ２以上の高電流域において、飽和していた検出電圧Ｖ
0の変化を、直流光電流の増加に応じてゆるやかに増加
する動作となっている。
【００３１】次に、このそれぞれの状態の変化点の電
流、電圧について、数式で説明する。図６の電圧値Ｖ１
の点は、図４のＮＰＮトランジスタＱN1（２２）が動作
し始める電圧ＶBEの値であり、約０．７Ｖである。この
時、直流光電流はＩ1である。
流、電圧について、数式で説明する。図６の電圧値Ｖ１
の点は、図４のＮＰＮトランジスタＱN1（２２）が動作
し始める電圧ＶBEの値であり、約０．７Ｖである。この
時、直流光電流はＩ1である。
【００３２】次に、電圧値Ｖ２の点は、ダイオードＤ1
（２４）が動作し始める電圧であり、ＮＰＮトランジス
タＱN1の立ち上がり電圧とダイオードＤ1（２４）の立
ち上がり電圧との和となる。数式で説明すると、電流Ｉ
１は、 Ｉ１≒ ０．７Ｖ ／ ＲL ［８］ また、Ｉ１からＩ２までの間は、ＲLとＲ1の両方に電流
が流れるので、Ｉ２は、 Ｉ２≒Ｉ１＋０．７Ｖ／（ＲL×Ｒ1／（ＲL＋Ｒ1）） ［９］ このように、本発明の低周波電流バイパス回路１２のト
ランスコンダクタンスアンプの部分を本発明の実施例の
ように構成することで、従来例と同様な直流光電流に対
する動作レンジを確保し得ると共に、Ｉ２以上の高電流
域においても、検出電圧ＶAの変化は飽和することな
く、直流光電流の増加に応じてゆるやかに増加する動作
となっている。
（２４）が動作し始める電圧であり、ＮＰＮトランジス
タＱN1の立ち上がり電圧とダイオードＤ1（２４）の立
ち上がり電圧との和となる。数式で説明すると、電流Ｉ
１は、 Ｉ１≒ ０．７Ｖ ／ ＲL ［８］ また、Ｉ１からＩ２までの間は、ＲLとＲ1の両方に電流
が流れるので、Ｉ２は、 Ｉ２≒Ｉ１＋０．７Ｖ／（ＲL×Ｒ1／（ＲL＋Ｒ1）） ［９］ このように、本発明の低周波電流バイパス回路１２のト
ランスコンダクタンスアンプの部分を本発明の実施例の
ように構成することで、従来例と同様な直流光電流に対
する動作レンジを確保し得ると共に、Ｉ２以上の高電流
域においても、検出電圧ＶAの変化は飽和することな
く、直流光電流の増加に応じてゆるやかに増加する動作
となっている。
【００３３】例えは、図３（ａ）または図３（ｂ）に示
した本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の回路
構成をとることにより、受光素子の負荷抵抗ＲLを従来
例の回路よりもかなり大きく設定することができる。例
えば、１００ＫΩ程度の値に設定したとしても、回路は
応答速度を維持しつつ動作することができる。抵抗値１
００ＫΩの場合の負荷抵抗による熱雑音Ｉｎｒを［式１
３］により計算すると、 Ｉｎｒ＝√（４×（１．３８Ｅ−２３）×３００／１０００００） ≒０．４０７［ｐＡ／√Ｈｚ］ となり、従来例と比較して、低ノイズ化が可能となる。
した本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の回路
構成をとることにより、受光素子の負荷抵抗ＲLを従来
例の回路よりもかなり大きく設定することができる。例
えば、１００ＫΩ程度の値に設定したとしても、回路は
応答速度を維持しつつ動作することができる。抵抗値１
００ＫΩの場合の負荷抵抗による熱雑音Ｉｎｒを［式１
３］により計算すると、 Ｉｎｒ＝√（４×（１．３８Ｅ−２３）×３００／１０００００） ≒０．４０７［ｐＡ／√Ｈｚ］ となり、従来例と比較して、低ノイズ化が可能となる。
【００３４】
【発明の効果】以上のように、本発明の請求項１記載の
受光増幅装置は、受光増幅装置は、受光素子とその光信
号電流を増幅処理する回路を有する受光増幅装置であ
り、光信号電流を増幅する回路は低周波電流バイパス回
路と反転増幅回路とを含み、受光素子は負荷抵抗と直列
接続され、負荷抵抗によって電圧に変換された光信号電
流は低周波電流バイパス回路に入力され、その出力電圧
はコンデンサを介して反転増幅回路に接続されて成るこ
とを特徴とするものである。従って、請求項１記載の受
光増幅装置によれば、大きな負荷抵抗ＲLを用いること
ができ、その結果熱雑音電流を低減でき、受光増幅装置
部の低ノイズ化を実現できると共に、光信号電流ＩPDの
直流成分に対する動作レンジを拡大することができる。
受光増幅装置は、受光増幅装置は、受光素子とその光信
号電流を増幅処理する回路を有する受光増幅装置であ
り、光信号電流を増幅する回路は低周波電流バイパス回
路と反転増幅回路とを含み、受光素子は負荷抵抗と直列
接続され、負荷抵抗によって電圧に変換された光信号電
