JP3088138B2 - 検波回路 - Google Patents
検波回路Info
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- JP3088138B2 JP3088138B2 JP03174967A JP17496791A JP3088138B2 JP 3088138 B2 JP3088138 B2 JP 3088138B2 JP 03174967 A JP03174967 A JP 03174967A JP 17496791 A JP17496791 A JP 17496791A JP 3088138 B2 JP3088138 B2 JP 3088138B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は検波回路に関し、特に赤
外線受信装置に関する。
外線受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１０は従来一般の受信装置のブロック
図を示す。特定の周波数を持つ搬送波が断続することに
より構成するパルス位置変調（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔ
ｉｏｎＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ以下ＰＰＭの略す）信号が
赤外線ＬＥＤを導通し、赤外線を媒体とする赤外線変調
波となり伝達され、赤外線感知素子１が前記赤外線変調
波を受信し、ＰＰＭ変調信号のみを増幅回路２へ伝達
し、前記増幅回路２はＰＰＭ変調信号を増幅したのち、
ＰＰＭ変調信号の搬送波に同調したバンド・パス・フィ
ルター（以下ＢＰＦと略す）３で不要な信号やノイズを
除去し、検波回路４でＰＰＭ信号の搬送波の断続に応じ
ＬｏｗレベルＨｉｇｈレベルに検波し、前記検波回路４
の出力信号をヒステリシスコンパレータ１８による波形
整形回路５で波形整形をおこない、ＰＰＭ信号の搬送波
の断続に応じたパルスを出力端子６より出力している。
図を示す。特定の周波数を持つ搬送波が断続することに
より構成するパルス位置変調（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔ
ｉｏｎＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ以下ＰＰＭの略す）信号が
赤外線ＬＥＤを導通し、赤外線を媒体とする赤外線変調
波となり伝達され、赤外線感知素子１が前記赤外線変調
波を受信し、ＰＰＭ変調信号のみを増幅回路２へ伝達
し、前記増幅回路２はＰＰＭ変調信号を増幅したのち、
ＰＰＭ変調信号の搬送波に同調したバンド・パス・フィ
ルター（以下ＢＰＦと略す）３で不要な信号やノイズを
除去し、検波回路４でＰＰＭ信号の搬送波の断続に応じ
ＬｏｗレベルＨｉｇｈレベルに検波し、前記検波回路４
の出力信号をヒステリシスコンパレータ１８による波形
整形回路５で波形整形をおこない、ＰＰＭ信号の搬送波
の断続に応じたパルスを出力端子６より出力している。
【０００３】赤外線感知素子１は一般にＰＩＮホトダイ
オードが使われ、増幅回路２は差動増幅器で構成され、
ＰＰＭ変調信号を適正な利得で増幅し、ＢＰＦに入力し
ている。
オードが使われ、増幅回路２は差動増幅器で構成され、
ＰＰＭ変調信号を適正な利得で増幅し、ＢＰＦに入力し
ている。
【０００４】次にＢＰＦ以降の回路構成の従来例を第３
図を使い更に詳しく説明する。第１のコンデンサＣ１は
一端を増幅回路２の出力端に接続し、他端を第１のバッ
ファー回路１２の入力端と非反転入力端と反転入力端を
有す第１の可変トランスコンダクタンスアンプ１１の出
力端と接続し、第１のバッファー回路１２の出力は非反
転入力端と反転入力端を有す第２の可変トランスコンダ
クタンスアンプ１３の非反転入力端と接続し、第２の可
変トランスコンダクタンスアンプ１３の出力端は第２の
バッファー回路１４の入力端と第２のコンデンサＣ２の
一端と接続し、前記第二のコンデンサＣ２の他端はＧＮ
Ｄに接続し、第二のバッファー回路１４の出力端は第１
・第２の可変トランスコンダクタンスアンプ１１と１３
の反転入力端と接続し、第１の可変トランスコンダクタ
ンスアンプ１１の非反転入力端は電圧源１１３の正端子
に接続することにより前記Ｃ１の一端を入力端、前記バ
ッファー１４の出力端を出力端とするＢＰＦ３を構成し
ている。
図を使い更に詳しく説明する。第１のコンデンサＣ１は
一端を増幅回路２の出力端に接続し、他端を第１のバッ
ファー回路１２の入力端と非反転入力端と反転入力端を
有す第１の可変トランスコンダクタンスアンプ１１の出
力端と接続し、第１のバッファー回路１２の出力は非反
転入力端と反転入力端を有す第２の可変トランスコンダ
クタンスアンプ１３の非反転入力端と接続し、第２の可
変トランスコンダクタンスアンプ１３の出力端は第２の
バッファー回路１４の入力端と第２のコンデンサＣ２の
一端と接続し、前記第二のコンデンサＣ２の他端はＧＮ
Ｄに接続し、第二のバッファー回路１４の出力端は第１
・第２の可変トランスコンダクタンスアンプ１１と１３
の反転入力端と接続し、第１の可変トランスコンダクタ
ンスアンプ１１の非反転入力端は電圧源１１３の正端子
に接続することにより前記Ｃ１の一端を入力端、前記バ
ッファー１４の出力端を出力端とするＢＰＦ３を構成し
ている。
【０００５】図４は前記ＢＰＦ３に使用される可変トラ
ンスコンダクタンスアンプ１１と１３の実施例を示す。
ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタはダイオードＤ１の
カソード端とＮＰＮトランジスタＱ４のベースと接続
し、前記ダイオードＤ１のアノード端はダイオードＤ２
のアノード端とＰＮＰトランジスタＱ５のエミッタとＰ
ＮＰトランジスタＱ６のエミッタと可変抵抗器Ｒ３の一
端と電圧源１１１の正端子と接続している。ダイオード
