JP3350415B2 - フィルタ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、赤外線遠隔制御装
置や、光空間伝送装置の受信機におけるバンドパスフィ
ルタとして好適に用いられ、入力電圧の振幅に比例した
振幅の出力電流を発生するトランスコンダクタンスアン
プを用いるフィルタ回路に関する。
置や、光空間伝送装置の受信機におけるバンドパスフィ
ルタとして好適に用いられ、入力電圧の振幅に比例した
振幅の出力電流を発生するトランスコンダクタンスアン
プを用いるフィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】前記トランスコンダクタンスアンプは、
ピーク周波数やゲイン等を比較的容易に変化させること
ができ、バイポーラトランジスタを使用して集積回路化
されて、特に赤外線データ通信の分野で広く用いられて
いる。前記赤外線データ通信には、家電製品に広く用い
られている、いわゆる赤外線リモコンや、パーソナルコ
ンピュータおよびその周辺機器で使用され、赤外線デー
タ協議会による統一規格であるＩｒＤＡ１．０，１．１
等が挙げられる。
ピーク周波数やゲイン等を比較的容易に変化させること
ができ、バイポーラトランジスタを使用して集積回路化
されて、特に赤外線データ通信の分野で広く用いられて
いる。前記赤外線データ通信には、家電製品に広く用い
られている、いわゆる赤外線リモコンや、パーソナルコ
ンピュータおよびその周辺機器で使用され、赤外線デー
タ協議会による統一規格であるＩｒＤＡ１．０，１．１
等が挙げられる。
【０００３】図４は、一般的な赤外線リモコンの受信機
１の等価回路ブロック図である。送信機からの赤外線信
号は、通常３８ｋＨｚで強度変調され、さらに、搬送波
（３８ｋＨｚ）の有無でコード化された信号であり、フ
ォトダイオードなどで実現される受光素子ｄで光電変換
され、帰還抵抗ｒ１を備える前置アンプａ１に入力され
る。アンプａ１で増幅された受信信号は、結合コンデン
サｃ１を介してアンプａ２に入力されてさらに増幅され
た後、結合コンデンサｃ２を介して、前記３８ｋＨｚの
搬送波周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタ２
に入力される。バンドパスフィルタ２は、前記トランス
コンダクタンスアンプを用いて構成されており、受信信
号の搬送波成分を抽出し、その出力は、コンデンサｃ３
を備える積分器３で包絡線検波される。
１の等価回路ブロック図である。送信機からの赤外線信
号は、通常３８ｋＨｚで強度変調され、さらに、搬送波
（３８ｋＨｚ）の有無でコード化された信号であり、フ
ォトダイオードなどで実現される受光素子ｄで光電変換
され、帰還抵抗ｒ１を備える前置アンプａ１に入力され
る。アンプａ１で増幅された受信信号は、結合コンデン
サｃ１を介してアンプａ２に入力されてさらに増幅され
た後、結合コンデンサｃ２を介して、前記３８ｋＨｚの
搬送波周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタ２
に入力される。バンドパスフィルタ２は、前記トランス
コンダクタンスアンプを用いて構成されており、受信信
号の搬送波成分を抽出し、その出力は、コンデンサｃ３
を備える積分器３で包絡線検波される。
【０００４】前記積分器３からの出力は、ホールドコン
デンサｃ４を備えるピークホールド回路４に入力され
て、そのピーク値がホールドされる。ピークホールド回
路４の出力は、分圧抵抗ｒ２，ｒ３で分圧された後、コ
ンデンサｃ５を備える第１の積分器コンパレータ５にお
いて、前記積分器３による包絡線検波出力との比較積分
が行われる。第１の積分器コンパレータ５からの出力
は、コンデンサｃ６を備える第２の積分器コンパレータ
６において、予め定める基準電圧ｖｒｅｆ１と比較積分
された後、ヒステリシスコンパレータ７に入力されて、
波形整形が行われる。ヒステリシスコンパレータ７から
の出力は、プルアップ抵抗ｒ４およびトランジスタｑか
ら成る出力回路において反転された後、出力端子８に出
力信号ｏｕｔとして出力されて、動作制御用のマイクロ
コントローラなどに与えられる。
デンサｃ４を備えるピークホールド回路４に入力され
て、そのピーク値がホールドされる。ピークホールド回
路４の出力は、分圧抵抗ｒ２，ｒ３で分圧された後、コ
ンデンサｃ５を備える第１の積分器コンパレータ５にお
いて、前記積分器３による包絡線検波出力との比較積分
が行われる。第１の積分器コンパレータ５からの出力
は、コンデンサｃ６を備える第２の積分器コンパレータ
６において、予め定める基準電圧ｖｒｅｆ１と比較積分
された後、ヒステリシスコンパレータ７に入力されて、
波形整形が行われる。ヒステリシスコンパレータ７から
の出力は、プルアップ抵抗ｒ４およびトランジスタｑか
ら成る出力回路において反転された後、出力端子８に出
力信号ｏｕｔとして出力されて、動作制御用のマイクロ
コントローラなどに与えられる。
【０００５】図５は、上述のように構成される受信機１
の動作を説明するための波形図である。前記送信機から
は、図５（ａ）で示すような、所定の搬送周波数で、か
つ搬送波の有無でコード化された赤外線信号が送信され
ており、この赤外線信号が前記受光素子ｄで光電変換さ
れた後、アンプａ１，ａ２によって増幅されると、図５
（ｂ）で示すようになる。これをバンドパスフィルタ２
において、搬送波周波数成分の抽出を行うと、図５
（ｃ）で示すようになり、積分器３において包絡線検波
が行われると、図５（ｄ）において参照符α１で示すよ
うになる。前記包絡線検波出力がピークホールド回路４
においてそのピーク値がホールドされると、図５（ｄ）
において参照符α２で示すようになり、これを分圧抵抗
ｒ２，ｒ３の分圧比で分圧すると、参照符α３で示すよ
うになり、前記第１の積分器コンパレータ５における基
準レベルとなる。
の動作を説明するための波形図である。前記送信機から
は、図５（ａ）で示すような、所定の搬送周波数で、か
つ搬送波の有無でコード化された赤外線信号が送信され
ており、この赤外線信号が前記受光素子ｄで光電変換さ
れた後、アンプａ１，ａ２によって増幅されると、図５
（ｂ）で示すようになる。これをバンドパスフィルタ２
において、搬送波周波数成分の抽出を行うと、図５
（ｃ）で示すようになり、積分器３において包絡線検波
が行われると、図５（ｄ）において参照符α１で示すよ
うになる。前記包絡線検波出力がピークホールド回路４
においてそのピーク値がホールドされると、図５（ｄ）
において参照符α２で示すようになり、これを分圧抵抗
ｒ２，ｒ３の分圧比で分圧すると、参照符α３で示すよ
うになり、前記第１の積分器コンパレータ５における基
準レベルとなる。
