JPH11136197A

JPH11136197A - 赤外線信号受信装置

Info

Publication number: JPH11136197A
Application number: JP9298923A
Authority: JP
Inventors: Michio Isoda; 道雄磯田
Original assignee: NEC IC Microcomputer Systems Co Ltd
Current assignee: NEC IC Microcomputer Systems Co Ltd
Priority date: 1997-10-30
Filing date: 1997-10-30
Publication date: 1999-05-21

Abstract

(57)【要約】【課題】ＢＰＦの周波数特性劣化に起因する受信到達距
離の低下を防止するとともに、赤外線感知素子の面積拡
大化によるコスト・アップを抑制することのできる赤外
線信号受信装置を実現する。【解決手段】赤外線感知素子１より出力されるＰＰＭ変
調信号１０１を増幅する増幅回路２と、増幅回路２の出
力に含まれる不要信号およびノイズ等を除去するＢＰＦ
３と、ＢＰＦ３より出力されるＰＰＭ変調信号を検波し
て、ＰＰＭパルス信号を出力する検波回路４と、ＢＰＦ
３より出力されるＰＰＭ変調信号を平滑して出力するＬ
ＰＦ６と、ＬＰＦ６の出力信号を受けて、ＢＰＦ３の出
力電流を制御する定電流可変回路７−１および７−２
と、検波回路３からのＰＰＭパルス信号を波形整形して
出力する波形整形回路５と、ＢＰＦ３と波形整形回路５
との電流インタフェースを形成するカレントミラー回路
８とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は赤外線信号受信装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、赤外線を媒体とする赤外線通信
においては、特定の周波数の搬送波信号を断続する形式
により形成されるパルス位置変調（Pulse Position Mod
ulation)信号（以下、ＰＰＭ変調信号と云う）を赤外線
ＬＥＤを介して伝送し、当該ＰＰＭ変調信号を赤外線感
知素子において受信して、その受信されたＰＰＭ変調信
号を、赤外線信号受信装置においてパルス信号として再
生出力することが行われている。

【０００３】図５は、従来の一般に使用されている赤外
線信号受信装置の構成を示すブロック図てある。図５に
示されるように、本従来例は、Ｐｉｎフオトダイオード
を用いて形成されＰＰＭ変調信号を受信する赤外線感知
素子１と、赤外線感知素子１において受信されたＰＰＭ
変調信号１０１を増幅して出力する増幅回路２と、増幅
回路２より出力されるＰＰＭ変調信号に含まれる不要信
号およびノイズ等を除去する帯域通過フィルタ（Band P
ass Filter：以下、ＢＰＦと云う）３と、ＢＰＦ３より
出力されるＰＰＭ変調信号を検波して、ＰＰＭパルス信
号を出力する検波回路４と、検波回路４より出力される
ＰＰＭパルス信号を波形整形して出力する波形整形回路
５と、ＢＰＦ３と波形整形回路５との間の電流インタフ
ェース機能を有するカレントミラー回路８とを備えて構
成される。また、図６には、上記のＢＰＦ３、検波回路
４、波形整形回路５およびカレントミラー回路８のそれ
ぞれの内部構成を含む回路構成図が示されている。

【０００４】図６において、ＢＰＦ３は、電圧源９と、
可変トランスコンダクタンス・アンプ１０および１３
と、容量１１および１５と、バッファ１２および１４と
を備えて構成され、検波回路４は、ＤＣレベルシフト回
路２３と、低域フィルタ（以下、ＬＰＦと云う）２４
と、ＮＰＮトランジスタ２５および２６と、カレントミ
ラー回路２７および２８と、容量２９とを備えて構成さ
れる。また波形整形回路５はヒステリシス付コンパレー
タ３０により形成されており、カレントミラー回路８
は、ＮＰＮトランジスタ３１、３２、３６および３８
と、抵抗３４、３５、３７おもび３９とを備えて構成さ
れている。

【０００５】図５において、赤外線感知素子１より出力
され、増幅回路２において増幅されて出力されるＰＰＭ
変調信号１０２はＢＰＦ３に入力され、容量１１を介し
て、可変トランスコンダクタンス・アンプ１０の出力端
と、バッファ１２の入力端との接続点に入力される。可
変トランスコンダクタンス・アンプ１０および１３に
は、それぞれ差動増幅対（図示されない）が内部に含ま
れており、当該差動増幅対を形成する一対のＮＰＮトラ
ンジスタのエミッタ共通接続点と接地点との間には、可
変トランスコンダクタンス・アンプの相互コンダクタン
スｇ_m の値を調整するために、抵抗値Ｒ_E の抵抗が設け
られている（図示されない）。この場合において、前記
可変トランスコンダクタンス・アンプ１０および１３に
含まれている当該差動増幅対において、接地点に流れ込
む電流の電流値をＩ₁ とし、これらの差動増幅対の出力
を介して、同じく可変トランスコンダクタンス・アンプ
１０および１３に含まれる他の差動増幅対（図示されな
い）より出力されて、カレントミラー回路８に対して流
入する電流を共にＩ₂ とすると、可変トランスコンダク
タンス・アンプの相互コンダクタンスｇ_m の値は、次式
にて表わすことができる。