Ｄ２のカソード端はＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ
とＮＰＮトランジスタＱ３のベースと接続し、ＮＰＮト
ランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ２の一端と接続し、
前記Ｒ２の他端は抵抗Ｒ１の一端と電流源Ｉ1 の電流引
き込み端子と接続し、前記Ｒ１の他端はＮＰＮトランジ
スタＱ１のエミッタと接続している。ＮＰＮトランジス
タＱ３のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ５のコレクタ
とベースとＰＮＰトランジスタＱ６のベースと接続し、
前記ＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタは前記ＮＰＮト
ランジスタＱ４のエミッタとカレントミラー回路１９の
出力端１９．２と接続し、前記ＰＮＰトランジスタＱ６
のコレクタは前記カレントミラー回路１９の出力端１
９．３と接続し、カレントミラー回路１９の入力端１
９．１は可変抵抗器Ｒ３の他端と接続し、前記ＮＰＮト
ランジスタＱ１のベースを非反転入力端とし、前記ＮＰ
ＮトランジスタＱ２のベースを反転入力端とし、前記Ｐ
ＮＰトランジスタＱ６のコレクタを出力端とする可変コ
ンダクタンスアンプを構成している。抵抗Ｒ1 Ｒ2 の値
をともに同じＲE とし、電流源Ｉ1 の引き込み電流をＩ
1 （以下Ｉ1 と略す）とし、カレントミラー回路１９．
２の出力端１９．２の引き込み電流をＩ2 （以下Ｉ2 と
略す）とすると可変コンダクタンスアンプのｇｍ（相互
コンダクタンス）は第１式で示され、
ンスコンダクタンスアンプ１１と１３の実施例を示す。
ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタはダイオードＤ１の
カソード端とＮＰＮトランジスタＱ４のベースと接続
し、前記ダイオードＤ１のアノード端はダイオードＤ２
のアノード端とＰＮＰトランジスタＱ５のエミッタとＰ
ＮＰトランジスタＱ６のエミッタと可変抵抗器Ｒ３の一
端と電圧源１１１の正端子と接続している。ダイオード
Ｄ２のカソード端はＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ
とＮＰＮトランジスタＱ３のベースと接続し、ＮＰＮト
ランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ２の一端と接続し、
前記Ｒ２の他端は抵抗Ｒ１の一端と電流源Ｉ1 の電流引
き込み端子と接続し、前記Ｒ１の他端はＮＰＮトランジ
スタＱ１のエミッタと接続している。ＮＰＮトランジス
タＱ３のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ５のコレクタ
とベースとＰＮＰトランジスタＱ６のベースと接続し、
前記ＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタは前記ＮＰＮト
ランジスタＱ４のエミッタとカレントミラー回路１９の
出力端１９．２と接続し、前記ＰＮＰトランジスタＱ６
のコレクタは前記カレントミラー回路１９の出力端１
９．３と接続し、カレントミラー回路１９の入力端１
９．１は可変抵抗器Ｒ３の他端と接続し、前記ＮＰＮト
ランジスタＱ１のベースを非反転入力端とし、前記ＮＰ
ＮトランジスタＱ２のベースを反転入力端とし、前記Ｐ
ＮＰトランジスタＱ６のコレクタを出力端とする可変コ
ンダクタンスアンプを構成している。抵抗Ｒ1 Ｒ2 の値
をともに同じＲE とし、電流源Ｉ1 の引き込み電流をＩ
1 （以下Ｉ1 と略す）とし、カレントミラー回路１９．
２の出力端１９．２の引き込み電流をＩ2 （以下Ｉ2 と
略す）とすると可変コンダクタンスアンプのｇｍ（相互
コンダクタンス）は第１式で示され、
【０００６】
【０００７】Ｉ1 を大きく（あるいはＩ2 を小さく）す
ることでｇｍは小さくなりＩ1 を小さく（あるいはＩ2
を大きく）することでｇｍは大きくなる。以下Ｉ1 の引
き込み端を可変コンダクタンスアンプの負の制御端Ｉ2
の引き込み端を正の制御端と名称する。本可変トランス
コンダクタンスアンプの実施例は電流源Ｉ1 を適当な値
に固定し、可変抵抗器Ｒ３の値を変化することでＩ2 の
値を可変し、ｇｍを可変できるようにしている。
ることでｇｍは小さくなりＩ1 を小さく（あるいはＩ2
を大きく）することでｇｍは大きくなる。以下Ｉ1 の引
き込み端を可変コンダクタンスアンプの負の制御端Ｉ2
の引き込み端を正の制御端と名称する。本可変トランス
コンダクタンスアンプの実施例は電流源Ｉ1 を適当な値
に固定し、可変抵抗器Ｒ３の値を変化することでＩ2 の
値を可変し、ｇｍを可変できるようにしている。
【０００８】図３においてＢＰＦ３の同調周波数ｆ
0 （以下ｆ0と略す）はコンデンサＣ１Ｃ２の容量値を
Ｃ1 Ｃ2 、前記可変トランスコンダクタンスアンプ１
１，１３のｇｍをｇｍ１・ｇｍ２とすると第２式で表わ
され、
0 （以下ｆ0と略す）はコンデンサＣ１Ｃ２の容量値を
Ｃ1 Ｃ2 、前記可変トランスコンダクタンスアンプ１
１，１３のｇｍをｇｍ１・ｇｍ２とすると第２式で表わ
され、
【０００９】
【００１０】可変抵抗器Ｒ３により可変コンダクタンス
アンプの正の制御端の引き込み電流Ｉ2 を制御すること
によりｆ0 を調整することができる。
アンプの正の制御端の引き込み電流Ｉ2 を制御すること
によりｆ0 を調整することができる。
【００１１】本赤外線受信装置は半導体集積回路により
製造されるために拡散上の変動が原因で抵抗やコンデン
サの値がばらつき、それがｆ0 の値に影響を与える。抵
抗の値が変化すると回路を流れる電流が変化するが、前
記ｆ0 の式においてＩ1 は抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の値であるＲ
