JPH0511506Y2

JPH0511506Y2 -

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Publication number: JPH0511506Y2
Application number: JP2994485U
Authority: JP
Priority date: 1985-03-01
Filing date: 1985-03-01
Publication date: 1993-03-22
Anticipated expiration: 2000-03-01
Also published as: JPS61146771U

Description

【考案の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野本考案はAGC回路等に用いられるレベル検出
器の改良に関する。

(ロ) 従来の技術ビデオテープレコーダ等に使用されるAGC回
路は第３図の如く構成されている。図において、
(1)はビデオブリアンプにより形成された信号源、 (2)は信号源１の信号が１対の入力端子ａ，ｂに入
力される可変減衰部であり、信号源１の信号を増
幅するバツフアアンプ２ａおよび、アンプ２ａの
出力信号を制御端子ｃに入力された制御信号にも
とづいて可変減衰する出力可変回路２ｂが設けら
れ、出力可変回路２ｂにより減衰制御されたアン
プ２ａの出力信号、すなわち被検出信号を１対の
出力端子ｄ，ｅから出力する。

３は出力端子ｄ，ｅの被検出信号が１対の入力
端子ｆ，ｇに入力されるレベル検出部であり、入
力端子ｆ，ｇの被検出信号のレベル検出により検
出信号を出力するレベル検出器３ａおよび、検出
器３ａの検出信号を平滑して制御端子ｈに制御信
号を出力するローパスフイルタ（LPF）３ｂが
設けられている。

なお、制御端子ｈの制御信号が可変減衰部２の
制御端子ｃに出力される。また、レベル検出器３
ａからは検出信号とともにAGCにより一定振幅
に制御されたAGC信号が出力され、該AGC信号
がレベル検出部３の出力端子ｉから他の回路部に
出力される。

そして可変減衰部２の詳細は第４図に示すよう
に構成され、同図において、Ｑ１，Ｑ２はアンプ
２ａに設けられたNPN型の１対のトランジスタ
であり両トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミツタ
回路が定電流源回路Ｔ１により形成されるととも
に、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタがコレク
タ抵抗Ｒ１，Ｒ２をそれぞれ介して電源端子＋Ｂ
に接続され、両トランジスタＱ１，Ｑ２の差動増
幅により入力端子ａ，ｂの信号が増幅され、両ト
ランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタから出力端子
ｄ，ｅに増幅された信号が出力される。

Ｑ３，Ｑ４は出力可変回路２ｂに設けられた
NPN型の１対のトランジスタであり、トランジ
スタＱ３のコレクタ、ベースがトランジスタＱ１
のコレクタに接続されるとともに、トランジスタ
Ｑ４のコレクタ、ベースがトランジスタＱ２のコ
レクタに接続され、両トランジスタＱ３，Ｑ４の
共通エミツタ回路が制御端子ｃの制御信号にもと
づいて制御される可変電流源回路Ｔ２により形成
されている。

さらに、レベル検出部３の詳細は第５図に示す
ように構成され、Ｑ５，Ｑ６は第１差動増幅回路
を形成するNPN型の１対のトランジスタであり、
両トランジスタＱ５，Ｑ６のベースが入力端子
ｆ，ｇにそれぞれ接続されるとともに、両トラン
ジスタＱ５，Ｑ６の共通エミツタ回路が定電流源
回路Ｔ３により形成されている。

Ｒ３，Ｒ４はトランジスタＱ５のコレクタ回
路、すなわち第１差動増幅回路の一方のコレクタ
回路に設けられたコレクタ抵抗、限流抵抗の直列
回路であり、コレクタ抵抗Ｒ３がトランジスタＱ
５のコレクタに接続され、限流抵抗Ｒ４が電源端
子＋Ｂに接続されている。Ｒ５，Ｒ６はトランジ
スタＱ６のコレクタ回路、すなわち第１差動増幅
回路の他方のコレクタ回路に設けられたコレクタ
抵抗、限流抵抗の直列回路であり、コレクタ抵抗
Ｒ５がトランジスタＱ６のコレクタに接続され、
限流抵抗Ｒ６が電源端子＋Ｂに接続されている。

Ｑ７，Ｑ８は第２差動増幅回路を形成する
NPN型の１対のトランジスタであり、トランジ
スタＱ７のベースが抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点Ｐ、
すなわちコレクタ抵抗Ｒ３より電源側に接続され
るとともに、トランジスタＱ８のベースがトラン
ジスタＱ６のコレクタとコレクタ抵抗Ｒ５の接続
点P′、すなわちコレクタ抵抗Ｒ５よりトランジス
タ側に接続され、両トランジスタＱ７，Ｑ８の共
通エミツタ回路が定電流源回路Ｔ４により形成さ
れている。Ｒ７はトランジスタＱ８のコレクタ抵
抗である。