【０００６】第１の積分器コンパレータ５は、前記参照
符α３で示す基準レベルで、参照符α１で示す包絡線検
波出力との比較積分を行い、その積分出力は、図５
（ｅ）で示すようになる。これを第２の積分器コンパレ
ータ６において、基準電圧ｖｒｅｆ１と比較積分する
と、図５（ｆ）で示すようになり、その積分出力を、ヒ
ステリシスコンパレータ７におけるハイレベル側の閾値
ｖｒｅｆ２またはローレベル側の閾値ｖｒｅｆ３によっ
てレベル弁別するとともに、出力回路において反転する
と、前記出力信号ｏｕｔは図５（ｇ）で示すようにな
る。
符α３で示す基準レベルで、参照符α１で示す包絡線検
波出力との比較積分を行い、その積分出力は、図５
（ｅ）で示すようになる。これを第２の積分器コンパレ
ータ６において、基準電圧ｖｒｅｆ１と比較積分する
と、図５（ｆ）で示すようになり、その積分出力を、ヒ
ステリシスコンパレータ７におけるハイレベル側の閾値
ｖｒｅｆ２またはローレベル側の閾値ｖｒｅｆ３によっ
てレベル弁別するとともに、出力回路において反転する
と、前記出力信号ｏｕｔは図５（ｇ）で示すようにな
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
る受信機１において、赤外線通信装置の前記パーソナル
コンピュータおよびその周辺機器への搭載が一層進み、
また低消費電力化の観点からも、電源電圧の低電圧化が
要望される。しかしながら、電源電圧を、たとえば、５
Ｖから３Ｖに低下すると、特にバンドパスフィルタ２で
取扱うことができる信号振幅範囲、すなわちダイナミッ
クレンジが縮小し、Ｓ／Ｎが悪化してしまうという問題
がある。
る受信機１において、赤外線通信装置の前記パーソナル
コンピュータおよびその周辺機器への搭載が一層進み、
また低消費電力化の観点からも、電源電圧の低電圧化が
要望される。しかしながら、電源電圧を、たとえば、５
Ｖから３Ｖに低下すると、特にバンドパスフィルタ２で
取扱うことができる信号振幅範囲、すなわちダイナミッ
クレンジが縮小し、Ｓ／Ｎが悪化してしまうという問題
がある。
【０００８】すなわち、前記トランスコンダクタンスア
ンプを備えるバンドパスフィルタ２では、図６（ａ）で
示すような振幅の基準電圧Ｖｒｅｆが、電源電圧Ｖｃｃ
の電源ラインと、接地レベルとの間に介在される直列ト
ランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥによる分圧
値で決定され、この基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、た
とえば前記接地レベルから電源電圧Ｖｃｃまでがダイナ
ミックレンジとなる。
ンプを備えるバンドパスフィルタ２では、図６（ａ）で
示すような振幅の基準電圧Ｖｒｅｆが、電源電圧Ｖｃｃ
の電源ラインと、接地レベルとの間に介在される直列ト
ランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥによる分圧
値で決定され、この基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、た
とえば前記接地レベルから電源電圧Ｖｃｃまでがダイナ
ミックレンジとなる。
【０００９】これに対して、電源電圧Ｖｃｃが３Ｖに低
下すると、図６（ｂ）で示すようにダイナミックレンジ
が縮小してしまう。
下すると、図６（ｂ）で示すようにダイナミックレンジ
が縮小してしまう。
【００１０】本発明の目的は、低電圧化に伴うダイナミ
ックレンジの縮小を抑制することができるフィルタ回路
を提供することである。
ックレンジの縮小を抑制することができるフィルタ回路
を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るフ
ィルタ回路は、トランスコンダクタンスアンプを備える
フィルタ回路において、前記トランスコンダクタンスア
ンプの電源電圧の１／２より下方にシフトした基準電圧
を与える基準電圧源と、第１の入力に前記基準電圧が与
えられ、第２の入力にフィルタ出力が帰還される第１の
トランスコンダクタンスアンプと、前記第１のトランス
コンダクタンスアンプの出力電流が与えられる第１のバ
ッファ回路と、フィルタ入力を前記第１のバッファ回路
に与える第１のコンデンサと、第１の入力に前記第１の
バッファ回路の出力が与えられ、第２の入力に前記フィ
ルタ出力が第１の抵抗を介して帰還されるとともに、第
２の抵抗を介して前記基準電圧が与えられる第２のトラ
ンスコンダクタンスアンプと、前記第２のトランスコン
ダクタンスアンプの出力電流が与えられ、前記フィルタ
出力を導出する第２のバッファ回路と、一端に前記第２
のトランスコンダクタンスアンプの出力電流が与えら
れ、他端が接地される第２のコンデンサとを含んで構成
されることを特徴とする。
ィルタ回路は、トランスコンダクタンスアンプを備える
フィルタ回路において、前記トランスコンダクタンスア
ンプの電源電圧の１／２より下方にシフトした基準電圧
を与える基準電圧源と、第１の入力に前記基準電圧が与
えられ、第２の入力にフィルタ出力が帰還される第１の
トランスコンダクタンスアンプと、前記第１のトランス
コンダクタンスアンプの出力電流が与えられる第１のバ
ッファ回路と、フィルタ入力を前記第１のバッファ回路
に与える第１のコンデンサと、第１の入力に前記第１の
バッファ回路の出力が与えられ、第２の入力に前記フィ
ルタ出力が第１の抵抗を介して帰還されるとともに、第
２の抵抗を介して前記基準電圧が与えられる第２のトラ
ンスコンダクタンスアンプと、前記第２のトランスコン
ダクタンスアンプの出力電流が与えられ、前記フィルタ
出力を導出する第２のバッファ回路と、一端に前記第２
のトランスコンダクタンスアンプの出力電流が与えら
れ、他端が接地される第２のコンデンサとを含んで構成
されることを特徴とする。
【００１２】上記の構成によれば、トランスコンダクタ
ンスアンプの基準電圧Ｖｒｅｆ、すなわち振幅基準値
を、該トランスコンダクタンスアンプの電源電圧Ｖｃｃ
の１／２より下方にシフトすることで、検波などのため
に後段回路で使用される上側成分の信号振幅範囲を、前
記Ｖｃｃ／２よりも拡大することができる。
ンスアンプの基準電圧Ｖｒｅｆ、すなわち振幅基準値
を、該トランスコンダクタンスアンプの電源電圧Ｖｃｃ
の１／２より下方にシフトすることで、検波などのため
に後段回路で使用される上側成分の信号振幅範囲を、前
記Ｖｃｃ／２よりも拡大することができる。
【００１３】したがって、低消費電力化などのために電
源電圧を低下しても、上側成分に充分なダイナミックレ
ンジを確保することができ、Ｓ／Ｎの悪化を招くことは
ない。
源電圧を低下しても、上側成分に充分なダイナミックレ
ンジを確保することができ、Ｓ／Ｎの悪化を招くことは