E と掛けているためｆ0 の値を変化させる要因とはなら
ないが、Ｉ2 の値のばらつきはｆ0 の値を直接変化させ
てしまう。そのためＩ2 を決定する可変抵抗器Ｒ３を半
導体上に設けず半導体外の外付抵抗とし、ｆ0 が半導体
内部の抵抗の拡散上のばらつきで変化しないようにし設
計されている。次にコンデンサがばらついた場合、コン
デンサＣ１Ｃ２の値が変化するためｆ0 は変化してしま
う。そのため抵抗Ｒ３を可変抵抗器とし、拡散・組立後
可変抵抗器Ｒ３を調整することでコンデンサＣ１Ｃ２に
よるｆ0 の変動を補正している。
製造されるために拡散上の変動が原因で抵抗やコンデン
サの値がばらつき、それがｆ0 の値に影響を与える。抵
抗の値が変化すると回路を流れる電流が変化するが、前
記ｆ0 の式においてＩ1 は抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の値であるＲ
E と掛けているためｆ0 の値を変化させる要因とはなら
ないが、Ｉ2 の値のばらつきはｆ0 の値を直接変化させ
てしまう。そのためＩ2 を決定する可変抵抗器Ｒ３を半
導体上に設けず半導体外の外付抵抗とし、ｆ0 が半導体
内部の抵抗の拡散上のばらつきで変化しないようにし設
計されている。次にコンデンサがばらついた場合、コン
デンサＣ１Ｃ２の値が変化するためｆ0 は変化してしま
う。そのため抵抗Ｒ３を可変抵抗器とし、拡散・組立後
可変抵抗器Ｒ３を調整することでコンデンサＣ１Ｃ２に
よるｆ0 の変動を補正している。
【００１２】前記ＢＰＦ回路３の出力端はＮＰＮトラン
ジスタＱ１０１のベースとＤＣレベルシフト回路１５の
入力端に接続し、前記ＤＣレベルシフト回路１５の出力
はローパスフィルター１６の入力端に接続し、前記ロー
パスフィルター１６の出力端はＮＰＮトランジスタＱ１
００のベースに接続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１０
０のエミッタはＮＰＮトランジスタＱ１０１のエミッタ
とカレントミラー回路２３の出力端２３．２と接続し、
Ｑ１０１のコレクタはカレントミラー回路１７の入力端
１７．１と接続し、前記カレントミラー回路１７の出力
端１７．２はカレントミラー回路２３の出力端２３．３
と第３のコンデンサＣ３の一端と接続し、前記コンデン
サＣ３の他端は接地させ、検波回路４を構成している。
ジスタＱ１０１のベースとＤＣレベルシフト回路１５の
入力端に接続し、前記ＤＣレベルシフト回路１５の出力
はローパスフィルター１６の入力端に接続し、前記ロー
パスフィルター１６の出力端はＮＰＮトランジスタＱ１
００のベースに接続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１０
０のエミッタはＮＰＮトランジスタＱ１０１のエミッタ
とカレントミラー回路２３の出力端２３．２と接続し、
Ｑ１０１のコレクタはカレントミラー回路１７の入力端
１７．１と接続し、前記カレントミラー回路１７の出力
端１７．２はカレントミラー回路２３の出力端２３．３
と第３のコンデンサＣ３の一端と接続し、前記コンデン
サＣ３の他端は接地させ、検波回路４を構成している。
【００１３】次に検波回路４の動作を図６を使い説明す
る。図６の（１）はＰＰＭ変調信号波形の一例で、搬送
波のあるＯＮ期間とＤＣ信号のみのＯＦＦ期間とで構成
されている。前記信号かＢＰＦ３より出力され検波回路
４に入力されると、前記信号は次の二方向に分けられ
る。一方はそのままの信号をＱ１０１のベースへ伝達
し、他方はＤＣレベルシフト回路１５を通り、前記信号
のＤＣレベルを適当に上げ、ローパスフィルタ１６で搬
送波を除去し、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベースへ
伝達する。ＮＰＮトランジスタＱ１００とＱ１０１は差
動スイッチとして動作し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１
００のベースへの入力信号は、前記ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１のベースへのＰＰＭ変調信号の検波のしきい値
として使われる。図６（２）に前記ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１００とＱ１０１の信号波形を示す。ＮＰＮトランジ
スタＱ１０１のベース電位がＮＰＮトランジスタＱ１０
０のベース電位より高いときＮＰＮトランジスタＱ１０
１０はＯＮし、ＮＰＮトランジスタＱ１０１のコレクタ
電流は入出力電流比１：１のカレントミラー回路１７を
通しカレントミラー回路１７の出力端１７．２より流れ
出る。
る。図６の（１）はＰＰＭ変調信号波形の一例で、搬送
波のあるＯＮ期間とＤＣ信号のみのＯＦＦ期間とで構成
されている。前記信号かＢＰＦ３より出力され検波回路
４に入力されると、前記信号は次の二方向に分けられ
る。一方はそのままの信号をＱ１０１のベースへ伝達
し、他方はＤＣレベルシフト回路１５を通り、前記信号
のＤＣレベルを適当に上げ、ローパスフィルタ１６で搬
送波を除去し、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベースへ
伝達する。ＮＰＮトランジスタＱ１００とＱ１０１は差
動スイッチとして動作し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１
００のベースへの入力信号は、前記ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１のベースへのＰＰＭ変調信号の検波のしきい値
として使われる。図６（２）に前記ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１００とＱ１０１の信号波形を示す。ＮＰＮトランジ
スタＱ１０１のベース電位がＮＰＮトランジスタＱ１０