【０００６】ｇ_m ＝Ｉ₂ ／（４ｋＴ／ｑ＋２Ｒ_E Ｉ₁ ）…………………（１）Ｋ：ボルツマン定数Ｔ：絶対温度ｑ：電子の電荷量（１）式より、電流Ｉ₁ の値を大きく（または電流Ｉ₂
の値を小さく）することによりｇ_m の値は小さくなり、
また、電流Ｉ₁ の値を小さく（または電流Ｉ₂の値を大
きく）することによりｇ_m の値は大きくなる。なお、こ
れらの電流Ｉ₁およびＩ₂ は、それぞれカレントミラー
回路８に含まれるＮＰＮトランジスタ３３および３６に
流入する電流である。以下においては、可変トランスコ
ンダクタンス・アンプ１０の電流Ｉ₁ の引き込み端を負
の制御線と呼び、可変トランスコンダクタンス・アンプ
１０および１３の電流Ｉ₂ の引き込み端を正の制御線と
呼ぶものとする。本従来例の場合には、可変トランスコ
ンダクタンス・アンプ１０の電流Ｉ₁ の値は適当な電流
値に固定化されており、カレントミラー回路８のＮＰＮ
トランジスタ３２に流入する電流Ｉ₃ の値を可変とし
て、可変トランスコンダクタンス・アンプ１０および１
３の電流Ｉ₂ の値を変化させることにより、上記の相互
コンダクタンスｇ_m の値を可変としている。

【０００７】図６のＢＰＦ３においては、その帯域通過
周波数特性における中心周波数ｆ₀は、容量１１および
１５の容量値をそれぞれＣ₁ およびＣ₂ として、可変ト
ランスコンダクタンス・アンプ１０および１３の相互コ
ンダクタンスの値をそれぞれｇ_m1およびｇ_m1とすると、
次式により表わされる。

【０００８】ｆ₀ ＝（ｇ_m1ｇ_m1）^1/2 ／２π（Ｃ₁ Ｃ₂ ）^1/2 ＝Ｉ₂ ／〔２π（Ｃ₁ Ｃ₂ ）^1/2 ・（４ｋＴ／ｑ＋２Ｒ_E Ｉ₁ ）…（２）上記の（２）式により、中心周波数ｆ₀ の値は、カレン
トミラー回路８に入力される電流Ｉ₃ の値を変えてや
り、可変トランスコンダクタンス・アンプ１０および１
３の正の制御線における電流Ｉ₂ の値を制御調整するこ
とにより、適宜調整することが可能となる。一般に、赤
外線受信装置は、半導体集積回路により構成されている
ために、半導体集積回路の拡散上の変動により抵抗また
は容量の値にバラツキが生じ、図８に示されるように、
入力されるＰＰＭ変調信号１０２の周波数ｆ_INに対し
て、中心周波数ｆ₀ の値が変動する。一方、抵抗値Ｒ_E
が変動すると電流Ｉ₁ の値が回路上において変動する
が、上記の（２）式において、電流Ｉ₁ の値の変化は、
抵抗値Ｒ_E の値との積がとられているために、直接中心
周波数ｆ₀ を変化させる要因とはならないが、電流Ｉ₂
の値のバラツキによっては、中心周波数ｆ₀ の値は直接
的に変化される。このために、カレントミラー回路８に
入力され、電流Ｉ₂ の値を決定する電流Ｉ₃ の値を制御
調整するための可変抵抗器（図示されない）は、当該半
導体集積回路外に外付け抵抗として設けるか、或はまた
半導体集積回路内に設ける場合には、トリミングを行う
ことにより、中心周波数ｆ₀ の値が半導体内部の抵抗の
バラツキにより変化しないように設計が行われている。
また、他方において、容量１１および１５の容量値Ｃ₁
およびＣ₂ にバラツキが生じても中心周波数ｆ₀ が変化
してしまうので、前記可変抵抗器により、カレントミラ
ー回路８に入力される前記電流Ｉ₃ の値を調整し、拡散
工程の終了後において、当該電流Ｉ₃ を規定する抵抗
を、半導体集積回路外部の外付け抵抗とするか、または
半導体集積回路内に設ける場合には、トリミングを行っ
て抵抗値を調整することにより、中心周波数ｆ₀ の変動
に対する補正が行われている。