ない。
【００１４】また、上記の構成によれば、振幅基準値を
下方にシフトして、上側成分には所望とする充分なダイ
ナミックレンジを確保することができるようにしたフィ
ルタを、具体的に実現することができる。
下方にシフトして、上側成分には所望とする充分なダイ
ナミックレンジを確保することができるようにしたフィ
ルタを、具体的に実現することができる。
【００１５】さらにまた、請求項２の発明に係るフィル
タ回路は、前記第２のバッファ回路に関連して、前記基
準電圧よりも予め定める電圧だけ低いレベルをクランプ
電圧とし、そのクランプ電圧以下となるフィルタ出力を
クランプするクランプ手段をさらに有することを特徴と
する。
タ回路は、前記第２のバッファ回路に関連して、前記基
準電圧よりも予め定める電圧だけ低いレベルをクランプ
電圧とし、そのクランプ電圧以下となるフィルタ出力を
クランプするクランプ手段をさらに有することを特徴と
する。
【００１６】上記の構成によれば、フィルタ入力が、低
下された基準電圧よりも低く、かつ大振幅であっても、
第２のバッファ回路の出力電圧は前記クランプ電圧でク
ランプされるので、第２のバッファ回路の出力トランジ
スタを飽和することのない良好な状態とすることがで
き、歪を抑制することができる。
下された基準電圧よりも低く、かつ大振幅であっても、
第２のバッファ回路の出力電圧は前記クランプ電圧でク
ランプされるので、第２のバッファ回路の出力トランジ
スタを飽和することのない良好な状態とすることがで
き、歪を抑制することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図３および前述の図６を用いて説明すれば以下の
通りである。
図１〜図３および前述の図６を用いて説明すれば以下の
通りである。
【００１８】図１は、本発明の実施の一形態のバンドパ
スフィルタ１１の概略的構成を示すブロック図である。
このバンドパスフィルタ１１は、トランスコンダクタン
スアンプＧＭ１，ＧＭ２と、バッファＢ１，Ｂ２と、コ
ンデンサＣ１，Ｃ２と、抵抗Ｒ０１，Ｒ０２と、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２と、基準電圧源Ｆ０と、クランプ回路Ｃ
ＬＰとを含んで構成されている。
スフィルタ１１の概略的構成を示すブロック図である。
このバンドパスフィルタ１１は、トランスコンダクタン
スアンプＧＭ１，ＧＭ２と、バッファＢ１，Ｂ２と、コ
ンデンサＣ１，Ｃ２と、抵抗Ｒ０１，Ｒ０２と、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２と、基準電圧源Ｆ０と、クランプ回路Ｃ
ＬＰとを含んで構成されている。
【００１９】第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ
１は、２つの入力端子ｎ１１，ｎ１２を備えており、正
相側の入力である第１の入力端子ｎ１１には、基準電圧
源Ｆ０によって作成された基準電圧Ｖｅｒｆが与えら
れ、逆相側の入力である第２の入力端子ｎ１２には、出
力端子Ｐ２へのフィルタ出力Ｖｏｕｔが帰還されてい
る。トランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力端子ｎ
１３からの出力電流は、バッファＢ１に入力される。ま
た、このバッファＢ１には、第１のコンデンサＣ１を介
して、入力端子Ｐ１へのフィルタ入力Ｖｉｎが入力され
る。
１は、２つの入力端子ｎ１１，ｎ１２を備えており、正
相側の入力である第１の入力端子ｎ１１には、基準電圧
源Ｆ０によって作成された基準電圧Ｖｅｒｆが与えら
れ、逆相側の入力である第２の入力端子ｎ１２には、出
力端子Ｐ２へのフィルタ出力Ｖｏｕｔが帰還されてい
る。トランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力端子ｎ
１３からの出力電流は、バッファＢ１に入力される。ま
た、このバッファＢ１には、第１のコンデンサＣ１を介
して、入力端子Ｐ１へのフィルタ入力Ｖｉｎが入力され
る。
【００２０】バッファＢ１の出力は、第２のトランスコ
ンダクタンスアンプＧＭ２の正相側の入力である第１の
入力端子ｎ２１に与えられる。このトランスコンダクタ
ンスアンプＧＭ２の逆相側の入力である第２の入力端子
ｎ２２には、前記フィルタ出力Ｖｏｕｔが、第１の抵抗
Ｒ０１を介して帰還されている。前記抵抗Ｒ０１には、
相互に逆方向接続された振幅制限用のダイオードＤ１，
Ｄ２が並列に接続されている。また、このトランスコン
ダクタンスアンプＧＭ２の入力端子ｎ２２には、前記基
準電圧Ｖｒｅｆが第２の抵抗Ｒ０２を介して与えられて
いる。
ンダクタンスアンプＧＭ２の正相側の入力である第１の
入力端子ｎ２１に与えられる。このトランスコンダクタ
ンスアンプＧＭ２の逆相側の入力である第２の入力端子
ｎ２２には、前記フィルタ出力Ｖｏｕｔが、第１の抵抗
Ｒ０１を介して帰還されている。前記抵抗Ｒ０１には、
相互に逆方向接続された振幅制限用のダイオードＤ１，
Ｄ２が並列に接続されている。また、このトランスコン
ダクタンスアンプＧＭ２の入力端子ｎ２２には、前記基
準電圧Ｖｒｅｆが第２の抵抗Ｒ０２を介して与えられて
いる。
【００２１】トランスコンダクタンスアンプＧＭ２の出
力端子ｎ２３からの出力電流は、第２のコンデンサＣ２
を充放電することによって電圧に変換され、インピーダ
ンス変換用の第２のバッファＢ２を介して出力された
後、クランプ回路ＣＬＰで下側成分の振幅制限が行われ
て、前記フィルタ出力Ｖｏｕｔとして出力端子Ｐ２に出
力される。前記トランスコンダクタンスアンプＧＭ２の
出力端子ｎ２３にはまた、第２のコンデンサＣ２の一端
が接続されており、このコンデンサＣ２の他端は、接地
されている。
力端子ｎ２３からの出力電流は、第２のコンデンサＣ２
を充放電することによって電圧に変換され、インピーダ
ンス変換用の第２のバッファＢ２を介して出力された
後、クランプ回路ＣＬＰで下側成分の振幅制限が行われ
て、前記フィルタ出力Ｖｏｕｔとして出力端子Ｐ２に出
力される。前記トランスコンダクタンスアンプＧＭ２の
出力端子ｎ２３にはまた、第２のコンデンサＣ２の一端
が接続されており、このコンデンサＣ２の他端は、接地
されている。
【００２２】上述のように構成されるバンドパスフィル
タ１１において、トランスコンダクタンスアンプＧＭ１
の出力端子ｎ１３からコンデンサＣ１に流込む電流をｉ
１とし、該出力端子ｎ１３の電圧をｖ１とし、トランス
コンダクタンスアンプＧＭ２の出力端子ｎ２３からコン
デンサＣ２に流込む電流をｉ２とし、コンデンサＣ１，
Ｃ２の静電容量および抵抗Ｒ０１，Ｒ０２の抵抗値をそ
れぞれ参照符と同一で示し、トランスコンダクタンスア
ンプＧＭ１，ＧＭ２のトランスコンダクタンスｇｍ１，