Ｑ９，Ｑ１０は第３差動増幅回路を形成する
NPN型の１対のトランジスタであり、トランジ
スタＱ９のベース、コレクタがトランジスタＱ
５，Ｑ８のコレクタにそれぞれ接続されるととも
に、トランジスタＱ１０のベース、コレクタが抵
抗Ｒ５，Ｒ６の接続点、電源端子＋Ｂにそれぞれ
接続され、両トランジスタＱ９，Ｑ１０の共通エ
ミツタ回路が定電流源回路Ｔ５により形成されて
いる。

Ｑ１１はベースがトランジスタＱ８のコレクタ
に接続されたPNP型のトランジスタであり、エ
ミツタが電源端子＋Ｂに接続されている。

Ｃ，Ｒ９はローパスフイルタ３ｂを形成するフ
イルタコンデンサ、フイルタ抵抗であり、コンデ
ンサＣ、抵抗Ｒ８の並列回路の一端がトランジス
タＱ１１のコレクタおよび制御端子ｈに接続さ
れ、前記並列回路の他端がアースされている。

なお、トランジスタＱ６のコレクタに出力端子
ｉが接続されるとともに、トランジスタＱ７のコ
レクタが電源端子＋Ｂに接続されている。

また、抵抗Ｒ３，Ｒ５は同一抵抗値Rxであり、
抵抗Ｒ４，Ｒ６も同一抵抗値Ryである。

つぎに、第３図ないし第５図の動作を第６図な
いし第９図とともに説明する。

信号源１の信号はバツフアアンプ２ａの両トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２により差動増幅され、両トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ、すなわちアンプ
２ａの非反転出力端子、反転出力端子の間に信号
源１の信号を増幅した被検出信号が発生する。

一方、制御信号にもとづく主力可変回路２ｂの
共通エミツタ回路の電流変化により、トランジス
タＱ３，Ｑ４がそれぞれ等価的に形成するダイオ
ードの順方向抵抗値が可変制御され、該抵抗値の
変化により被検出信号の振幅が制御される。

さらに、トランジスタＱ５，Ｑ６が形成する第
１差動増幅回路が定電流源回路Ｔ３により駆動さ
れるとともに、トランジスタＱ７，Ｑ８が形成す
る第２差動増幅回路と、トランジスタＱ９，Ｑ１
０が形成する第３差動増幅回路とが、同一電流の
定電流源回路Ｔ４，Ｔ５によりそれぞれ駆動され
る。

そして第１差動増幅回路の共通エミツタ回路を
流れる電流をI₁とした場合、入力端子ｆ，ｇへの
被検出信号の非入力時には、トランジスタＱ５，
Ｑ６のコレクタ電流がI₁／２になるため、接続点
Ｐの電圧Vpと接続点p′の電圧Vp′との電位差はI₁
Rx／２になり、このときトランジスタＱ８のベ
ース回路が遮断バイアスに設定されるため、トラ
ンジスタＱ８の動作点が第６図の動作曲線上のα
点になつて第７図に示すトランジスタＱ８のコレ
クタ電流Icが０になり、逆に、トランジスタＱ７
のコレクタ電流が第２差動増幅回路の共通エミツ
タ回路を流れる電流I₂になる。

なお、第２差動増幅回路のトランジスタＱ７と
第３差動増幅回路のトランジスタＱ１０とは同一
に動作し、トランジスタＱ８とトランジスタＱ９
とは同一に動作する。

つぎに、入力端子ｆ，ｇに被検出信号が入力さ
れると、トランジスタＱ５，Ｑ６は対称的に動作
し、トランジスタＱ６の動作により接続点p′の電
圧Vp′が変化してトランジスタＱ８のベース回路
のバイアスが遮断バイアスから変化する。

そして被検出信号のレベルが所定の検出レベル
になり、トランジスタＱ８の動作点が第６図のα
点からβ点に移行したときに、トランジスタＱ１
１のベース回路のバイアスが低下してトランジス
タＱ１１が初めてオン状態になるが、このとき、
トランジスタＱ５の動作により接続点ｐの電圧
Vpが第８図の実線ｌに示すように変化するとと
もに、トランジスタＱ６の動作により接続点p′の
電圧Vp′が第８図の実線l′に示すように変化する。