流は低周波電流バイパス回路に入力され、その出力電圧
はコンデンサを介して反転増幅回路に接続されて成るこ
とを特徴とするものである。従って、請求項１記載の受
光増幅装置によれば、大きな負荷抵抗ＲLを用いること
ができ、その結果熱雑音電流を低減でき、受光増幅装置
部の低ノイズ化を実現できると共に、光信号電流ＩPDの
直流成分に対する動作レンジを拡大することができる。
【００３５】また、本発明の請求項２記載の受光増幅装
置は、前記低周波電流バイパス回路はローパスフィルタ
回路とトランスコンダクタンスアンプとを含み、前記低
周波電流バイパス回路は該ローパスフィルタ回路の出力
を該トランスコンダクタンスアンプの反転入力と接続
し、該トランスコンダクタンスアンプの出力と該ローパ
スフィルタの入力とを接続して成り、該ローパスフィル
タの入力インピーダンスが低周波帯域で低インピーダン
スとなるようにした構成したことを特徴とするものであ
る。従って、請求項２記載の受光増幅装置によれば、低
周波電流バイパス回路を簡単な回路構成としながら、十
分な光信号電流ＩPDの直流成分に対する十分なる動作レ
ンジを得ることができる。
置は、前記低周波電流バイパス回路はローパスフィルタ
回路とトランスコンダクタンスアンプとを含み、前記低
周波電流バイパス回路は該ローパスフィルタ回路の出力
を該トランスコンダクタンスアンプの反転入力と接続
し、該トランスコンダクタンスアンプの出力と該ローパ
スフィルタの入力とを接続して成り、該ローパスフィル
タの入力インピーダンスが低周波帯域で低インピーダン
スとなるようにした構成したことを特徴とするものであ
る。従って、請求項２記載の受光増幅装置によれば、低
周波電流バイパス回路を簡単な回路構成としながら、十
分な光信号電流ＩPDの直流成分に対する十分なる動作レ
ンジを得ることができる。
【００３６】また、本発明の請求項３記載の受光増幅装
置は、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで
構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記ト
ランスコンダクタンスアンプは１個以上のバイポーラト
ランジスタと抵抗とから成ることを特徴とするものであ
る。従って、請求項３記載の受光増幅装置によれば、低
周波電流バイパス回路を簡単な回路構成としながら、十
分な光信号電流ＩPDの直流成分に対する十分なる動作レ
ンジを得ることができる。
置は、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで
構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記ト
ランスコンダクタンスアンプは１個以上のバイポーラト
ランジスタと抵抗とから成ることを特徴とするものであ
る。従って、請求項３記載の受光増幅装置によれば、低
周波電流バイパス回路を簡単な回路構成としながら、十
分な光信号電流ＩPDの直流成分に対する十分なる動作レ
ンジを得ることができる。
【００３７】また、本発明の請求項４記載の受光増幅装
置によれば、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデ
ンサで構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、
前記トランスコンダクタンスアンプはＭＯＳトランジス
タから成ることを特徴とするものである。従って、請求
項４記載の受光増幅装置によれば、低周波電流バイパス
回路をＭＯＳトランジスタの簡単な回路構成としなが
ら、十分な光信号電流ＩPDの直流成分に対する十分な動
作レンジを得ることができる。
置によれば、前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデ
ンサで構成されたＲＣローパスフィルタ回路から成り、
前記トランスコンダクタンスアンプはＭＯＳトランジス
タから成ることを特徴とするものである。従って、請求
項４記載の受光増幅装置によれば、低周波電流バイパス
回路をＭＯＳトランジスタの簡単な回路構成としなが
ら、十分な光信号電流ＩPDの直流成分に対する十分な動
作レンジを得ることができる。
【００３８】さらに、本発明の請求項５記載の受光増幅
装置によれば、前記トランスコンダクタンスアンプはダ
イオードもしくはトランジスタを複数個組合せて成るこ
とを特徴とするものである。従って、請求項５記載の受
光増幅装置によれば、低周波電流バイパス回路を簡単な