ｇｍ２を、ｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍとし、基準電圧Ｖｒｅ
ｆは交流的に接地とし、ダイオードＤ１，Ｄ２を無視し
て考えると、まず、トランスコンダクタンスアンプＧＭ
１の入出力は、 −ｇｍＶｏｕｔ＝ｉ１ …（１） で表され、次に、トランスコンダクタンスアンプＧＭ２
の入出力は、 〔ｖ１−［Ｒ０２／（Ｒ０１＋Ｒ０２）］Ｖｏｕｔ〕ｇｍ＝ｉ２ …（２） で表される。
タ１１において、トランスコンダクタンスアンプＧＭ１
の出力端子ｎ１３からコンデンサＣ１に流込む電流をｉ
１とし、該出力端子ｎ１３の電圧をｖ１とし、トランス
コンダクタンスアンプＧＭ２の出力端子ｎ２３からコン
デンサＣ２に流込む電流をｉ２とし、コンデンサＣ１，
Ｃ２の静電容量および抵抗Ｒ０１，Ｒ０２の抵抗値をそ
れぞれ参照符と同一で示し、トランスコンダクタンスア
ンプＧＭ１，ＧＭ２のトランスコンダクタンスｇｍ１，
ｇｍ２を、ｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍとし、基準電圧Ｖｒｅ
ｆは交流的に接地とし、ダイオードＤ１，Ｄ２を無視し
て考えると、まず、トランスコンダクタンスアンプＧＭ
１の入出力は、 −ｇｍＶｏｕｔ＝ｉ１ …（１） で表され、次に、トランスコンダクタンスアンプＧＭ２
の入出力は、 〔ｖ１−［Ｒ０２／（Ｒ０１＋Ｒ０２）］Ｖｏｕｔ〕ｇｍ＝ｉ２ …（２） で表される。
【００２３】また、コンデンサＣ１を流れる電流ｉ１
は、 ｉ１＝ｊωＣ１（ｖ１−Ｖｉｎ）＝ＳＣ１（ｖ１−Ｖｉｎ） …（３） であり、コンデンサＣ２を流れる電流ｉ２は、 ｉ２＝ｊωＣ２Ｖｏｕｔ＝ＳＣ２Ｖｏｕｔ …（４） である。
は、 ｉ１＝ｊωＣ１（ｖ１−Ｖｉｎ）＝ＳＣ１（ｖ１−Ｖｉｎ） …（３） であり、コンデンサＣ２を流れる電流ｉ２は、 ｉ２＝ｊωＣ２Ｖｏｕｔ＝ＳＣ２Ｖｏｕｔ …（４） である。
【００２４】したがって、前記式１，式３から、 −ｇｍＶｏｕｔ＝ＳＣ１（ｖ１−Ｖｉｎ） …（５） であり、前記式２，式４から、 〔ｖ１−［Ｒ０２／（Ｒ０１＋Ｒ０２）］Ｖｏｕｔ〕ｇｍ＝ＳＣ２Ｖｏｕｔ …（６） である。前記式５をｖ１について解いて、式６に代入す
ると、
ると、
【００２５】
【数１】
【００２６】となる。
【００２７】したがって、このバンドパスフィルタ１１
の伝達関数Ｔ（ｓ）は、
の伝達関数Ｔ（ｓ）は、
【００２８】
【数２】
【００２９】となり、また中心周波数ｆｏは、
【００３０】
【数３】
【００３１】となる。
【００３２】したがって、トランスコンダクタンスｇｍ
を変化することによって、中心周波数ｆｏを任意に設定
可能であることが理解される。
を変化することによって、中心周波数ｆｏを任意に設定
可能であることが理解される。
【００３３】上述のように構成されるバンドパスフィル
タ１１において、本発明では、基準電圧源Ｆ０によって
作成される基準電圧Ｖｒｅｆを、トランスコンダクタン
スアンプＧＭ１，ＧＭ２や、バッファＢ１，Ｂ２の電源
電圧Ｖｃｃの１／２よりも下方側にシフトする。また、
バッファＢ２の出力電圧で、クランプ回路ＣＬＰによっ
て、前記基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い所定レベルのクラ
ンプ電圧ＶＣＬＰ以下をクランプする。したがって、図
６（ｃ）で示すように、電源電圧Ｖｃｃの低下に対して
も、上側成分に充分なダイナミックレンジを確保するこ
とができる。
タ１１において、本発明では、基準電圧源Ｆ０によって
作成される基準電圧Ｖｒｅｆを、トランスコンダクタン
スアンプＧＭ１，ＧＭ２や、バッファＢ１，Ｂ２の電源
電圧Ｖｃｃの１／２よりも下方側にシフトする。また、
バッファＢ２の出力電圧で、クランプ回路ＣＬＰによっ
て、前記基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い所定レベルのクラ
ンプ電圧ＶＣＬＰ以下をクランプする。したがって、図
６（ｃ）で示すように、電源電圧Ｖｃｃの低下に対して
も、上側成分に充分なダイナミックレンジを確保するこ
とができる。
【００３４】図２は、一般的なトランスコンダクタンス
アンプ２０の動作を説明するための概略的構成を示す電
気回路図である。このトランスコンダクタンスアンプ２
０は、第１段目の差動入力回路２１と、第２段目の差動
入力回路２２と、出力回路２３とを備えて構成されてい
る。
アンプ２０の動作を説明するための概略的構成を示す電
気回路図である。このトランスコンダクタンスアンプ２
０は、第１段目の差動入力回路２１と、第２段目の差動
入力回路２２と、出力回路２３とを備えて構成されてい
る。
【００３５】差動入力回路２１は、入力端子ｎ１，ｎ２
への入力信号がそれぞれ与えられ、差動対を構成するト
ランジスタＱ０１，Ｑ０２と、前記トランジスタＱ０
１，Ｑ０２のそれぞれに関連して設けられる負荷用のダ
イオードＤ０１，Ｄ０２と、前記トランジスタＱ０１，
Ｑ０２のエミッタ間に介在される抵抗ＲＥと、前記トラ
ンジスタＱ０１，Ｑ０２に相互に等しい定電流を供給す
る定電流源Ｆ０１，Ｆ０２とを備えて構成されている。
への入力信号がそれぞれ与えられ、差動対を構成するト
ランジスタＱ０１，Ｑ０２と、前記トランジスタＱ０
１，Ｑ０２のそれぞれに関連して設けられる負荷用のダ
イオードＤ０１，Ｄ０２と、前記トランジスタＱ０１，
Ｑ０２のエミッタ間に介在される抵抗ＲＥと、前記トラ
ンジスタＱ０１，Ｑ０２に相互に等しい定電流を供給す
る定電流源Ｆ０１，Ｆ０２とを備えて構成されている。
【００３６】また、差動入力回路２２は、前記トランジ
スタＱ０２，Ｑ０１のコレクタ電圧をそれぞれ入力と
し、前記エミッタ間抵抗ＲＥを備えていない差動対を構
成するトランジスタＱ０３，Ｑ０４と、これらのトラン
ジスタＱ０３，Ｑ０４に相互に等しい定電流Ｉｏをそれ
ぞれ供給する定電流源Ｆ０３，Ｆ０４と、前記トランジ
スタＱ０３，Ｑ０４のエミッタから所定の定電流を引抜
く定電流源Ｆ０５とを備えて構成されている。
スタＱ０２，Ｑ０１のコレクタ電圧をそれぞれ入力と
し、前記エミッタ間抵抗ＲＥを備えていない差動対を構
成するトランジスタＱ０３，Ｑ０４と、これらのトラン
ジスタＱ０３，Ｑ０４に相互に等しい定電流Ｉｏをそれ
ぞれ供給する定電流源Ｆ０３，Ｆ０４と、前記トランジ
スタＱ０３，Ｑ０４のエミッタから所定の定電流を引抜
く定電流源Ｆ０５とを備えて構成されている。
【００３７】前記出力回路２３は、ベースに基準電圧Ｖ
ｒｅｆ１がそれぞれ与えられ、エミッタに前記トランジ
スタＱ０３，Ｑ０４のコレクタ側から電流が与えられる
トランジスタＱ０５，Ｑ０６と、それらのトランジスタ
Ｑ０５，Ｑ０６からの電流Ｉ５，Ｉ６が与えられ、カレ