【０００９】ＢＰＦ３より出力されるＰＰＭ変調信号は
検波回路４に入力されるが、検波回路４は、ＤＣレベル
シフト回路２３と、ＬＰＦ２４と、ＮＰＮトランジスタ
２５および２６により形成される差動増幅対と、カレン
トミラー回路２７および２８と、容量２９とを備えて構
成されており、ＰＰＭ変調信号は、直接ＮＰＮトランジ
スタ２５のベースに入力されるとともに、ＤＣレベルシ
フト回路２３およびＬＰＦ２４を経由して、ＮＰＮトラ
ンジスタ２６のベースに入力される。この差動増幅対の
共通接続されるエミッタはカレントミラー回路２８に接
続されており、当該カレントミラー回路２８には、電流
Ｉ₄ が流入している。また出力側にはカレントミラー回
路２７が接続されており、当該カレントミラー回路２７
より流出する電流Ｉ₄ は、カレントミラー回路２８に流
入している。

【００１０】図７（１）に示されるのは、ＰＰＭ変調信
号の信号波形の１例を示す図であり、当該ＰＰＭ変調信
号の搬送波信号がＯＮ・ＯＦＦされるＯＮ期間と、ＤＣ
信号のみのＯＦＦ期間とにより形成されている。このよ
うなＰＰＭ変調信号は、ＮＰＮトランジスタ２５のベー
スに直接入力されるとともに、ＤＣレベルシフト回路２
３においてＤＣオフセット電圧を付与され、ＬＰＦ２４
において前記搬送波信号成分が除去されてＮＰＮトラン
ジスタ２６のベースに入力される。図７（ｂ）に示され
るのは、この状態における、ＮＰＮトランジスタ２５お
よび２６のベースにおける動作信号波形であり、ＥはＮ
ＰＮトランジスタ２５のベースにおける動作波形を示
し、ＤはＮＰＮトランジスタ２６のベースにおける動作
波形を示している。ＮＰＮトランジスタ２５および２６
により形成される差動増幅対は、差動スイッチとして動
作しており、ＮＰＮトランジスタ２５のベース電位が、
ＮＰＮトランジスタ２６のベース電位よりも低い場合に
は、ＮＰＮトランジスタ２６がＯＮし、カレントミラー
回路２７を通して電流Ｉ₄ が流出し、カレントミラー回
路２８に流入する。また、逆にＮＰＮトランジスタ２５
のベース電位が、ＮＰＮトランジスタ２６のベース電位
よりも高い場合には、ＮＰＮトランジスタ２６がＯＦＦ
となり、カレントミラー回路２７を通して電流Ｉ₄ が、
カレントミラー回路２８に流入することはない。

【００１１】上記のＮＰＮトランジスタ２６がＯＮした
時に、カレントミラー回路２８に流入する電流Ｉ₅ の値
に対し、差動増幅対よりカレントミラー回路２８に流入
する電流Ｉ₄ の値を適当に大きくすることにより、ＮＰ
Ｎトランジスタ２６がＯＮとなる時点においては、これ
らの電流Ｉ₅ とＩ₄ の差分に相当する電流により、容量
２９に対する充電が行われる。また、ＮＰＮトランジス
タ２６がＯＦＦとなる時点においては、電流Ｉ₅ により
容量２９に対する放電が行われる。ＰＰＭ変調信号のＯ
Ｎ期間においては、上記の電流Ｉ₅ とＩ₄ の差分による
充電電流が、電流Ｉ₅ による放電電流よりも大きいの
で、容量２９においては、鋸波状の充放電を繰返しなが
ら“Ｈ”レベルとなり、また、ＰＰＭ変調信号のＯＦＦ
期間においては、電流Ｉ₅ の放電電流のみにより“Ｌ”
レベルとなる。この時の充電電圧および放電電圧は次式
に示される。

【００１２】充電電圧＝（Ｉ₄ −Ｉ₅ ）／２Ｃ₃ ｆ_IN …………………（３）放電電圧＝Ｉ₅ ／２Ｃ₃ ｆ_IN ………………………………（４）ｆ_IN：ＰＰＭ変調信号の搬送周波数Ｃ₃ ：容量２９の容量値この（４）式による容量２９における充放電信号は、そ
のまま、検波回路４の出力信号として波形整形回路５に
入力される。