回路構成としながら、トランスコンダクタンスアンプ自
身の動作レンジを拡大することができ、低周波電流バイ
パス回路の動作レンジを拡大することができる。
装置によれば、前記トランスコンダクタンスアンプはダ
イオードもしくはトランジスタを複数個組合せて成るこ
とを特徴とするものである。従って、請求項５記載の受
光増幅装置によれば、低周波電流バイパス回路を簡単な
回路構成としながら、トランスコンダクタンスアンプ自
身の動作レンジを拡大することができ、低周波電流バイ
パス回路の動作レンジを拡大することができる。
【００３９】また、本発明によれば、受光増幅装置を比
較的簡単な回路と構成で実現でき、回路構成の簡単さゆ
えに、ほとんどコストアップも素子サイズのアップも伴
わずに実現することができる。
較的簡単な回路と構成で実現でき、回路構成の簡単さゆ
えに、ほとんどコストアップも素子サイズのアップも伴
わずに実現することができる。
【図１】本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の
等価回路である。
等価回路である。
【図２】本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の
低周波電流バイパス回路の原理を示すブロック図であ
る。
低周波電流バイパス回路の原理を示すブロック図であ
る。
【図３】本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の
低周波電流バイパス回路の具体的な回路例であり、
（ａ）はローパスフィルタ回路を分割抵抗Ｒ1とコンデ
ンサＣ1の直列回路で構成し、トランスコンダクタンス
アンプをＮＰＮトランジスタＱN1と分割抵抗Ｒ2とで構
成した例であり、（ｂ）は（ａ）のトランジスタＱN1の
替わりに、ＭＯＳトランジスタＭN1を用て構成した例で
ある。
低周波電流バイパス回路の具体的な回路例であり、
（ａ）はローパスフィルタ回路を分割抵抗Ｒ1とコンデ
ンサＣ1の直列回路で構成し、トランスコンダクタンス
アンプをＮＰＮトランジスタＱN1と分割抵抗Ｒ2とで構
成した例であり、（ｂ）は（ａ）のトランジスタＱN1の
替わりに、ＭＯＳトランジスタＭN1を用て構成した例で
ある。
【図４】本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の
低周波電流バイパス回路の具体的な回路例であり、ロー
パスフィルタ回路を分割抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1の直列
回路で構成し、トランスコンダクタンスアンプをＮＰＮ
トランジスタＱN1と分割抵抗Ｒ2と、ダイオードと抵抗
とで構成した例である。
低周波電流バイパス回路の具体的な回路例であり、ロー
パスフィルタ回路を分割抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1の直列
回路で構成し、トランスコンダクタンスアンプをＮＰＮ
トランジスタＱN1と分割抵抗Ｒ2と、ダイオードと抵抗
とで構成した例である。
【図５】本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の
低周波電流バイパス回路の具体的な回路例であり、ロー
パスフィルタ回路を分割抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1の直列
回路で構成し、トランスコンダクタンスアンプをＮＰＮ
トランジスタＱN1と分割抵抗Ｒ2と、ＮＰＮトランジス
タＱN2と抵抗とで構成した例である。
低周波電流バイパス回路の具体的な回路例であり、ロー
パスフィルタ回路を分割抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1の直列
回路で構成し、トランスコンダクタンスアンプをＮＰＮ
トランジスタＱN1と分割抵抗Ｒ2と、ＮＰＮトランジス
タＱN2と抵抗とで構成した例である。
【図６】本発明の一実施の形態よりなる受光増幅装置の
図４の低周波電流バイパス回路の直流動作を説明するグ
ラフである。
図４の低周波電流バイパス回路の直流動作を説明するグ
ラフである。
【図７】従来例の赤外線データ通信用受信機の受光増幅
部の回路例である。
部の回路例である。
【図８】従来例の赤外線データ通信用受信機の受光増幅
部の直流電流に対する動作を説明する図である。
部の直流電流に対する動作を説明する図である。
【図９】［式１３］で表現される熱雑音電流Ｉｎｒと負