０のベース電位より高いときＮＰＮトランジスタＱ１０
１０はＯＮし、ＮＰＮトランジスタＱ１０１のコレクタ
電流は入出力電流比１：１のカレントミラー回路１７を
通しカレントミラー回路１７の出力端１７．２より流れ
出る。
【００１４】ＮＰＮトランジスタＱ１０１のＯＮ時コレ
クタ電流Ｉ4 （以下Ｉ4 と略す）をカレントミラー回路
２３の出力端２３．３の引き込み電流Ｉ3 （以下Ｉ3 と
略す）より適当に大きくすることでＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１がＯＮ時コンデンサＣ３はＩ4 とＩ3 の差分の
電流により充電し、ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦ
Ｆ時コンデンサＣ３はＩ3 により放電する。コンデンサ
ーＣ３はＰＰＭ変調信号のＯＮ期間時Ｉ4 とＩ3 の差分
の電流による充電とＩ3 のみによる放電のためノコギリ
波状の充放電をくりかえしＨｉｇｈレベルとなり、ＯＦ
Ｆ期間時Ｉ3 による放電電流によりＬｏｗレベルとな
る。Ｃ３の充電電圧・放電電圧を次式に示す。
クタ電流Ｉ4 （以下Ｉ4 と略す）をカレントミラー回路
２３の出力端２３．３の引き込み電流Ｉ3 （以下Ｉ3 と
略す）より適当に大きくすることでＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１がＯＮ時コンデンサＣ３はＩ4 とＩ3 の差分の
電流により充電し、ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦ
Ｆ時コンデンサＣ３はＩ3 により放電する。コンデンサ
ーＣ３はＰＰＭ変調信号のＯＮ期間時Ｉ4 とＩ3 の差分
の電流による充電とＩ3 のみによる放電のためノコギリ
波状の充放電をくりかえしＨｉｇｈレベルとなり、ＯＦ
Ｆ期間時Ｉ3 による放電電流によりＬｏｗレベルとな
る。Ｃ３の充電電圧・放電電圧を次式に示す。
【００１５】
【００１６】
【００１７】前記コンデンサＣ３の充放電信号は波形整
形回路５に入力される。前記波形整形回路５はヒステリ
シスコンパレータ１８により構成されており、コンデン
サＣ３のノコギリ波状の信号を方形波に波形整形し、出
力端子６より出力する。
形回路５に入力される。前記波形整形回路５はヒステリ
シスコンパレータ１８により構成されており、コンデン
サＣ３のノコギリ波状の信号を方形波に波形整形し、出
力端子６より出力する。
【００１８】図５は前記波形整形回路５に使われるヒス
テリシスコンパレータ１８の実施例である。カレントミ
ラー回路２０の入力端２０．１は抵抗Ｒ１１の一端と接
続し、前記抵抗Ｒ１１の他端は電圧源１１１のプラス端
子と抵抗１３の一端とＰＮＰトランジスタＱ１３のエミ
ッタとＰＮＰトランジスタＱ１４のエミッタとＮＰＮト
ランジスタＱ１５のコレクタと接続し、カレントミラー
回路２０の出力端２０．２はＮＰＮトランジスタＱ１１
とＱ１２のエミッタとそれぞれ接続し、前記ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１１のコレクタは前記抵抗Ｒ１３の他端と接
続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１２のコレクタは前記
ＰＮＰトランジスタＱ１３のコレクタとベースと前記Ｐ
ＮＰトランジスタＱ１４のベースと接続し、前記ＰＮＰ
トランジスタＱ１４のコレクタは前記ＮＰＮトランジス
タＱ１２のベースと抵抗Ｒ１２の一端と接続し、前記抵
抗１２の他端は前記ＮＰＮトランジスタＱ１５のエミッ
タと前記カレントミラー回路２０の出力端２０．３と接
続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１５のベースは電圧源
１１２の正端子と接続しており、前記ＮＰＮトランジス
タＱ１１のベースを入力端、コレクタを出力端とするヒ
ステリシスコンパレータを構成している。
テリシスコンパレータ１８の実施例である。カレントミ
ラー回路２０の入力端２０．１は抵抗Ｒ１１の一端と接
続し、前記抵抗Ｒ１１の他端は電圧源１１１のプラス端
子と抵抗１３の一端とＰＮＰトランジスタＱ１３のエミ
ッタとＰＮＰトランジスタＱ１４のエミッタとＮＰＮト
ランジスタＱ１５のコレクタと接続し、カレントミラー
回路２０の出力端２０．２はＮＰＮトランジスタＱ１１
とＱ１２のエミッタとそれぞれ接続し、前記ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１１のコレクタは前記抵抗Ｒ１３の他端と接
続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１２のコレクタは前記
ＰＮＰトランジスタＱ１３のコレクタとベースと前記Ｐ
ＮＰトランジスタＱ１４のベースと接続し、前記ＰＮＰ
トランジスタＱ１４のコレクタは前記ＮＰＮトランジス
タＱ１２のベースと抵抗Ｒ１２の一端と接続し、前記抵
抗１２の他端は前記ＮＰＮトランジスタＱ１５のエミッ
タと前記カレントミラー回路２０の出力端２０．３と接
続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１５のベースは電圧源
１１２の正端子と接続しており、前記ＮＰＮトランジス
タＱ１１のベースを入力端、コレクタを出力端とするヒ
ステリシスコンパレータを構成している。
【００１９】前記ヒステリシスコンパレータ１８の実施
例を第７図を使い説明する。ＮＰＮトランジスタＱ１１
のベース電位がＨｉｇｈレベル時、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１１はＯＮしＮＰＮトランジスタＱ１２はＯＦＦす
る。このときＮＰＮトランジスタＱ１２のベースの電位
はＮＰＮトランジスタＱ１５のエミッタ電位と同じ電位
となりＮＰＮトランジスタＱ１２のベース電位はＬｏｗ
レベルとなる。次にＮＰＮトランジスタＱ１１のベース