なお、第８図中のＡは接続点p′の信号振幅（ピ
ーク値）を示し、Ｂは接続点ｐの信号振幅（ピー
ク値）を示す。また、ＢはＡ｛Ry／（Rx＋Ry）｝
で示される。

すなわち、信号振幅Ａがつぎの(1)式を満足する
ときに、トランジスタＱ８の動作点が第６図のβ
点に移行してトランジスタＱ１１がオン状態にな
る。

（Ａ／２）（１＋Ry／Rx＋Ry）＋NKT／ｑ＝I₁Rx／２
…(1) 式なお、式中のＮは定数、Ｋはボルツマン定数、
Ｔは絶対温度、ｑは単位電荷の電気容量を示す。

また、信号振幅Ａが(1)式を満足したときのトラ
ンジスタＱ８のコレクタ電流Icはつぎの(2)式で示
され、(2)式の電流によりトランジスタＱ１１がオ
ン状態になるように抵抗Ｒ７の抵抗値が設定され
ている。

Ic＝I₂／（１＋expN）…(2)式そしてトランジスタＱ８のコレクタ回路の電
圧、すなわち接続点p′の電圧Vp′にもとづきレベ
ル検出器３a′が被検出信号を検出し、このときト
ランジスタＱ１１がオン状態になり、トランジス
タＱ１１のコレクタ電流からなる検出信号がロー
パスフルイタ３ｂにより平滑され、フイルタ３ｂ
から可変電流源回路Ｔ２に制御信号が出力され
る。

さらに、可変電流源回路Ｔ２の電流は制御信号
の制御により、接続点p′の電圧Vp′が一定振幅の
電圧になるように、すなわちトランジスタＱ８の
ベース回路が遮断バイアスになるように制御さ
れ、接続点p′の電圧Vp′からなるAGC信号が検出
前の一定振幅の信号に制御される。

すなわち、レベル検出器３a′は、被検出信号の
振幅が大きくなつてトランジスタＱ８のベース回
路のバイアスが遮断バイアスから変化したとき
に、被検出信号を検出するように構成され、たと
えば被検出信号に対する接続点p′の電圧Vp′を調
整設定することにより、前記遮断バイアスから変
化するときの被検出信号のレベル、すなわち検出
レベルを可変設定できる。

ところで(1)式を変形することにより、つぎの(3)
式を得ることができる。

Ａ＝I₁Rx−２（NKT／ｑ）／（１＋Ry／Rx＋Ry）…(3)
式ここで、レベル検出器３a′の感度を、検出レベ
ルの温度による変化分と検出レベルの比で定義す
る。(3)式より感度はつぎの(4)式の様になる。

（ｄ／dTＡ／Ａ＝１／Ｔ−I₁RxZ…(4) （ただしＺ＝ｑ／2NK）そして、I₁RxZは検出レベルに関連し、検出レ
ベルが大となるとI₁RxZも大きくなる関係にあ
る。また、(3)式のＡ＞０であるから、つぎの(5)式
の如く、 I₁Rx＞２（NKT／ｑ）…(5) となるから感度は負の値をとり、第９図に示す特
性となる。

第９図において、縦軸は感度を、横軸は温度を
示している。実線l₁，l₂，L₃は検出レベルがL₁，
L₂，L₃のときの感度を夫々示し、L₁＜L₂＜L₃で
ある。そして感度が大きい程、温度変化に対する
検出レベルの変化が大きくなるので、感度（ｄ／dt Ａ／Ａ）は０に近い程望ましい。

第９図より明らかな様に、同一温度T₁におい
ては、検出レベルが小さい程、感度が悪化するこ
とになる。又、温度が上昇しても感度が悪化す
る。

一方、８ミリビデオテープレコーダは携帯化を
図るために、小型、軽量化することが望まれ、こ
の場合電源電圧を低く設定するとともに被検出信
号およびAGC信号の振幅を小さくして消費電力
を少なくする必要がある。

しかし、前述のようにレベル検出器３a′の感度
が検出レベルの低下に従つて悪化するため、被検
出信号の振幅がレベル検出器３a′の感度の制約を
受け、被検出の振幅を小さくして消費電力を少な
くすることには限界が生じる。

そこで本件出願人は、上記欠点を解決するため
に、特開昭58−170487号として第１０図に示した
構成を出願した。第１０図において、Ｑ１２は定
電流用トランジスタであり、コレクタがトランジ
スタＱ５，Ｑ６のエミツタに接続されるととも
に、エミツタがエミツタ抵抗Ｒ８を介してアース
されている。