ントミラー回路を構成するトランジスタＱ０７，Ｑ０８
および抵抗Ｒ０３，Ｒ０４とを備えて構成されている。
ｒｅｆ１がそれぞれ与えられ、エミッタに前記トランジ
スタＱ０３，Ｑ０４のコレクタ側から電流が与えられる
トランジスタＱ０５，Ｑ０６と、それらのトランジスタ
Ｑ０５，Ｑ０６からの電流Ｉ５，Ｉ６が与えられ、カレ
ントミラー回路を構成するトランジスタＱ０７，Ｑ０８
および抵抗Ｒ０３，Ｒ０４とを備えて構成されている。
【００３８】入力端子ｎ１の電位が入力端子ｎ２の電位
よりも高くなると、トランジスタＱ０１，Ｑ０２の差動
対によって、トランジスタＱ０１，Ｑ０２のコレクタ電
流Ｉ１，Ｉ２は、Ｉ１＞Ｉ２となる。
よりも高くなると、トランジスタＱ０１，Ｑ０２の差動
対によって、トランジスタＱ０１，Ｑ０２のコレクタ電
流Ｉ１，Ｉ２は、Ｉ１＞Ｉ２となる。
【００３９】一方、トランジスタのベース−エミッタ間
電圧ＶＢＥは、
電圧ＶＢＥは、
【００４０】
【数４】
【００４１】で表される。ただし、ＶＴはトランジスタ
の熱電圧であり、Ｉｃはコレクタ電流であり、Ｉｓは逆
方向飽和電流である。
の熱電圧であり、Ｉｃはコレクタ電流であり、Ｉｓは逆
方向飽和電流である。
【００４２】したがって、前記Ｉ１＞Ｉ２となると、ダ
イオードＤ０１，Ｄ０２による電圧降下ΔＶＤ１，ΔＶ
Ｄ２は、ΔＶＤ１＞ΔＶＤ２となり、トランジスタＱ０
３，Ｑ０４のベース電圧Ｖ２，Ｖ１は、Ｖ２＞Ｖ１とな
る。したがって、トランジスタＱ０３，Ｑ０４のコレク
タ電流Ｉ３，Ｉ４は、Ｉ３＞Ｉ４となり、トランジスタ
Ｑ０５，Ｑ０６のコレクタ電流Ｉ５（＝Ｉｏ−Ｉ３），
Ｉ６（＝Ｉｏ−Ｉ４）は、Ｉ６＞Ｉ５となる。
イオードＤ０１，Ｄ０２による電圧降下ΔＶＤ１，ΔＶ
Ｄ２は、ΔＶＤ１＞ΔＶＤ２となり、トランジスタＱ０
３，Ｑ０４のベース電圧Ｖ２，Ｖ１は、Ｖ２＞Ｖ１とな
る。したがって、トランジスタＱ０３，Ｑ０４のコレク
タ電流Ｉ３，Ｉ４は、Ｉ３＞Ｉ４となり、トランジスタ
Ｑ０５，Ｑ０６のコレクタ電流Ｉ５（＝Ｉｏ−Ｉ３），
Ｉ６（＝Ｉｏ−Ｉ４）は、Ｉ６＞Ｉ５となる。
【００４３】したがって、カレントミラー回路で折返さ
れた電流Ｉ５と、電流Ｉ６との加算値である出力電流Ｉ
ｏｕｔ＝Ｉ６−Ｉ５は、Ｉ６＞Ｉ５であるときには電流
流出となり、Ｉ６＜Ｉ５であるときには、電流流入とな
る。この出力電流Ｉｏｕｔで負荷コンデンサＣ０が充放
電される。こうして、入力端子ｎ１，ｎ２間の電位差に
対応した出力電流Ｉｏｕｔが、出力端子ｎ３に出力され
る。
れた電流Ｉ５と、電流Ｉ６との加算値である出力電流Ｉ
ｏｕｔ＝Ｉ６−Ｉ５は、Ｉ６＞Ｉ５であるときには電流
流出となり、Ｉ６＜Ｉ５であるときには、電流流入とな
る。この出力電流Ｉｏｕｔで負荷コンデンサＣ０が充放
電される。こうして、入力端子ｎ１，ｎ２間の電位差に
対応した出力電流Ｉｏｕｔが、出力端子ｎ３に出力され
る。
【００４４】図３は、図１で示すバンドパスフィルタ１
１の具体的構成を示す電気回路図であり、対応する部分
には、同一の参照符号を付して示す。この図３のトラン
スコンダクタンスアンプＧＭ１において、たとえば前述
の図２で示すトランスコンダクタンスアンプ２０のトラ
ンジスタＱ０１，Ｑ０２はトランジスタＱ１６，Ｑ１７
にそれぞれ対応し、エミッタ間抵抗ＲＥは抵抗Ｒ１２に
対応し、トランジスタＱ０３，Ｑ０４はトランジスタＱ
２４，Ｑ２５にそれぞれ対応し、トランジスタＱ０５，
Ｑ０６，Ｑ０７，Ｑ０８はそれぞれトランジスタＱ２
７，Ｑ２８，Ｑ２９，Ｑ３０に対応している。また、負
荷用のダイオードＤ０１，Ｄ０２はそれぞれトランジス
タＱ１４，Ｑ１５に対応し、定電流源Ｆ０１はトランジ
スタＱ１８および抵抗Ｒ１３に対応し、定電流源Ｆ０２
はトランジスタＱ１９および抵抗Ｒ１４に対応してい
る。
１の具体的構成を示す電気回路図であり、対応する部分
には、同一の参照符号を付して示す。この図３のトラン
スコンダクタンスアンプＧＭ１において、たとえば前述
の図２で示すトランスコンダクタンスアンプ２０のトラ
ンジスタＱ０１，Ｑ０２はトランジスタＱ１６，Ｑ１７
にそれぞれ対応し、エミッタ間抵抗ＲＥは抵抗Ｒ１２に
対応し、トランジスタＱ０３，Ｑ０４はトランジスタＱ
２４，Ｑ２５にそれぞれ対応し、トランジスタＱ０５，
Ｑ０６，Ｑ０７，Ｑ０８はそれぞれトランジスタＱ２
７，Ｑ２８，Ｑ２９，Ｑ３０に対応している。また、負
荷用のダイオードＤ０１，Ｄ０２はそれぞれトランジス
タＱ１４，Ｑ１５に対応し、定電流源Ｆ０１はトランジ
スタＱ１８および抵抗Ｒ１３に対応し、定電流源Ｆ０２
はトランジスタＱ１９および抵抗Ｒ１４に対応してい
る。
【００４５】トランスコンダクタンスアンプＧＭ１にお
いて、第１段目の差動入力回路の差動対を構成するトラ
ンジスタＱ１６のベースには、トランジスタＱ１２を介
して、後述する基準電圧源Ｆ０で作成された基準電圧Ｖ
ｒｅｆが与えられ、対を成すトランジスタＱ１７のベー
スには、トランジスタＱ２１を介して、フィルタ出力Ｖ
ｏｕｔが与えられる。前記トランジスタＱ１２のコレク
タは接地され、エミッタはトランジスタＱ１２および抵
抗Ｒ１１から成る定電流源を介して、電源電圧Ｖｃｃの
電源ライン１２に接続されている。同様に、前記トラン
ジスタＱ２１のコレクタは接地され、エミッタはトラン
ジスタＱ２０および抵抗Ｒ１５から成る定電流源を介し
て、前記電源ライン１２に接続されている。トランジス
タＱ１２，Ｑ２０は、バイアス回路Ｆ１のトランジスタ
Ｑ５とカレントミラー回路を構成しており、相互に等し
い電流Ｉを前記トランジスタＱ１６，Ｑ１７のベースに
供給する。
いて、第１段目の差動入力回路の差動対を構成するトラ
ンジスタＱ１６のベースには、トランジスタＱ１２を介
して、後述する基準電圧源Ｆ０で作成された基準電圧Ｖ
ｒｅｆが与えられ、対を成すトランジスタＱ１７のベー
スには、トランジスタＱ２１を介して、フィルタ出力Ｖ
ｏｕｔが与えられる。前記トランジスタＱ１２のコレク
タは接地され、エミッタはトランジスタＱ１２および抵
抗Ｒ１１から成る定電流源を介して、電源電圧Ｖｃｃの
電源ライン１２に接続されている。同様に、前記トラン
ジスタＱ２１のコレクタは接地され、エミッタはトラン
ジスタＱ２０および抵抗Ｒ１５から成る定電流源を介し
て、前記電源ライン１２に接続されている。トランジス
タＱ１２，Ｑ２０は、バイアス回路Ｆ１のトランジスタ
Ｑ５とカレントミラー回路を構成しており、相互に等し
い電流Ｉを前記トランジスタＱ１６，Ｑ１７のベースに
供給する。
【００４６】また、第２段目の差動入力回路の差動対を
構成するトランジスタＱ２４，Ｑ２５に電流を供給し、
前記定電流源Ｆ０３，Ｆ０４にそれぞれ対応しているト
ランジスタＱ２２，Ｑ２３も、前記トランジスタＱ５と
カレントミラー回路を構成しており、それぞれ前記トラ
ンジスタＱ２４，Ｑ２５に、２Ｉの電流を供給する。