電位がＬｏｗレベルのときＮＰＮトランジスタＱ１２は
ＯＮしＰＮＰトランジスタＱ１３とＰＮＰトランジスタ
Ｑ１４からなるカレントミラー回路を通しＮＰＮトラン
ジスタＱ１２のコレクタ電流が抵抗Ｒ１２に流れＮＰＮ
トランジスタＱ１２のベース電位を上げ、ＮＰＮトラン
ジスタＱ１２のベース電位はＨｉｇｈレベルとなる。こ
のとき抵抗Ｒ１２に発生する電位差は出力端２０．２の
引き込み電流をＩ5 とすると、次式となり、
例を第７図を使い説明する。ＮＰＮトランジスタＱ１１
のベース電位がＨｉｇｈレベル時、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１１はＯＮしＮＰＮトランジスタＱ１２はＯＦＦす
る。このときＮＰＮトランジスタＱ１２のベースの電位
はＮＰＮトランジスタＱ１５のエミッタ電位と同じ電位
となりＮＰＮトランジスタＱ１２のベース電位はＬｏｗ
レベルとなる。次にＮＰＮトランジスタＱ１１のベース
電位がＬｏｗレベルのときＮＰＮトランジスタＱ１２は
ＯＮしＰＮＰトランジスタＱ１３とＰＮＰトランジスタ
Ｑ１４からなるカレントミラー回路を通しＮＰＮトラン
ジスタＱ１２のコレクタ電流が抵抗Ｒ１２に流れＮＰＮ
トランジスタＱ１２のベース電位を上げ、ＮＰＮトラン
ジスタＱ１２のベース電位はＨｉｇｈレベルとなる。こ
のとき抵抗Ｒ１２に発生する電位差は出力端２０．２の
引き込み電流をＩ5 とすると、次式となり、
【００２０】
【００２１】ＮＰＮトランジスタＱ１１とＱ１２からな
る差動増幅器はしきい値にＩ5 ×Ｒ12の電位差を持つヒ
ステリシスコンパレータとなる。
る差動増幅器はしきい値にＩ5 ×Ｒ12の電位差を持つヒ
ステリシスコンパレータとなる。
【００２２】第５式に示すようにヒステリシスのしきい
値幅電位はＩ5 に正比例し、Ｉ5 により制御できる。
（以下Ｉ5 を決定する電流源の引き込み端をヒステリシ
ス幅制御端と名称する。）以上ＢＰＦ３・検波回路４・
波形整形回路５によりＰＰＭ変調信号は不要な信号やノ
イズを取り除ぞかれ検波・波形整形され出力端６より出
力される。
値幅電位はＩ5 に正比例し、Ｉ5 により制御できる。
（以下Ｉ5 を決定する電流源の引き込み端をヒステリシ
ス幅制御端と名称する。）以上ＢＰＦ３・検波回路４・
波形整形回路５によりＰＰＭ変調信号は不要な信号やノ
イズを取り除ぞかれ検波・波形整形され出力端６より出
力される。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】図６，７に示したよう
にコンデンサＣ３の充放電の電圧は第３式・第４式で決
定されるが、コンデンサＣ３の値とカレントミラー回路
２３の出力端２３．３の引き込み電流Ｉ3 （以下Ｉ3 と
略す）・ＮＰＮトランジスタＱ１０１ＯＮ時とコレクタ
電流Ｉ4 （以下Ｉ4 と略す）と入力のＰＰＭ変調信号の
搬送周波数ｆ1 （以下ｆ1 と略す）の変化によって変動
する。
にコンデンサＣ３の充放電の電圧は第３式・第４式で決
定されるが、コンデンサＣ３の値とカレントミラー回路
２３の出力端２３．３の引き込み電流Ｉ3 （以下Ｉ3 と
略す）・ＮＰＮトランジスタＱ１０１ＯＮ時とコレクタ
電流Ｉ4 （以下Ｉ4 と略す）と入力のＰＰＭ変調信号の
搬送周波数ｆ1 （以下ｆ1 と略す）の変化によって変動
する。
【００２４】赤外線受信装置の増幅器２，ＢＰ３，検波
回路４，波形整形回路は半導体集積回路によって製造さ
れるため半導体内部素子のコンデンサや抵抗の値がばら
つく。
回路４，波形整形回路は半導体集積回路によって製造さ
れるため半導体内部素子のコンデンサや抵抗の値がばら
つく。
【００２５】コンデンサＣ３の容量値が小さい時や、半
導体内部の抵抗値が小さくＩ3 ，Ｉ4 が大きい時や、ｆ
1 が低い時にはコンデンサＣ３の充放電電圧は大きくな
り、ヒステリシスコンパレータ１８のしきい値のヒステ
リシス幅（ＨｉｇｈレベルＬｏｗレベルの差）以上に放
電電圧が大きくなると、コンデンサＣ３の立上り時の波
形の充電完了時（波形の山のピーク）、放電完了時（波
形の谷のピーク）の差電圧大きくなりすぎて前記ヒステ
リシスコンパレータ１８の設定されたヒステリシス幅を
越えてしまってヒステリシスコンパレータ１８の出力に
ヒゲが発生してしまう。（図８参照）また上記問題を発
生させないため予めコンデンサＣ３の容量値を大きめに
設定したり、Ｉ3 ，Ｉ4 を小さめに設定すると、ＯＮ期
間の短いＰＰＭ変調信号が入力された場合、コンデンサ
Ｃ３の電位が充分にＨｉｇｈレベルまで立ち上らず、ヒ
ステリシスコンパレータ１８の出力パルス幅が短かくな
ってしまう。（図９参照）ヒステリシスコンパレータ１
８の出力はそのまま出力端子６の出力波形となり、出力
端子６の出力波形にヒゲが発生したり、出力端子６の出
力パルス幅が入力のＰＰＭ変調信号のＯＮ期間と比べ短
かくなると、出力端子６以降と接続するマイコンなどの
デバイスが誤動作する原因となる。赤外線受信装置にお
いては半導体内部のコンデンサーや抵抗の値がバラツキ
たり、ＰＰＭ変調信号の搬送波の周波数の変化によるコ
ンデンサＣ３端の充放電電圧の変動に対してヒステリシ
スコンパレータ１８のヒステリシス幅が正比例して変動
し自己調整することで前記問題の出力波形にヒゲが発生
したり、パルス幅変動の防止が望まれていた。
導体内部の抵抗値が小さくＩ3 ，Ｉ4 が大きい時や、ｆ
1 が低い時にはコンデンサＣ３の充放電電圧は大きくな
り、ヒステリシスコンパレータ１８のしきい値のヒステ
リシス幅（ＨｉｇｈレベルＬｏｗレベルの差）以上に放
電電圧が大きくなると、コンデンサＣ３の立上り時の波
形の充電完了時（波形の山のピーク）、放電完了時（波
形の谷のピーク）の差電圧大きくなりすぎて前記ヒステ
リシスコンパレータ１８の設定されたヒステリシス幅を
越えてしまってヒステリシスコンパレータ１８の出力に
ヒゲが発生してしまう。（図８参照）また上記問題を発
生させないため予めコンデンサＣ３の容量値を大きめに
設定したり、Ｉ3 ，Ｉ4 を小さめに設定すると、ＯＮ期