Ｑ１３はNPN型の制御用のトランジスタであ
り、コレクタ、ベースがトランジスタＱ１２のベ
ースおよび定電流源回路Ｔ６に接続されている。
Ｑ１４はダイオード回路を形成するNPN型のト
ランジスタであり、コレクタ、ベースがトランジ
スタＱ１３のエミツタに接続されるとともにエミ
ツタがアースされている。

そしてトランジスタＱ１２のベース、エミツタ
間電圧はトランジスタＱ１３のベース、エミツタ
間電圧に制御され、また、抵抗Ｒ８の電圧降下は
トランジスタＱ１４のベース、エミツタ間電圧に
制御される。

ところでトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４
のベース、エミツタ間電圧は等しく電圧Vbeであ
り、このとき各トランジスタＱ１２〜Ｑ１４のベ
ース、エミツタ間電圧がいわゆるダイオード特性
の電圧になるため、電圧Vbeはつぎの(6)式で示さ
れる。

Vbe＝KT／ｑIogeIo／Is…(6)式なお、I₀はベース、エミツタ間の電流、Isは飽
和電流を示す。

そこで第１差動振幅回路の共通エミツタ回路を
流れる電流I₁は、トランジスタＱ１４のベース、
エミツタ間電圧により制御され、つぎの(7)式に示
すように絶対温度Ｔの１次係数項の電流になる。
なお、Ｒ８は抵抗Ｒ８の抵抗値である。

I₁＝Vbe／R8＝KT／qR8IogeIo／Is…(7)式そして(7)式の電流I₁を(3)式に代入することによ
りつぎの(8)式を得る。

Ａ＝｛（KRY／qR8IogeIo／Is）−２（NK／ｑ）｝Ｔ／
（１＋Ry／Rx＋Ry）…(8)式すなわち、第１０図の場合はトランジスタＱ８
の動作点が第６図のβ点に移行してトランジスタ
Ｑ１１がオン状態になるための接続点p′の信号振
幅Ａが(8)式で示される。

そして(8)式から(4)式と同様の感度（ｄ／dTＡ／Ａ）を求めると、つぎの(9)式のようになる。

（ｄ／dTＡ／Ａ）＝１／Ｔ…(9)式したがつて、レベル検出器３a″の感度は温度の
逆数のみに依存し、感動の検出レベル依存性が排
除され、検出レベルの低いときの感度は第５図の
場合より向上し、検出レベルの低いときの感度の
向上を図ることができる。

しかしながら、感度は温度の逆数に依存して変
化し、低温状態では、感度が悪化するというおそ
れがある。

(ハ) 考案が解決しようとする問題点以上述べた様に、従来技術ではレベル検出器の
感度が温度に依存して悪化していた。

本考案は、この点に鑑み為されたものであつ
て、更に感度を向上せしめたレベル検出器を提供
するものである。

(ニ) 問題点を解決するための手段本考案では被検出信号の入力される差動対の共
通エミツタ回路の電流I₁を、I₁＝aT＋ｂ（ａ≠０，
ｂ＞０）の形に制御するものである。そのため
に、制御用のトランジスタとダイオード回路とに
直列にインピーダンス素子を接続する。

(ホ) 作用インビーダンス素子が挿入されていることによ
り、共通エミツタ回路の電流はI₁＝aT＋ｂの形
で表現される。そこでレベル検出器の感度は、
dA／dT／Ａ＝１／Ｔ＋Z′の形となるので、Z′＞０に設定すれば感度特性を向上せしめることができる。

(ニ) 実施例以下図面に従い本考案の実施例を説明する。

第１図は実施例の回路図である。図において、
第５図、第１０図と同じものには共通の符号を付
してある。特徴となる部分は、制御トランジスタ
Ｑ１３及びダイオード回路Ｑ１４と共通電位点間
に、直列に接続された（インピーダンス素子）Ｒ
１０である。

抵抗Ｒ１０の値をＲ１０とするトランジスタＱ
５，Ｑ６を流れる電流I₁は I₁＝Vbe＋I₀R₁₀／R₈…(10) (6)式より I₁＝（KT／ｑlogeIo／Is＋IoR₁₀…(11) この電流I₁を(3)式に代入して感度を求めると dA／dT／Ａ＝１／Ｔ＋｛Rx／R₈I₀R₁₀／（KRx／qR
₈logeI₀／Is−2NK／ｑ）｝＝１／Ｔ＋Z′……(12) （ただし、Z′＝Rx／R₈I₀R₁₀／Ｋ／qE（Rx／R₈logeI₀／Is−2N））ここで、Ｎを次式の様に設定する。