構成するトランジスタＱ２４，Ｑ２５に電流を供給し、
前記定電流源Ｆ０３，Ｆ０４にそれぞれ対応しているト
ランジスタＱ２２，Ｑ２３も、前記トランジスタＱ５と
カレントミラー回路を構成しており、それぞれ前記トラ
ンジスタＱ２４，Ｑ２５に、２Ｉの電流を供給する。
【００４７】一方、前記定電流源Ｆ０１，Ｆ０２をそれ
ぞれ構成するトランジスタＱ１８，Ｑ１９は、バイアス
回路Ｆ３のトランジスタＱ１０とカレントミラー回路を
構成している。トランジスタＱ１０のエミッタは抵抗Ｒ
９を介して接地され、コレクタは抵抗Ｒ８を介して前記
電源ライン１２に接続されるとともに、トランジスタＱ
１１のベースに接続される。トランジスタＱ１１のエミ
ッタは前記トランジスタＱ１０のベースと接続され、コ
レクタは前記電源ライン１２に接続される。また、トラ
ンジスタＱ１０と抵抗Ｒ９とから成る定電流源と並列
に、高周波ノイズ除去用のコンデンサＣ４が接続されて
いる。抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とはそれぞれ等し
く、またトランジスタＱ１０とトランジスタＱ１８，Ｑ
１９のエミッタ面積もそれぞれ等しく、したがってトラ
ンジスタＱ１８，Ｑ１９をそれぞれ流れる前記電流Ｉ
１，Ｉ２は、 Ｉ１＝Ｉ２＝（Ｖｃｃ−２ＶＢＥ）／（Ｒ８＋Ｒ９） …（１１） となる。ただし、トランジスタＱ１０，Ｑ１１のベース
−エミッタ間電圧は、ＶＢＥで等しいものとしている。
ぞれ構成するトランジスタＱ１８，Ｑ１９は、バイアス
回路Ｆ３のトランジスタＱ１０とカレントミラー回路を
構成している。トランジスタＱ１０のエミッタは抵抗Ｒ
９を介して接地され、コレクタは抵抗Ｒ８を介して前記
電源ライン１２に接続されるとともに、トランジスタＱ
１１のベースに接続される。トランジスタＱ１１のエミ
ッタは前記トランジスタＱ１０のベースと接続され、コ
レクタは前記電源ライン１２に接続される。また、トラ
ンジスタＱ１０と抵抗Ｒ９とから成る定電流源と並列
に、高周波ノイズ除去用のコンデンサＣ４が接続されて
いる。抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とはそれぞれ等し
く、またトランジスタＱ１０とトランジスタＱ１８，Ｑ
１９のエミッタ面積もそれぞれ等しく、したがってトラ
ンジスタＱ１８，Ｑ１９をそれぞれ流れる前記電流Ｉ
１，Ｉ２は、 Ｉ１＝Ｉ２＝（Ｖｃｃ−２ＶＢＥ）／（Ｒ８＋Ｒ９） …（１１） となる。ただし、トランジスタＱ１０，Ｑ１１のベース
−エミッタ間電圧は、ＶＢＥで等しいものとしている。
【００４８】また、前記トランジスタＱ２４，Ｑ２５の
差動対に前記電流Ｉ３＋Ｉ４を供給するトランジスタＱ
２６は、バイアス回路Ｆ２のトランジスタＱ８とカレン
トミラー回路を構成している。トランジスタＱ８のエミ
ッタは抵抗Ｒ６を介して接地され、コレクタは抵抗Ｒ５
を介して前記電源ライン１２に接続されるとともに、ト
ランジスタＱ９のベースに接続される。このトランジス
タＱ９のエミッタは前記トランジスタＱ８のベースに接
続され、コレクタは前記電源ライン１２に接続される。
また、トランジスタＱ８と抵抗Ｒ６とから成る定電流源
と並列に、高周波ノイズ除去用のコンデンサＣ３が接続
されている。したがって、 Ｉ３＋Ｉ４＝（Ｖｃｃ−２ＶＢＥ）／（Ｒ５＋Ｒ６） …（１２） となる。ただし、トランジスタＱ８，Ｑ９のベース−エ
ミッタ間電圧は、ＶＢＥで等しいものとしている。
差動対に前記電流Ｉ３＋Ｉ４を供給するトランジスタＱ
２６は、バイアス回路Ｆ２のトランジスタＱ８とカレン
トミラー回路を構成している。トランジスタＱ８のエミ
ッタは抵抗Ｒ６を介して接地され、コレクタは抵抗Ｒ５
を介して前記電源ライン１２に接続されるとともに、ト
ランジスタＱ９のベースに接続される。このトランジス
タＱ９のエミッタは前記トランジスタＱ８のベースに接
続され、コレクタは前記電源ライン１２に接続される。
また、トランジスタＱ８と抵抗Ｒ６とから成る定電流源
と並列に、高周波ノイズ除去用のコンデンサＣ３が接続
されている。したがって、 Ｉ３＋Ｉ４＝（Ｖｃｃ−２ＶＢＥ）／（Ｒ５＋Ｒ６） …（１２） となる。ただし、トランジスタＱ８，Ｑ９のベース−エ
ミッタ間電圧は、ＶＢＥで等しいものとしている。
【００４９】さらにまた、トランスコンダクタンスアン
プＧＭ１において、トランジスタＱ２７，Ｑ２８へは、
基準電圧源Ｆ４によって前記基準電圧Ｖｒｅｆ１に対応
する基準電圧が与えられている。以上のように、各バイ
アス回路Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３から与えられるバイアス電流
によって、トランスコンダクタンスアンプＧＭ１は、前
述の図２で示すような動作を実現することができる。
プＧＭ１において、トランジスタＱ２７，Ｑ２８へは、
基準電圧源Ｆ４によって前記基準電圧Ｖｒｅｆ１に対応
する基準電圧が与えられている。以上のように、各バイ
アス回路Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３から与えられるバイアス電流
によって、トランスコンダクタンスアンプＧＭ１は、前
述の図２で示すような動作を実現することができる。
【００５０】一方、基準電圧源Ｆ０において、トランジ
スタＱ２はトランジスタＱ１とカレントミラー回路を構
成し、トランジスタＱ４はトランジスタＱ３とカレント
ミラー回路を構成する。ダイオード接続されているトラ
ンジスタＱ１のコレクタおよびベースは、抵抗Ｒ１を介
して前記電源ライン１２に接続され、エミッタは、前記
トランジスタＱ３のエミッタに接続されている。ダイオ
ード接続されているトランジスタＱ３のベースおよびコ
レクタは、接地されている。
スタＱ２はトランジスタＱ１とカレントミラー回路を構
成し、トランジスタＱ４はトランジスタＱ３とカレント
ミラー回路を構成する。ダイオード接続されているトラ
ンジスタＱ１のコレクタおよびベースは、抵抗Ｒ１を介
して前記電源ライン１２に接続され、エミッタは、前記
トランジスタＱ３のエミッタに接続されている。ダイオ
ード接続されているトランジスタＱ３のベースおよびコ
レクタは、接地されている。
【００５１】したがって、トランジスタＱ２，Ｑ４のエ
ミッタ間から出力される前記基準電圧Ｖｒｅｆは、トラ
ンジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥで設定さ
れ、約０．７Ｖとなる。こうして、前記基準電圧Ｖｒｅ
ｆがＶｃｃ／２より下方にシフトされている。
ミッタ間から出力される前記基準電圧Ｖｒｅｆは、トラ
ンジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥで設定さ
れ、約０．７Ｖとなる。こうして、前記基準電圧Ｖｒｅ