間の短いＰＰＭ変調信号が入力された場合、コンデンサ
Ｃ３の電位が充分にＨｉｇｈレベルまで立ち上らず、ヒ
ステリシスコンパレータ１８の出力パルス幅が短かくな
ってしまう。（図９参照）ヒステリシスコンパレータ１
８の出力はそのまま出力端子６の出力波形となり、出力
端子６の出力波形にヒゲが発生したり、出力端子６の出
力パルス幅が入力のＰＰＭ変調信号のＯＮ期間と比べ短
かくなると、出力端子６以降と接続するマイコンなどの
デバイスが誤動作する原因となる。赤外線受信装置にお
いては半導体内部のコンデンサーや抵抗の値がバラツキ
たり、ＰＰＭ変調信号の搬送波の周波数の変化によるコ
ンデンサＣ３端の充放電電圧の変動に対してヒステリシ
スコンパレータ１８のヒステリシス幅が正比例して変動
し自己調整することで前記問題の出力波形にヒゲが発生
したり、パルス幅変動の防止が望まれていた。
【００２６】
【課題を解決するための手段】前記問題点を解決するた
め本発明は２つの可変トランスコンダクタンスアンプで
構成したＢＰＦの入力を入力端とし、前記ＢＰＦの出力
を入力オフセット付き差動スイッチ型充放電回路の入力
に接続し、前記入力オフセット付き差動スイッチ型充放
電回路の出力に負荷コンデンサとヒステリシスコンパレ
ータ型波形整形回路の入力を接続し、カレントミラー回
路の第１第２の出力をＢＰＦの各可変コンダクタンスア
ンプの負の制御端と接続し、前記カレントミラー回路の
第３の出力を前記ヒステリシスコンパレータ型波形整形
回路のヒステリシス幅制御端と接続し、前記ヒステリシ
スコンパレータ型波形整形回路の出力を出力端としてい
る。
め本発明は２つの可変トランスコンダクタンスアンプで
構成したＢＰＦの入力を入力端とし、前記ＢＰＦの出力
を入力オフセット付き差動スイッチ型充放電回路の入力
に接続し、前記入力オフセット付き差動スイッチ型充放
電回路の出力に負荷コンデンサとヒステリシスコンパレ
ータ型波形整形回路の入力を接続し、カレントミラー回
路の第１第２の出力をＢＰＦの各可変コンダクタンスア
ンプの負の制御端と接続し、前記カレントミラー回路の
第３の出力を前記ヒステリシスコンパレータ型波形整形
回路のヒステリシス幅制御端と接続し、前記ヒステリシ
スコンパレータ型波形整形回路の出力を出力端としてい
る。
【００２７】
【実施例】本発明の一実施例を図１を用いて説明する。
図３と重複する箇所は省略する。第１・第２の定電流源
となるカレントミラー回路１９の出力端１９．２・１
９．４はそれぞれＢＰＦ３の可変コンダクタンスアンプ
の負の制御端と接続し、第３の電流源となるカレントミ
ラー回路１９の出力端１９．５はヒステリシスコンパレ
ータ１８のヒステリシス幅制御端と接続している。本発
明に使用するＢＰＦは可変コンダクタンスアンプの負の
制御端に接続する電流源の電流値によりＢＰＦの同調周
波数を制御する形式のものであり、このＢＰＦに使用さ
れる可変トランスコンダクタンスアンプ１１と１３の実
施例を図２に示す。ＮＰＮトランジスタＱ１６のコレク
タはダイオードＤ３のカソード端とＮＰＮトランジスタ
Ｑ１９のベースと接続し、前記ダイオードＤ３のアノー
ド端はダイオードＤ４のアノード端とＰＮＰトランジス
タＱ２０のエミッタとＰＮＰトランジスタＱ２１のエミ
ッタとＮＰＮトランジスタＱ１９のコレクタと可変抵抗
器Ｒ３の一端と電圧源１１１の正端子と接続している。
ダイオードＤ４のカソード端はＮＰＮトランジスタＱ１
７のコレクタとＮＰＮトランジスタＱ１８のベースと接
続し、ＮＰＮトランジスタＱ１７のエミッタは抵抗Ｒ１
４の一端と接続し、前記Ｒ１４の他端は抵抗Ｒ１３の一
端とカレントミラー回路１９の出力端１９．２と接続
し、前記カレントミラー回路１９の入力端１９．１は前
記可変抵抗器Ｒ３の他端と接続し、前記Ｒ１３の他端は
ＮＰＮトランジスタＱ１６のエミッタと接続している。
ＮＰＮトランジスタＱ１８のコレクタはＰＮＰトランジ
スタＱ２０のコレクタとベースとＰＮＰトランジスタＱ
２１のベースと接続し、ＮＰＮトランジスタＱ１８のエ
ミッタはＮＰＮトランジスタＱ１９のエミッタと電流源
Ｉ2 の電流引き込み端と接続している。ＰＮＰトランジ
スタＱ２１のコレクタは電流源Ｉ3 の電流引き込み端と
接続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１６のベースを非反
転入力とし、前記ＮＰＮトランジスタＱ１７のベースを
反転入力端とし、前記ＰＮＰトランジスタＱ２１のコレ
クタ端を出力端とする可変トランスコンダクタンスアン
プを構成している。本可変トランスコンダクタンスアン
プの実施例は電流源Ｉ2 を適当な値に固定し、可変抵抗
器Ｒ３の値を変化することでカレントミラー回路１９の
出力端１９．２の引き込み電流を可変し、ｇｍ（相互コ
ンダクタンス）を変化させている。ｆ0 の値は第２式で
示される。
図３と重複する箇所は省略する。第１・第２の定電流源
となるカレントミラー回路１９の出力端１９．２・１
９．４はそれぞれＢＰＦ３の可変コンダクタンスアンプ
の負の制御端と接続し、第３の電流源となるカレントミ
ラー回路１９の出力端１９．５はヒステリシスコンパレ
ータ１８のヒステリシス幅制御端と接続している。本発
明に使用するＢＰＦは可変コンダクタンスアンプの負の
制御端に接続する電流源の電流値によりＢＰＦの同調周
波数を制御する形式のものであり、このＢＰＦに使用さ
れる可変トランスコンダクタンスアンプ１１と１３の実
施例を図２に示す。ＮＰＮトランジスタＱ１６のコレク
タはダイオードＤ３のカソード端とＮＰＮトランジスタ
Ｑ１９のベースと接続し、前記ダイオードＤ３のアノー
ド端はダイオードＤ４のアノード端とＰＮＰトランジス
タＱ２０のエミッタとＰＮＰトランジスタＱ２１のエミ
ッタとＮＰＮトランジスタＱ１９のコレクタと可変抵抗
器Ｒ３の一端と電圧源１１１の正端子と接続している。
ダイオードＤ４のカソード端はＮＰＮトランジスタＱ１
７のコレクタとＮＰＮトランジスタＱ１８のベースと接