Ｎ＜Rx／2R₈IogeIo／Is…(13) つまり、上式(13)が成立する様に、第１図におけ
る各素子の値及び出力可変回路２ｂの特性を設計
する。これによりZ′＞０となり感度は第２図に実
線Ｌで示す形となる。第２図より明らかな様に、
第１０図の構成（第２図破線Ｍで示す）、よりも
各温度において感度特性が向上している。

なお、前記実施例では、レベル検出器３ａにト
ランジスタＱ５，Ｑ６の第１差動増幅回路およ
び、トランジスタＱ７，Ｑ８の第２差動増幅回路
とともに、トランジスタＱ９，Ｑ１０の第３差動
増幅回路を設け、該第３差動増幅回路により動作
の安定を図るようにしたが、基本的には第１、第
２差動増幅回路のみを設けても同様の効果を得る
ことができる。

また、ダイオード回路をトランジスタＱ１４に
より形成したが、ダイオードにより形成しても同
様の効果を得ることができ、さらに、ダイオード
回路に複数のトランジスタまたはダイオードの直
列回路を設けてもよい。

また、前記実施例ではAGC回路に適用するた
めに、トランジスタＱ１１からローパスフイルタ
３ｂに検出信号を出力するとともに、トランジス
タＱ６のコレクタからAGC信号を取り出すよう
に構成したが、AGC回路以外の回路、たとえば
各種センサの出力信号のレベル検出を行なう回路
に適用する場合は、検出信号のみを出力すればよ
い。

さらに、前記実施例ではトランジスタＱ８のコ
レクタ回路、すなわち第２差動増幅回路の他方の
コレクタ回路にトランジスタＱ１１を接続して検
出信号を得るようにしたが、トランジスタＱ７の
コレクタ、すなわち第２差動増幅回路の一方のコ
レクタ回路にトランジスタＱ１１を接続して検出
信号を得るようにしてもよく、また、トランジス
タＱ８またはトランジスタＱ７のコレクタ電圧を
直接検出信号としてもよい。

(ト) 考案の効果以上説明した様に、本考案では共通エミツタの
定電流回路の特性を、温度をＴとするときaT＋
ｂで表わせる様に制御することにより、レベル検
出器の感度特性を向上せしめることができるので
実用的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案実施例の回路図、第２図は本考
案の特性を示す図、第３図はAGC回路のブロツ
ク図、第４図は可変減衰部の回路図、第５図、第
１０図は従来のレベル検出部の回路図、第６図は
第５図のトランジスタＱ８の動作点説明図、第７
図は第５図の第２差動増幅回路の結線図、第８図
は第５図のトランジスタＱ７，Ｑ８のベースに入
力される信号振幅の波形図、第９図は第５図のレ
ベル検出器の特性を示す図である。３ａ……レベル検出器、Ｑ５，Ｑ６……第１差
動増幅回路を形成するトランジスタ、Ｑ７，Ｑ８
……第２差動増幅回路を形成するトランジスタ、
Ｑ１２……定電流用のトランジスタ、Ｑ１３……
制御用のトランジスタ、Ｑ１４……ダイオード回
路を形成するトランジスタ、Ｒ３，Ｒ５……コレ
クタ抵抗、Ｒ８……エミツタ抵抗、Ｒ１０……抵
抗（インピーダンス素子）、Ｔ６……定電流源回
路。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】被検出信号が入力される第１差動増幅回路と、
該第１差動増幅回路の一方のコレクタ回路に一方
のベース回路が接続されるとともに、前記第１差
動増幅回路の他方のコレクタ回路に他方のベース
回路が接続された第２差動増幅回路を備え、該第
２差動増幅回路の一方または他方のコレクタ回路
から検出信号を得るレベル検出器において、前記
一方のコレクタ回路のコレクタ抵抗より電源側に
前記一方のベース回路を接続するとともに、前記
他方のコレクタ回路のコレクタ抵抗よりトランジ
スタ側に前記他方のベース回路を接続し、前記被
検出信号の非入力時に前記他方のベース回路を遮
断バイアスに保持し、かつ、前記第１差動増幅回
路の共通エミツタ回路にコレクタ、エミツタが直
列挿入された定電流用のトランジスタと、該トラ
ンジスタのベースおよび定電流源回路にコレク
タ、ベースが接続された制御用のトランジスタ
と、該トランジスタのエミツタ電位により順バイ
アスされるダイオード回路と、該ダイオード回路
と基準電位点間に接続されるインピーダンス素子
とを備え、前記制御用トランジスタと前記ダイオ
ード回路及び前記インピーダンス素子により前記
共通エミツタ回路の電流I₁を温度Ｔに対して I₁＝aT＋ｂ（ただしａ≠０，ｂ＞０）なる関係に制御することを特徴とするレベル検出
器。