【００１３】波形整形回路５は、ヒステリシス付コンパ
レータ３０により形成されており、当該ヒステリシス幅
は、インバータ蛍光灯などの外来光ノイズにより発生す
る鋸波状の波高値には応答しないように設定されて波形
整形が行われており、その出力端からは、ＰＰＭ変調信
号のＯＮ期間に比例したパルス幅のパルス信号として出
力される。その際に、容量２９においては、前記（３）
式と（４）式により規定される電流による充放電が行わ
れているが、容量２９の電位の立ち上がり時において、
鋸波状がヒステリシス付コンパレータ３０のしきい値を
何度も越えるような場合には、相互干渉により出力され
るパルス信号の波形が割れて、後段に接続されているマ
イクロコンピュータにおいて誤動作が生じる。これに対
処して、ＰＰＭ変調信号の搬送波周波数ｆ_INに同調して
いるＢＰＦの中心周波数を規定している電流と、ヒステ
リシス幅を規定している電流とを同一のカレントミラー
回路から供給するようにして、半導体集積回路の製造時
に、抵抗および容量等にパラツキも誤動作も生じないよ
うにヒステリシス幅が決定されている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の赤外線
信号受信装置においては、半導体集積回路の製造過程に
おける拡散上の抵抗または容量などの変動に起因するＢ
ＰＦの同調周波数ｆ₀ の変動に対処して、同調周波数ｆ
₀ の値を、赤外線信号送信機の送信周波数ｆ_INと同一周
波数とするために、可変トランスコンダクタンス・アン
プより流れ出る電流Ｉ₂ の値を規定する前記電流Ｉ₃ の
値を、前記可変抵抗器（図示されない）を半導体集積回
路内に設けることなく、半導体集積回路外に外付け抵抗
としているか、この可変抵抗器を半導体集積回路内に設
ける場合には、トリミングを行うことにより、前記中心
周波数ｆ₀ の変動が補正されている。しかしながら、前
記電流Ｉ₃ の値を調整する可変抵抗器は、外付け抵抗で
あっても、また半導体集積回路内においてトリミングさ
れた抵抗であっても、最終的には固定された抵抗値とし
て設定されるために、ＢＰＦの同調周波数ｆ₀ にバラツ
キが生じ、これにより赤外線信号受信装置の総合利得に
もバラツキが生じて利得が低減される状態となり、赤外
線通信の到達距離が変動し且つ低減されるという欠点が
ある。また、この問題に対処して、赤外線感知素子のＰ
ｉｎフォトダイオードの有効面積の拡大化が図られてい
るが、このために、赤外線通信受信装置のコストが増大
するという欠点がある。

【００１５】その理由は、前記可変抵抗器は、半導体集
積回路の外部または内部の何れに設ける場合において
も、抵抗値には±１％程度のバラツキが存在しており、
半導体集積回路内部の抵抗または容量の値のバラツキを
も含めて、ＢＰＦの同調周波数ｆ₀ の値は、実用上にお
いて、３８±１．５ｋＨｚ程度は変動している。しかし
ながら、赤外線信号送信機の送信周波数ｆ_INの値として
は、通常、セラミック振動子を利用して、ディジタル的
に分周が行われているために、そのバラツキによる変動
値は、±０．１５ｋＨｚ程度である。従って、図８に示
されるように、最悪時においては、赤外線信号送信機の
送信周波数ｆ_INと、ＢＰＦの同調周波数ｆ₀ との偏差に
対応して利得が低下し（Ｈとして示される）、当該赤外
線信号受信機としての総合利得が劣化するために、光通
信の到達距離が低減される。図９は、利得と到達距離と
の関係を示すグラフであり、送信周波数ｆ_INとＢＰＦの
同調周波数ｆ₀ との偏差により、Ｐ点に対応する到達距
離がＱ点に対応する到達距離に減縮されることに起因し
ており、その対策として、赤外線信号受信機の受信感度
を高めるために、赤外線感知素子のＰｉｎフォトダイオ
ードの有効面積の拡大化を図っていることによる。