続し、ＮＰＮトランジスタＱ１７のエミッタは抵抗Ｒ１
４の一端と接続し、前記Ｒ１４の他端は抵抗Ｒ１３の一
端とカレントミラー回路１９の出力端１９．２と接続
し、前記カレントミラー回路１９の入力端１９．１は前
記可変抵抗器Ｒ３の他端と接続し、前記Ｒ１３の他端は
ＮＰＮトランジスタＱ１６のエミッタと接続している。
ＮＰＮトランジスタＱ１８のコレクタはＰＮＰトランジ
スタＱ２０のコレクタとベースとＰＮＰトランジスタＱ
２１のベースと接続し、ＮＰＮトランジスタＱ１８のエ
ミッタはＮＰＮトランジスタＱ１９のエミッタと電流源
Ｉ2 の電流引き込み端と接続している。ＰＮＰトランジ
スタＱ２１のコレクタは電流源Ｉ3 の電流引き込み端と
接続し、前記ＮＰＮトランジスタＱ１６のベースを非反
転入力とし、前記ＮＰＮトランジスタＱ１７のベースを
反転入力端とし、前記ＰＮＰトランジスタＱ２１のコレ
クタ端を出力端とする可変トランスコンダクタンスアン
プを構成している。本可変トランスコンダクタンスアン
プの実施例は電流源Ｉ2 を適当な値に固定し、可変抵抗
器Ｒ３の値を変化することでカレントミラー回路１９の
出力端１９．２の引き込み電流を可変し、ｇｍ（相互コ
ンダクタンス）を変化させている。ｆ0 の値は第２式で
示される。
【００２８】（ＲE ＝Ｒ13＝Ｒ14） 本実施例においてコンデンサがばらつき、コンデンサＣ
３が小さく（大きく）なった時、コンデンサＣ３の充放
電電圧は大きく（小さく）なるが、ＢＰＦ３内のコンデ
ンサＣ１Ｃ２も同一の半導体内に作られ整合がとれてい
るため同じ比率で容量値が小さく（大きく）なり、第２
式に従ってｆ0 が大きく（小さく）なってしまってい
る。そのため可変抵抗器Ｒ３の値を小さく（大きく）し
Ｉ1 を大きく（小さく）し、ｆ0 を調整することで同時
にカレントミラー回路１９の出力端１９．５の引き込み
電流をも大きく（小さく）することでヒステリシスコン
パレータ１８のヒステリシス幅を大きく（小さく）する
ことができる。
３が小さく（大きく）なった時、コンデンサＣ３の充放
電電圧は大きく（小さく）なるが、ＢＰＦ３内のコンデ
ンサＣ１Ｃ２も同一の半導体内に作られ整合がとれてい
るため同じ比率で容量値が小さく（大きく）なり、第２
式に従ってｆ0 が大きく（小さく）なってしまってい
る。そのため可変抵抗器Ｒ３の値を小さく（大きく）し
Ｉ1 を大きく（小さく）し、ｆ0 を調整することで同時
にカレントミラー回路１９の出力端１９．５の引き込み
電流をも大きく（小さく）することでヒステリシスコン
パレータ１８のヒステリシス幅を大きく（小さく）する
ことができる。
【００２９】同様に抵抗値がばらつき抵抗値が小さく
（大きく）なりＩ3 Ｉ4 が大きく( 小さく) なった時コ
ンデンサＣ３端の充放電電圧は大きく（小さく）なる
が、Ｉ2 も大きく（小さく）なり第２式に基づきｆ0 が
大きく（小さく）なるため可変抵抗器Ｒ３の値を小さく
（大きく）し、Ｉ1 を大きく（小さく）し、ｆ0 を調整
することで同時にカレントミラー回路の出力端１９．５
の引き込み電流をも大きく（小さく）することでヒステ
リシスコンパレータ１８のヒステリシス幅を大きく（小
さく）することができる。
（大きく）なりＩ3 Ｉ4 が大きく( 小さく) なった時コ
ンデンサＣ３端の充放電電圧は大きく（小さく）なる
が、Ｉ2 も大きく（小さく）なり第２式に基づきｆ0 が
大きく（小さく）なるため可変抵抗器Ｒ３の値を小さく
（大きく）し、Ｉ1 を大きく（小さく）し、ｆ0 を調整
することで同時にカレントミラー回路の出力端１９．５
の引き込み電流をも大きく（小さく）することでヒステ
リシスコンパレータ１８のヒステリシス幅を大きく（小
さく）することができる。
【００３０】また入力のＰＰＭ変調信号の搬送波の周波
数が低い（高い）時コンデンサＣ３端の充放電電圧は大
きく（小さく）なるが、可変抵抗器Ｒ３の値を小さく
（大きく）し、Ｉ1 を大きく( 小さく) し、ｆ0 を調整
することで同時にカレントミラー回路１９．５の引き込
み電流をも大きく（小さく）することでヒステリシスコ
ンパレータ１８のヒステリシス幅を大きく（小さく）す
ることができる。
数が低い（高い）時コンデンサＣ３端の充放電電圧は大
きく（小さく）なるが、可変抵抗器Ｒ３の値を小さく
（大きく）し、Ｉ1 を大きく( 小さく) し、ｆ0 を調整
することで同時にカレントミラー回路１９．５の引き込
み電流をも大きく（小さく）することでヒステリシスコ
ンパレータ１８のヒステリシス幅を大きく（小さく）す
ることができる。
【００３１】この事によりコンデンサＣ３の立上り時の
波形の充電完了時（波形の山のピーク）、放電完了時
（波形の谷のピーク）の差電圧が大きくなりすぎて前記
ヒステリシス幅を越えてしまってヒステリシスコンパレ
ータ１８の出力にヒゲが発生することもなく、またＯＮ
期間の短いＰＰＭ変調信号が入力された場合、コンデン
サＣ３の電位が充分に前記ヒステリシスコンパレータ１
８のＨｉｇｈレベルのしきい値まで立ち上らず、ヒステ
リシスコンパレータ１８の出力パルス幅が短かくなるこ
ともない。
波形の充電完了時（波形の山のピーク）、放電完了時
（波形の谷のピーク）の差電圧が大きくなりすぎて前記
ヒステリシス幅を越えてしまってヒステリシスコンパレ
ータ１８の出力にヒゲが発生することもなく、またＯＮ
期間の短いＰＰＭ変調信号が入力された場合、コンデン
サＣ３の電位が充分に前記ヒステリシスコンパレータ１
８のＨｉｇｈレベルのしきい値まで立ち上らず、ヒステ
リシスコンパレータ１８の出力パルス幅が短かくなるこ
ともない。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は半導体内部
のコンデンサ抵抗値のばらつきや、ＰＰＭ変調信号の搬
送波の変化により発生する検波回路のコンデンサ端の充
放電電圧の変化に対しヒステリシスコンパレータのヒス
テリシス幅を自己調整できるため、ヒステリシスコンパ
レータの出力にヒゲが生じず又、出力パルス幅が変化す