ｆがＶｃｃ／２より下方にシフトされている。
【００５２】トランスコンダクタンスアンプＧＭ２は、
前述のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１と、電流容
量なども同様に構成されている。
前述のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１と、電流容
量なども同様に構成されている。
【００５３】本発明でまた、注目すべきは、出力端子Ｐ
２の電位が、クランプ回路ＣＬＰによって、所定のクラ
ンプ電圧ＶＣＬＰ以下とならないようにクランプされる
ことである。クランプ回路ＣＬＰは、定電流源を構成す
る抵抗Ｒ４０およびトランジスタＱ６１と、所定の電圧
降下を発生するトランジスタＱ６２，Ｑ６３と、分圧抵
抗Ｒ３８，Ｒ３９と、出力端子Ｐ２に接続されるトラン
ジスタＱ５８とを備えて構成されている。
２の電位が、クランプ回路ＣＬＰによって、所定のクラ
ンプ電圧ＶＣＬＰ以下とならないようにクランプされる
ことである。クランプ回路ＣＬＰは、定電流源を構成す
る抵抗Ｒ４０およびトランジスタＱ６１と、所定の電圧
降下を発生するトランジスタＱ６２，Ｑ６３と、分圧抵
抗Ｒ３８，Ｒ３９と、出力端子Ｐ２に接続されるトラン
ジスタＱ５８とを備えて構成されている。
【００５４】前記抵抗Ｒ４０およびトランジスタＱ６１
から成る定電流源と、トランジスタＱ６２，Ｑ６３との
直列回路が、前記電源ライン１２と接地電位との間に介
在されている。ダイオード接続されたトランジスタＱ６
２にはまた、分圧抵抗Ｒ３８，Ｒ３９の直列回路が並列
に接続されている。この分圧抵抗Ｒ３８，Ｒ３９の接続
点の電位が、トランジスタＱ５８を介して前記出力端子
Ｐ２に与えられる。
から成る定電流源と、トランジスタＱ６２，Ｑ６３との
直列回路が、前記電源ライン１２と接地電位との間に介
在されている。ダイオード接続されたトランジスタＱ６
２にはまた、分圧抵抗Ｒ３８，Ｒ３９の直列回路が並列
に接続されている。この分圧抵抗Ｒ３８，Ｒ３９の接続
点の電位が、トランジスタＱ５８を介して前記出力端子
Ｐ２に与えられる。
【００５５】したがって、前記クランプ電圧ＶＣＬＰ
は、トランジスタＱ５８，Ｑ６２，Ｑ６３のベース−エ
ミッタ間電圧をそれぞれＶＢＥ５８，ＶＢＥ６２，ＶＢ
Ｅ６３とするとき、
は、トランジスタＱ５８，Ｑ６２，Ｑ６３のベース−エ
ミッタ間電圧をそれぞれＶＢＥ５８，ＶＢＥ６２，ＶＢ
Ｅ６３とするとき、
【００５６】
【数５】
【００５７】となり、たとえば０．４Ｖとなる。
【００５８】したがって、前記基準電圧Ｖｒｅｆの低下
によっても抑制できなかった下側方向の成分によるトラ
ンジスタＱ５７の飽和を抑制し、大振幅時においても回
路を飽和させることなく、良好な状態で上側振幅のみを
出力することができる。
によっても抑制できなかった下側方向の成分によるトラ
ンジスタＱ５７の飽和を抑制し、大振幅時においても回
路を飽和させることなく、良好な状態で上側振幅のみを
出力することができる。
【００５９】このように、本発明に従うバンドパスフィ
ルタ１１では、基準電圧ＶｒｅｆをＶｃｃ／２よりも下
方にシフトして、フィルタ入力Ｖｉｎの下側成分を抑制
するとともに、さらにクランプ電圧ＶＣＬＰによって、
下側方向の成分を抑制するので、電源電圧Ｖｃｃが低く
ても、その低い電圧範囲を有効に上側成分のダイナミッ
クレンジとして使用し、ダイナミックレンジの縮小を抑
制することができる。
ルタ１１では、基準電圧ＶｒｅｆをＶｃｃ／２よりも下
方にシフトして、フィルタ入力Ｖｉｎの下側成分を抑制
するとともに、さらにクランプ電圧ＶＣＬＰによって、
下側方向の成分を抑制するので、電源電圧Ｖｃｃが低く
ても、その低い電圧範囲を有効に上側成分のダイナミッ
クレンジとして使用し、ダイナミックレンジの縮小を抑
制することができる。
【００６０】本発明は、バンドパスフィルタに限らず、
トランスコンダクタンスアンプを用いるフィルタであれ
ば、他の種類のフィルタにも好適に実施することができ
る。前記トランジスタＱ２，Ｑ４のエミッタ面積比は、
前記１：３に限らず、所望とする基準電圧Ｖｒｅｆに対
応して選ばれればよい。
トランスコンダクタンスアンプを用いるフィルタであれ
ば、他の種類のフィルタにも好適に実施することができ
る。前記トランジスタＱ２，Ｑ４のエミッタ面積比は、
前記１：３に限らず、所望とする基準電圧Ｖｒｅｆに対
応して選ばれればよい。
【００６１】
【発明の効果】請求項１の発明に係るフィルタ回路は、
以上のように、トランスコンダクタンスアンプを備える
フィルタ回路において、前記トランスコンダクタンスア
ンプの基準電圧Ｖｒｅｆを電源電圧Ｖｃｃの１／２より
下方にシフトすると共に、第１の入力に前記基準電圧が
与えられ、第２の入力にフィルタ出力が帰還される第１
のトランスコンダクタンスアンプと、前記第１のトラン
スコンダクタンスアンプの出力電流が与えられる第１の
バッファ回路と、フィルタ入力を前記第１のバッファ回
路に与える第１のコンデンサと、第１の入力に前記第１
のバッファ回路の出力が与えられ、第２の入力に前記フ
ィルタ出力が第１の抵抗を介して帰還されるとともに、
第２の抵抗を介して前記基準電圧が与えられる第２のト
ランスコンダクタンスアンプと、前記第２のトランスコ
ンダクタンスアンプの出力電流が与えられ、前記フィル
タ出力を導出する第２のバッファ回路と、一端に前記第
２のトランスコンダクタンスアンプの出力電流が与えら
れ、他端が接地される第２のコンデンサとを含んで構成
される。
以上のように、トランスコンダクタンスアンプを備える
フィルタ回路において、前記トランスコンダクタンスア
ンプの基準電圧Ｖｒｅｆを電源電圧Ｖｃｃの１／２より
下方にシフトすると共に、第１の入力に前記基準電圧が
与えられ、第２の入力にフィルタ出力が帰還される第１
のトランスコンダクタンスアンプと、前記第１のトラン
スコンダクタンスアンプの出力電流が与えられる第１の
バッファ回路と、フィルタ入力を前記第１のバッファ回
路に与える第１のコンデンサと、第１の入力に前記第１
のバッファ回路の出力が与えられ、第２の入力に前記フ
ィルタ出力が第１の抵抗を介して帰還されるとともに、
第２の抵抗を介して前記基準電圧が与えられる第２のト
ランスコンダクタンスアンプと、前記第２のトランスコ
ンダクタンスアンプの出力電流が与えられ、前記フィル
タ出力を導出する第２のバッファ回路と、一端に前記第
２のトランスコンダクタンスアンプの出力電流が与えら
れ、他端が接地される第２のコンデンサとを含んで構成
される。
【００６２】それゆえ、低消費電力化などのために電源
電圧を低下しても、検波などのために後段回路で使用さ
れる上側成分の信号振幅範囲を前記Ｖｃｃ／２よりも拡
大して充分なダイナミックレンジを確保することがで