【００１６】本発明の目的は、従来行われているよう
に、赤外線感知素子のＰｉｎフォトダイオードの有効面
積の拡大化を図ることなく、赤外線信号の到達距離にお
けるパラツキを低減し、当該到達距離を正常状態に保持
することのできる赤外線信号受信装置を提供することに
ある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明の赤外線信号受信
装置は、赤外線を伝送媒体とする赤外線変調信号を受信
する赤外線感知手段と、前記赤外線感知手段により受信
された赤外線変調信号を増幅して出力する増幅回路と、
前記増幅回路の出力信号の入力を受けて、当該出力信号
より特定の周波数成分を抽出して出力する帯域通過フィ
ルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号を検波して出
力する検波回路と、前記帯域通過フィルタの出力信号を
平滑化し、直流電圧成分を抽出して出力する低域通過フ
ィルタと、前記低域通過フィルタより出力される直流電
圧により制御されて、前記帯域通過フィルタより流出す
る、当該帯域通過フィルタの中心周波数を規定する電流
の電流値を制御調整する定電流可変回路と、前記検波回
路より出力される検波信号の波形を整形して出力する波
形整形回路と、所定の入力電流により制御されて、前記
帯域通過フィルタより流出する電流の電流値と、前記波
形整形回路より流出する電流の電流値とを制御するカレ
ントミラー回路と、を少なくとも備えて構成される。

【００１８】なお、前記定電流可変回路は、前記低域通
過フィルタより出力される直流電圧により制御されて、
前記帯域通過フィルタより流出する、当該帯域通過フィ
ルタの中心周波数を規定する第１および第２の電流の電
流値を、それぞれ個別に制御調整する第１および第２の
定電流可変回路により構成するようにしてもよい。

【００１９】また、前記定電流可変回路の内部構成とし
ては、非反転入力端に入力される前記低域通過フイルタ
より出力される直流電圧と、反転入力端に入力される第
１の定電圧とを比較照合して、当該比較結果により、前
記帯域通過フィルタの電流出力端に接続される切替スイ
ッチの切替制御を行うコンパレータと、コレクタに電源
電圧が供給され、ゲートに第２の定電圧が供給される第
１のＮＰＮトランジスタと、コレクタに前記切替スイッ
チの第１の接点が接続され、ベースに前記低域通過フイ
ルタより出力される直流電圧が入力される第２のＮＰＮ
トランジスタと、これらの第１および第２のＮＰＮトラ
ンジスタのエミッタにそれぞれ接続される第１および第
２の抵抗と、当該第１および第２の抵抗の共通接続点と
接地点との間に挿入接続される第２の定電流源と、前記
切替スイッチの第２の接点と接地点との間に挿入接続さ
れる第１の定電流源とを備えて構成し、前記低域通過フ
イルタより出力される直流電圧のレベルが、前記第１の
定電圧レベルよりも高い場合には、前記切替スイッチを
介して、前記帯域通過フィルタの電流出力分岐線を前記
第１の定電流源の側に接続し、前記低域通過フイルタよ
り出力される直流電圧のレベルが、前記第１の定電圧レ
ベルよりも低い場合には、前記切替スイッチを介して、
前記帯域通過フィルタの電流出力分岐線を前記第２のＮ
ＰＮトランジスタのコレクタに接続して、前記帯域通過
フィルタから前記カレントミラー回路に流入する電流の
電流値が、前記直流電圧により制御調整されるようにし
てもよい。

【００２０】更に、前記帯域通過フィルタは、非反転入
力端に第３の定電圧が供給され、反転入力端に当該帯域
通過フィルタの出力端が接続されて、前記カレントミラ
ー回路に流入する前記第１の電流を出力する第１の可変
トランスコンダクタンス・アンプと、入力端に前記第１
の可変トランスコンダクタンス・アンプの出力端が接続
されるとともに、前記増幅回路の出力信号が第１の容量
を介して入力される第１のバッファと、非反転入力端に
前記第１のバッファの出力信号が入力され、反転入力端
に前記第１の可変トランスコンダクトンス・アンプの反
転入力端が接続されて、前記カレントミラー回路に流入
する前記第２の電流を出力する第２の可変トランスコン
ダクタンス・アンプと、入力端に前記第２の可変トラン
スコンダクタンス・アンプの出力端が接続され、当該入
力端が第２の容量を介して接地点に接続されるととも
に、出力端に当該帯域通過フィルタの出力端が接続され
る第２のバッファと、を備えて構成してもよく、また、
前記帯域通過フィルタから流出する前記第１および第２
の電流の電流値を相等しい値に設定してもよい。