ることもなく、出力端子６以降と接続するマイコンなど
のデバイスが誤動作することもない。
のコンデンサ抵抗値のばらつきや、ＰＰＭ変調信号の搬
送波の変化により発生する検波回路のコンデンサ端の充
放電電圧の変化に対しヒステリシスコンパレータのヒス
テリシス幅を自己調整できるため、ヒステリシスコンパ
レータの出力にヒゲが生じず又、出力パルス幅が変化す
ることもなく、出力端子６以降と接続するマイコンなど
のデバイスが誤動作することもない。
【図１】本発明のブロック図である。
【図２】本発明の可変コンダクタンスアンプの一実施例
の説明図である。
の説明図である。
【図３】従来の赤外線受信装置のＢＰＦ以降のブロック
図である。
図である。
【図４】可変トランスコンダクタンスアンプの一実施例
の説明図である。
の説明図である。
【図５】ヒステリシスコンパレータの一実施例の説明図
である。
である。
【図６】検波回路の各波形の説明図である。
【図７】波形整形回路の出力波形の説明図である。
【図８】検波回路の波形整形回路の出力波形の説明図で
ある。
ある。
【図９】検波回路と波形整形回路の他の出力波形の説明
図である。
図である。
【図１０】従来の赤外線受信装置のブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 平山 正彦 神奈川県川崎市中原区小杉町一丁目403 番53日本電気アイシーマイコンシステム 株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号を受ける入力端子、一方の入力端
が電圧源に接続され出力端が前記入力端子に接続される
と共に第１の駆動電流によって駆動される第１の可変ト
ランスコンダクタンスアンプ、一方の入力端が前記入力
端子に接続され出力端が他方の入力端及び前記第１の可
変トランスコンダクタンスアンプの他方の入力端に接続
されると共に第２の駆動電流によって駆動される第２の
可変トランスコンダクタンスアンプを備え前記第１及び
第２の駆動電流に基づいて同調周波数を発生するバンド
パスフィルタと、前記第２の可変トランスコンダクタン
スアンプの出力端からの出力信号を受けこの出力信号の
レベルを検波する回路と、前記回路からの出力信号を受
けこの出力信号を第３の駆動電流に基づいて波形整形す
る波形整形回路と、前記同調周波数の変動を抑えるため
に前記第１、第２及び第３の駆動電流をそれぞれ入力電
流に比例して発生させるカレントミラー回路とを備える
検波回路であって、前記第１及び第２のトランスコンダ
クタンスアンプは、第１の電源ラインと第１の節点との
間に接続された第１のダイオードと、前記第１の節点と
前記第１の駆動電流もしくは前記第２の駆動電流が供給
される第１の共通節点との間に接続され制御端子が前記
一方の入力端に接続された第１のトランジスタと、前記
第１の電源ラインと第２の節点との間に接続された第２
のダイオードと、前記第２の節点と前記第１の共通節点
との間に接続され制御端子が前記他方の入力端に接続さ
れた第２のトランジスタと、前記第１の電源ラインと第
３の節点との間に接続され制御端子が前記第３の節点に
接続された第３のトランジスタと、前記第３の節点と第
２の共通節点との間に接続され制御端子が前記第２の節
点に接続された第４のトランジスタと、前記第１の電源
ラインと前記第２の共通節点との間に接続され制御端子
が前記第１の節点に接続された第５のトランジスタと、
前記第２の共通節点と第２の電源ラインとの間に接続さ
れた第１の電流源と、前記第１の電源ラインと前記出力
端との間に接続され制御端子が前記第３の節点に接続さ
れた第６のトランジスタと、前記出力端と前記第２の電
源ラインとの間に接続された第２の電流源とを備え、前
記同調周波数の変動を抑えるために前記入力電流に基づ
いて前記第１及び第２の駆動電流を大きくしたときには
前記第３の駆動電流をも大きくして前記波形整形回路の
ヒステリシス幅を大きくし、前記第１及び第２の駆動電
流を小さくしたときには前記第３の駆動電流をも小さく
して前記波形整形回路のヒステリシス幅を小さくするこ
とを特徴とする検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03174967A JP3088138B2 (ja) | 1990-10-09 | 1991-07-16 | 検波回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-271746 | 1990-10-09 | ||
| JP27174690 | 1990-10-09 | ||
| JP03174967A JP3088138B2 (ja) | 1990-10-09 | 1991-07-16 | 検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04356812A JPH04356812A (ja) | 1992-12-10 |
| JP3088138B2 true JP3088138B2 (ja) | 2000-09-18 |
Family
ID=26496389
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03174967A Expired - Fee Related JP3088138B2 (ja) | 1990-10-09 | 1991-07-16 | 検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3088138B2 (ja) |
-
1991
- 1991-07-16 JP JP03174967A patent/JP3088138B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04356812A (ja) | 1992-12-10 |
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