き、Ｓ／Ｎの悪化を招くことはない。
電圧を低下しても、検波などのために後段回路で使用さ
れる上側成分の信号振幅範囲を前記Ｖｃｃ／２よりも拡
大して充分なダイナミックレンジを確保することがで
き、Ｓ／Ｎの悪化を招くことはない。
【００６３】また、振幅基準値を下方にシフトして、上
側成分には所望とする充分なダイナミックレンジを確保
することができるようにしたフィルタを、具体的に実現
することができる。
側成分には所望とする充分なダイナミックレンジを確保
することができるようにしたフィルタを、具体的に実現
することができる。
【００６４】さらにまた、請求項２の発明に係るフィル
タ回路は、以上のように、前記第２のバッファ回路に関
連して、前記基準電圧よりも予め定める電圧だけ低いレ
ベルのクランプ電圧でフィルタ出力をクランプする。
タ回路は、以上のように、前記第２のバッファ回路に関
連して、前記基準電圧よりも予め定める電圧だけ低いレ
ベルのクランプ電圧でフィルタ出力をクランプする。
【００６５】それゆえ、フィルタ入力が、低下された基
準電圧よりも低く、かつ大振幅であっても、第２のバッ
ファ回路の出力トランジスタを飽和することのない良好
な状態とすることができ、歪を抑制することができる。
準電圧よりも低く、かつ大振幅であっても、第２のバッ
ファ回路の出力トランジスタを飽和することのない良好
な状態とすることができ、歪を抑制することができる。
【図１】本発明の実施の一形態のバンドパスフィルタの
概略的構成を示すブロック図である。
概略的構成を示すブロック図である。
【図２】一般的なトランスコンダクタンスアンプの動作
を説明するための概略的構成を示す電気回路図である。
を説明するための概略的構成を示す電気回路図である。
【図３】図１で示すバンドパスフィルタの具体的構成を
示す電気回路図である。
示す電気回路図である。
【図４】一般的な赤外線リモコンの受信機の電気的構成
を示す等価回路ブロック図である。
を示す等価回路ブロック図である。
【図５】図４で示す受信機の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図６】図４で示す受信機などに用いられる典型的な従
来技術のバンドパスフィルタおよび本発明のバンドパス
フィルタの動作を説明するための波形図である。
来技術のバンドパスフィルタおよび本発明のバンドパス
フィルタの動作を説明するための波形図である。
１ 受信機 ２ バンドパスフィルタ ３ 積分器 ４ ピークホールド回路 ５，６ 積分器コンパレータ ７ ヒステリシスコンパレータ １１ バンドパスフィルタ ２０ トランスコンダクタンスアンプ ２１，２２ 差動入力回路 ２３ 出力回路 Ｂ１，Ｂ２ バッファ ＣＬＰ クランプ回路 Ｆ０ 基準電圧源 Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３ バイアス回路 Ｆ４ 基準電圧源 ＧＭ１，ＧＭ２ トランスコンダクタンスアンプ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/28 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/12 H04B 10/04 H04B 10/06 H04B 10/14 H04B 10/26 H04B 10/28
Claims (2)
- 【請求項１】トランスコンダクタンスアンプを備えるフ
ィルタ回路において、 前記トランスコンダクタンスアンプの電源電圧の１／２
より下方にシフトした基準電圧を与える基準電圧源と、 第１の入力に前記基準電圧が与えられ、第２の入力にフ
ィルタ出力が帰還される第１のトランスコンダクタンス
アンプと、 前記第１のトランスコンダクタンスアンプの出力電流が
与えられる第１のバッファ回路と、 フィルタ入力を前記第１のバッファ回路に与える第１の
コンデンサと、 第１の入力に前記第１のバッファ回路の出力が与えら
れ、第２の入力に前記フィルタ出力が第１の抵抗を介し
て帰還されるとともに、第２の抵抗を介して前記基準電
圧が与えられる第２のトランスコンダクタンスアンプ
と、 前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力電流が
与えられ、前記フィルタ出力を導出する第２のバッファ
回路と、 一端に前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力
電流が与えられ、他端が接地される第２のコンデンサと
を含んで構成されることを特徴とする フィルタ回路。 - 【請求項２】前記第２のバッファ回路に関連して、前記
基準電圧よりも予め定める電圧だけ低いレベルをクラン
プ電圧とし、そのクランプ電圧以下となるフィルタ出力
をクランプするクランプ手段をさらに有することを特徴
とする請求項１記載のフィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26698497A JP3350415B2 (ja) | 1997-09-30 | 1997-09-30 | フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26698497A JP3350415B2 (ja) | 1997-09-30 | 1997-09-30 | フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11112286A JPH11112286A (ja) | 1999-04-23 |
| JP3350415B2 true JP3350415B2 (ja) | 2002-11-25 |
Family
ID=17438449
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26698497A Expired - Fee Related JP3350415B2 (ja) | 1997-09-30 | 1997-09-30 | フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3350415B2 (ja) |
-
1997
- 1997-09-30 JP JP26698497A patent/JP3350415B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11112286A (ja) | 1999-04-23 |
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Legal Events
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