【００２１】

【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。

【００２２】図１は本発明の１実施形態を示すブロック
図である。図１に示されるように、本実施形態は、Ｐｉ
ｎフオトダイオードを用いて形成され、ＰＰＭ変調信号
を受信する赤外線感知素子１と、赤外線感知素子１にお
いて受信されたＰＰＭ変調信号１０１を増幅して出力す
る増幅回路２と、増幅回路２より出力されるＰＰＭ変調
信号に含まれる不要信号およびノイズ等を除去するＢＰ
Ｆ３と、ＢＰＦ３より出力されるＰＰＭ変調信号を検波
して、ＰＰＭパルス信号を出力する検波回路４と、同じ
くＢＰＦ３より出力されるＰＰＭ変調信号の入力を受け
て、当該ＰＰＭ変調信号を平滑して出力するＬＰＦ６
と、ＬＰＦ６の出力信号を受けて、ＢＰＦ３より出力さ
れる電流を制御する２個の定電流可変回路７−１および
７−２と、検波回路３より出力されるＰＰＭパルス信号
を波形整形して出力する波形整形回路５と、ＢＰＦ３と
波形整形回路５との間の電流インタフェース機能を有す
るカレントミラー回路８とを備えて構成される。図５と
の対比により明らかなように、本実施形態の従来例との
相違点は、新たにＬＰＦ６と２個の定電流可変回路７−
１および７−２が付加されていることである。また、図
２には、上記のＢＰＦ３、検波回路４、波形整形回路
５、定電流可変回路７−２およびカレントミラー回路８
のそれぞれの内部構成を含む回路構成図が示されてい
る。

【００２３】図２において、ＢＰＦ３は、従来例の場合
と同様に、電圧源９と、可変トランスコンダクタンス・
アンプ１０および１３と、容量１１および１５と、バッ
ファ１２および１４とを備えて構成され、検波回路４
は、ＤＣレベルシフト回路２３と、ＬＰＦ２４と、ＮＰ
Ｎトランジスタ２５および２６と、カレントミラー回路
２７および２８と、容量２９とを備えて構成される。ま
た波形整形回路５も、同様にヒステリシス付コンパレー
タ３０により形成されており、カレントミラー回路８
は、ＮＰＮトランジスタ３１、３２、３３、３６および
３８と、抵抗３４、３５、３７おもび３９とを備えて構
成されている。そして、本実施形態において、新たに主
要回路要素として付加されている定電流可変回路７−１
および７−２は全く同一の回路構成によっており、図２
においては、その内の定電流可変回路７−２の回路構成
のみが示されている。

【００２４】図２に示されるＢＰＦ３、検波回路４、波
形整形回路５およびカレントミラー回路８の内部構成
は、上述のように、それぞれ従来例の場合と同様であ
り、その動作内容についても従来例の場合と同様であ
る。即ち、赤外線感知素子１により受信された赤外線の
ＰＰＭ変調信号は、増幅器回路２により増幅されてＢＰ
Ｆ３に入力され、ＰＰＭ変調信号に含まれる不要信号お
よびノイズ等が除去されて検波回路４に入力され、当該
検波回路４においては、ＰＰＭ変調信号が検波されて、
ＰＰＭ変調信号のＯＮ／ＯＦＦに対応するＰＰＭパルス
信号が出力される。そして、このＰＰＭパルス信号は、
波形整形回路５に入力されて、所望のパルス信号１０３
が出力される。一方において、新たに付加された回路要
素の定電流可変回路７−２は、受信されるＰＰＭ変調信
号の搬送波の周波数に対応して、ＢＰＦ３より出力され
る電流値を制御調整することにより、当該ＢＰＦ３の同
調周波数を可変とし、これにより、赤外線信号受信装置
の総合利得の低下を防止するように作用する制御機能を
有している。

【００２５】図２において、定電流可変回路７−２にお
いては、ＬＰＦ６によりＰＰＭ変調信号が平滑化され、
変調周波数成分が除去された信号の電圧レベルと、電圧
源２の定電圧レベルとを比較照合するコンパレータ２１
と、ＮＰＮトランジスタ１６、１７および定電流源４０
により形成される差動増幅対と、ＮＰＮトランジスタ１
６のベースに所定の定電圧を供給する電圧源１８と、定
電流源４１とを備えて構成され、コンパレータ２１にお
ける比較出力により制御されて、可変トランスコンダク
タンス・アンプ１３からの流出電流の配線経路が、ＮＰ
Ｎトランジスタ１７のコレクタに接続されるか、または
定電流源４１を通して接地点に接続されるかを選択する
制御作用が行われている。