荷抵抗値Ｒとの関係を示す図である。
荷抵抗値Ｒとの関係を示す図である。
１０ 受光素子 １１ 負荷抵抗ＲL １２ 低周波電流バイパス回路 １３ 反転増幅回路（トランスインピーダンス増幅回
路） １４ コンデンサＣ2 １５ 入射光信号Ｐ １６ ローパスフィルタ回路 １７ トランスコンダクタンスアンプ １８ 等価トランスインピーダンス抵抗Ｒｆ ２０ 分割抵抗Ｒ1 ２１ コンデンサＣ1 ２２ ＮＰＮトランジスタＱN1 ２３ 分割抵抗Ｒ2 ２４ ダイオードＤ1 ２４ ＭＯＳトランジスタ ２５ 抵抗Ｒ3 ２６ ＮＰＮトランジスタＱN2 Ｄ1 ダイオード Ｇ ローパスフィルタ回路の増幅度 ＧＮＤ アース ＩC2 反転増幅回路１３へ入力サレル光電流 Ｒｆ 等価トランスインピーダンス Ｒ3 抵抗 Ｖ１ トランスコンダクタンスアンプ回路の入力電圧
（ダイオードＤAが動作し始める電圧） Ｖ２ トランスコンダクタンスアンプ回路の入力電圧
（ダイオード２４が動作し始める電圧） ＶA 検出電圧ＶAの直流電圧が上昇し、 ＶCC 電源 Ｚｉｎ ローパスフィルタ回路の入力から見たインピー
ダンス ｇｍ トランスコンダクタンスアンプ回路のコンダク
タンス ｓ ラプラス演算子 τ 一次ローパスフィルタ回路の時定数
路） １４ コンデンサＣ2 １５ 入射光信号Ｐ １６ ローパスフィルタ回路 １７ トランスコンダクタンスアンプ １８ 等価トランスインピーダンス抵抗Ｒｆ ２０ 分割抵抗Ｒ1 ２１ コンデンサＣ1 ２２ ＮＰＮトランジスタＱN1 ２３ 分割抵抗Ｒ2 ２４ ダイオードＤ1 ２４ ＭＯＳトランジスタ ２５ 抵抗Ｒ3 ２６ ＮＰＮトランジスタＱN2 Ｄ1 ダイオード Ｇ ローパスフィルタ回路の増幅度 ＧＮＤ アース ＩC2 反転増幅回路１３へ入力サレル光電流 Ｒｆ 等価トランスインピーダンス Ｒ3 抵抗 Ｖ１ トランスコンダクタンスアンプ回路の入力電圧
（ダイオードＤAが動作し始める電圧） Ｖ２ トランスコンダクタンスアンプ回路の入力電圧
（ダイオード２４が動作し始める電圧） ＶA 検出電圧ＶAの直流電圧が上昇し、 ＶCC 電源 Ｚｉｎ ローパスフィルタ回路の入力から見たインピー
ダンス ｇｍ トランスコンダクタンスアンプ回路のコンダク
タンス ｓ ラプラス演算子 τ 一次ローパスフィルタ回路の時定数
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/06
Claims (5)
- 【請求項１】 受光素子とその光信号電流を増幅処理す
る回路を有する受光増幅装置において、光信号電流を増
幅する回路は低周波電流バイパス回路と反転増幅回路
（トランスインピーダンス増幅回路）とを含み、受光素
子は負荷抵抗と直列接続され、負荷抵抗によって電圧に
変換された光信号電流は低周波電流バイパス回路に入力
され、その出力電圧はコンデンサを介して反転増幅回路
に接続されて成ることを特徴とする受光増幅装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の受光増幅装置において、
前記低周波電流バイパス回路はローパスフィルタ回路と
トランスコンダクタンスアンプとを含み、前記低周波電
流バイパス回路は該ローパスフィルタ回路の出力を該ト
ランスコンダクタンスアンプの反転入力と接続し、該ト
ランスコンダクタンスアンプの出力と該ローパスフィル
タの入力とを接続して成り、該ローパスフィルタの入力
インピーダンスが低周波帯域で低インピーダンスとなる
ようにした構成したことを特徴とする受光増幅装置。 - 【請求項３】 請求項２記載の受光増幅装置において、
前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで構成さ
れたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記トランス
コンダクタンスアンプは１個以上のバイポーラトランジ
スタと抵抗とから成ることを特徴とする受光増幅装置。 - 【請求項４】 請求項２記載の受光増幅装置において、
前記ローパスフィルタ回路は抵抗とコンデンサで構成さ
れたＲＣローパスフィルタ回路から成り、前記トランス
コンダクタンスアンプはＭＯＳトランジスタから成るこ
とを特徴とする受光増幅装置。 - 【請求項５】 請求項２記載の受光増幅装置において、
前記トランスコンダクタンスアンプはダイオードもしく
はトランジスタを複数個組合せて成ることを特徴とする
受光増幅装置。
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