【００２６】以下、定電流可変回路７−２の制御動作に
ついて説明する。ＢＰＦ３より出力されるＰＰＭ変調信
号は、ＬＰＦ６において平滑化されて直流電圧に変換さ
れ、定電流変換回路７−２内のコンパレータ２１の非反
転入力端、および差動増幅対を形成するＮＰＮトランジ
スタ１７のベースに入力される。コンパレータ２１の反
転入力端には、電圧源２２の定電圧が供給されており、
コンパレータ２１においては、これらの両電圧レベルが
比較照合される。ＬＰＦ６より出力される直流電圧レベ
ルが、電圧源２２の定電圧により規定される第１の規定
レベルよりも大きい場合には、スイッチ作用を介して可
変トランスコンダクタンス・アンプ１３からの流出電流
の配線経路は、定電流源３２を通して接地点に接続され
て、可変トランスコンダクタンス・アンプ１３の流出電
流は、カレントミラー回路８に流入する電流Ｉ₂ と定電
流源４１の電流値は一定の値に保持されている。また、
ＬＰＦ６より出力される直流電圧レベルが、電圧源２２
の第１の規定レベルを下回る場合には、スイッチ作用を
介して可変トランスコンダクタンス・アンプ１３からの
流出電流の配線経路は、差動増幅付を形成するＮＰＮト
ランジスタ１７のコレクタに接続される状態となる。こ
の回路状態においては、ＮＰＮトランジスタ１６および
１７により形成される差動増幅対において、ＮＰＮトラ
ンジスタ１７のベースに入力されるＬＰＦ６からの電圧
レベルが、定電流源３１の電流値を規定している電圧源
１８の第２の規定レベル以下の時には、当該ＬＰＦ６か
らの電圧レベルに応じて、電流Ｉ₂ の電流値が可変調整
されるフィードバック系が形成される回路状態が形成さ
れ、ＢＰＦ３の中心周波数は、前記ＬＰＦ６からの電圧
レベルが上昇するように制御調整されて、当該中心周波
数は、常時、受信されるＰＰＭ変調信号の搬送波周波数
に同調するよう調整される。

【００２７】この定電流可変回路７−２の動作は、定電
流可変回路７−１においても全く同様であり、ＬＰＦ６
の出力レベルに応じて、可変トランスコンダクタンス・
アンプ回路１０から流出する電流が制御調整されて、上
記の可変トランスコンダクタンス・アンプ回路１３にお
ける周波数同調作用を含めて、ＢＰＦ３の中心周波数
は、常時、受信ＰＰＭ変調信号の搬送波周波数に同調す
るよう制御調整される。この状態は、図３に示される周
波数・利得特性に示されるとうりであり、ＢＰＦ３の周
波数特性Ａにおける中心周波数ｆ₀ （３５．０ｋＨｚ）
は、受信される赤外線信号送信機の送信周波数ｆ_IN（３
８．０ｋＨｚ）に合致するように制御調整されて、その
周波数特性としては、図３の周波数特性Ｂが得られる。
これにより、図４に示されるように、到達距離として、
最大の到達距離を示すＣ点に対応する距離が略々維持さ
れる。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、ＢＰＦ
より出力されるＰＰＭ変調波信号を平滑化して、その直
流電圧レベルにより、前記ＢＰＦの中心周波数を規定す
る可変トランスコンダクタンス・アンプからカレントミ
ラー回路に流入する電流の電流値を制御調整する定電流
可変回路を設けることにより、赤外線信号送信機の送信
周波数に対して、前記ＢＰＦの中心周波数を、常時同調
するように制御調整することが可能となり、これによ
り、赤外線信号送信機の送信周波数とＢＰＦの中心周波
数との差異に起因する利得低下を防止し、赤外線通信の
到達距離におけるバラツキを排除して、当該到達距離を
正常に維持することができるという効果があり、また、
これにより、赤外線信号受信装置に対して、赤外線感知
素子のＰｉｎフォトダイオードの面積を拡大するという
コスト・アップ要因を排除することができるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施形態を示すブロック図である。

【図２】前記実施形態におけるＢＰＦ以降の各構成要素
の内部構成を示す図である。

【図３】前記実施形態におけるＢＰＦの周波数特性を示
す図である。

【図４】前記実施形態における受信到達距離特性を示す
図である。

【図５】従来例を示すブロック図である。

【図６】従来例におけるＢＰＦ以降の各構成要素の内部
構成を示す図である。

【図７】従来例における検波回路および波形整形回路の
信号形態を示す図である。

【図８】従来例におけるＢＰＦの周波数特性示す図であ
る。

【図９】従来例における受信到達距離特性を示す図であ
る。

【符号の説明】

１赤外線感知素子２増幅回路３ＢＰＦ４検波回路５波形整形回路６、２４ＬＰＦ７−１、７−２定電流可変回路８、２７、２８カレントミラー回路１０、１３可変トランスコンダクタンス・アンプ９、１８、２２電圧源１１、１５、２９容量１２、１４バッファ１６、１７、２５、２６、３１〜３３、３６、３８
ＮＰＮトランジスタ１９、２０、３４、３５、３７、３９抵抗２１コンパレータ２３ＤＣレベルシフト回路３０ヒステリシス付コンパレータ４０、４１定電流源

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】赤外線を伝送媒体とする赤外線変調信号
を受信する赤外線感知手段と、前記赤外線感知手段により受信された赤外線変調信号を
増幅して出力する増幅回路と、前記増幅回路の出力信号の入力を受けて、当該出力信号
より特定の周波数成分を抽出して出力する帯域通過フィ
ルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号を検波して出力する検
波回路と、前記帯域通過フィルタの出力信号を平滑化し、直流電圧
成分を抽出して出力する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタより出力される直流電圧により制
御されて、前記帯域通過フィルタより流出する、当該帯
域通過フィルタの中心周波数を規定する電流の電流値を
制御調整する定電流可変回路と、前記検波回路より出力される検波信号の波形を整形して
出力する波形整形回路と、所定の入力電流により制御されて、前記帯域通過フィル
タより流出する電流の電流値と、前記波形整形回路より
流出する電流の電流値とを制御するカレントミラー回路
と、を少なくとも備えて構成されることを特徴とする赤外線
信号受信装置。
【請求項２】前記定電流可変回路が、前記低域通過フ
ィルタより出力される直流電圧により制御されて、前記
帯域通過フィルタより流出する、当該帯域通過フィルタ
の中心周波数を規定する第１および第２の電流の電流値
を、それぞれ個別に制御調整する第１および第２の定電
流可変回路により構成されることを特徴とする請求項１
記載の赤外線信号受信装置。
【請求項３】前記定電流可変回路が、非反転入力端に
入力される前記低域通過フイルタより出力される直流電
圧と、反転入力端に入力される第１の定電圧とを比較照
合して、当該比較結果により、前記帯域通過フィルタの
電流制御端に接続される切替スイッチの切替制御を行う
コンパレータと、コレクタに電源電圧が供給され、ベースに第２の定電圧
が供給される第１のＮＰＮトランジスタと、コレクタに
前記切替スイッチの第１の接点が接続され、ベースに前
記低域通過フイルタより出力される直流電圧が入力され
る第２のＮＰＮトランジスタと、これらの第１および第
２のＮＰＮトランジスタのエミッタにそれぞれ接続され
る第１および第２の抵抗と、当該第１および第２の抵抗
の共通接続点と接地点との間に挿入接続される第２の定
電流源とを備えて形成される差動増幅対と、前記切替スイッチの第２の接点と接地点との間に挿入接
続される第１の定電流源と、を備えて構成され、前記低域通過フィルタより出力され
る直流電圧のレベルが、前記第１の定電圧レベルよりも
高い場合には、前記切替スイッチを介して、前記帯域通
過フィルタの電流出力分岐線が前記第１の定電流源の側
に接続され、前記低域通過フイルタより出力される直流
電圧のレベルが、前記第１の定電圧レベルよりも低い場
合には、前記切替スイッチを介して、前記帯域通過フィ
ルタの電流出力分岐線が前記第２のＮＰＮトランジスタ
のコレクタに接続されて、前記帯域通過フィルタから前
記カレントミラー回路に流入する電流の電流値が、前記
直流電圧により制御調整されることを特徴とする請求項
１および２記載の赤外線信号受信装置。
【請求項４】前記帯域通過フィルタが、非反転入力端
に第３の定電圧が供給され、反転入力端に当該帯域通過
フィルタの出力端が接続されて、前記カレントミラー回
路に流入する前記第１の電流を出力する第１の可変トラ
ンスコンダクタンス・アンプと、入力端に前記第１の可変トランスコンダクタンス・アン
プの出力端が接続されるとともに、前記増幅回路の出力
信号が第１の容量を介して入力される第１のバッファ
と、非反転入力端に前記第１のバッファの出力信号が入力さ
れ、反転入力端に前記第１の可変トランスコンダクトン
ス・アンプの反転入力端が接続されて、前記カレントミ
ラー回路に流入する前記第２の電流を出力する第２の可
変トランスコンダクタンス・アンプと、入力端に前記第２の可変トランスコンダクタンス・アン
プの出力端が接続され、当該入力端が第２の容量を介し
て接地点に接続されるとともに、出力端に当該帯域通過
フィルタの出力端が接続される第２のバッファと、を備えて構成されることを特徴とする請求項２おそび３
記載の赤外線信号受信装置。
【請求項５】前記帯域通過フィルタから流出する前記
第１および第２の電流の電流値が相等しい値に設定され
る請求項２、３および４記載の赤外線信号受信装置。