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Anwendungsgebiet
der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
im allgemeinen integrierte Schaltungen und insbesondere Systeme zur
Auswahl unter alternativen elektrischen Wegen von funktionellen
Schaltungen, um die elektrischen Parameter der funktionellen Schaltung
zu modifizieren, wobei sie an die Betriebsbedingungen des integrierten
Systems angepaßt
wird.
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In vielen Anwendungen, insbesondere,
jedoch nicht ausschließlich,
von Schaltungen, die mit Hochfrequenz (RF) arbeiten oder im wesentlichen
mit einer verhältnismäßig hohen
Frequenz arbeiten, ist es häufig notwendig,
dieselbe Schaltung oder funktionellen Block mehrmals zu wiederholen,
der jeweils mit bestimmten elektrischen Eigenschaften gestaltet
ist, um seine Leistung in einem begrenzten Bereich von Signalfrequenzen zu
optimieren.
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Die Schaltung oder funktionelle Block,
der für
die vorliegenden Betriebsbedingungen adäquat ist, wird dann automatisch
durch Öffnen
und Schließen
von Schaltern und/oder Befehlen von Wegselektoren auswählbar, die
einen unter mehreren verfügbaren
Wegen auswählen.
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Hintergrund
der Erfindung
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Eine allgemeine Anwendung der vorliegenden
Erfindung kann unter Bezugnahme auf 1 beschrieben
werden. Diese Figur zeigt N Verstärker (Ai), N Dreiergruppen
von Schaltern SAi, SBi, SCi, die jeweils mit einem Verstärker Ai
verbunden sind, und schließlich
einen Kondensator (C). Die Schalter dienen als Selektoren eines
der N Verstärker
und verbinden ihn mit dem Kondensator C.
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Zum Beispiel wird der Verstärker Ai
durch die SAi-, Sbi-Schalter
ausgewählt
und der Kondensator C wird mit dem ausgewählten Verstärker Ai durch den SCi-Schalter
gekoppelt. Das Schema der 1 ist
anwendbar, wenn die abwechselnd arbeitenden N Verstärker große Kondensatoren
für ihrer
korrekte Funktion benötigen.
Dies kann notwendig sein, um ein hohes Niveau an Stabilität für die N
Rückkopplungsverstärker sicherzustellen
und/oder falls es notwendig ist, den Durchlaßbereich drastisch zu reduzieren,
um die Rauschleistung zu reduzieren.
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In diesen Fällen wird die naheliegendste
Herangehensweise, einen Kondensator für jeden Verstärker zu
verwenden, eine große
Siliziumfläche
zur Integration aller Kondensatoren erfordern oder würde die
Verwendung von N äußeren Kondensatoren
und daher von N zweckgebundenen Stiften erfordern, falls die Lösung der
Integration des Kondensators zu kostspielig und/oder nicht praktikabel
ist.
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Das Schema der 1 stellt die bekannte Herangehensweise
dar, einen einzelnen Kondensator einzusetzen, der selektiv an die
Verstärker
A1, A2, ... AN geschaltet wird, die durch die Sai- und Sbi-Schalter
ausgewählt
werden, durch schließendes
Starten eines der SCi-Schalter. Der Kondensator C kann integriert
sein, falls dies praktisch ist, oder kann alternativ ein äußerer Kondensator
sein, der nur einen zweckgebundenen Stift benötigt, wodurch sich folglich
eine merkliche Reduzierung der Kosten ergibt.
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Das Schema der 1 kann verwirklicht werden, indem statt
der SAi- und SBi-Schalter eine alternative Technik zur Auswahl der
Verstärker
verwendet wird. Eine solche Technik besteht darin, daß die ausgewählten Verstärker in
einem Ein-Zustand
gelassen werden und alle abgeschaltet werden, deren Auswahl aufgehoben
ist, indem der Vorstrom der Verstärker gesteuert wird.
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Diese Herangehensweise ist unter
vielen Aspekten zu bevorzugen und kann auch in der Architektur der
vorliegenden Erfindung verwendet werden.
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Die Schaltung der 1 kann ohne weiteres in einer CMOS-Technologie implementiert
werden, dank der Verfügbarkeit
von analogen Schaltern mit ausgezeichneter Leistung, die mit MOS-Transistoren
verwirklicht werden können.
Im Gegensatz dazu kann es mit einer Bipolartechnologe aufgrund der
Verwendung von analogen Schaltern, die mit Bipolartransistoren verwirklicht
werden, die zwischen sperrenden und Sättigungsbereichen arbeiten,
mehrere Probleme geben.
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Ein Schalter, der aus einem bipolaren
Sperrschichttransistor besteht, benötigt in einer Einschaltphase einen
verhältnismäßig großen Basisstrom
und bringt folglich verhältnismäßig lange
Schaltzeiten mit sich. Das Hauptproblem ist in jedem Fall auf die
Tatsache zurückzuführen, daß ein bipolarer
Sperrschichttransistor, wenn er dynamisch zwischen sperrenden und
den Sättigungsbereichen
umgeschaltet wird, parasitäre
Transistoren triggern kann, die die Funktion der integrierten Schaltung
negativ beeinflussen können.
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Aufgabe und
Zusammenfassung der Erfindung
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Die Hauptaufgabe der Erfindung ist
es, eine Schaltungsimplementierung des Grundschemas der 1 bereitzustellen, die selbst
für eine
Verwirklichung in Bipolartechnologie effektiv ist.
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Die Schaltung der Erfindung überwindet
effektiv das Problem, die SCi-Schalter zu realisieren, indem sie
es vermeidet, diese Schalter mit gesättigten bipolaren Sperrschichttransistoren
zu verwirklichen, die wahrscheinlich bei Einschalten Störströme verursachen,
die unerwünschte
Offseteffekte verursachen können.
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Insoweit vielmehr die Auswahl eines
Verstärkers
aus den mehreren Verstärkern
als die Verwendung von Schalterpaaren SAi und SBi betroffen ist,
wird die alternative Technik eingesetzt, den ausgewählten Verstärker in
einem Ein-Zustand
zu lassen und die anderen abzuschalten.
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Im wesentlichen weist die Schaltung
der Erfindung zur Kopplung eines Kondensators an einen Versorgungsknoten
eines exklusiv ausgewählten
integrierten Verstärkers,
der zu mehreren integrierten Verstärkern gehört, auf:
- – einen
ersten Stromgenerator, der zwischen einen ersten Versorgungsknoten
(VCC) und einen ersten Knoten der Schaltung geschaltet ist;
- – einen
zweiten Stromgenerator, der zwischen einen zweiten Versorgungsknoten
(GND) und einen zweiten Knoten der Schaltung elektrisch parallel
zu dem Kondensator geschaltet ist, der an den ausgewählten Verstärker gekoppelt
werden soll;
- – eine
Schalteranordnung, deren Anzahl identisch zu den integrierten Verstärkern ist
und die selektiv und ex klusiv einschaltbar sind, wobei sie jeweils
eine in Durchlaßrichtung
vorgespannte Diode zwischen den beiden Knoten der Schaltung schalten,
- – wobei
jeder integrierte Verstärker
seinen eigenen Versorgungsknoten aufweist, der mit den Verbindungsknoten
zwischen einer jeweiligen Diode und dem Verbindungsschalter gekoppelt
ist.
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Die Erfindung wird in Kürze in Anspruch
1 definiert, und bevorzugte Ausführungsformen
werden in den abhängigen
Ansprüchen
definiert.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 stellt
das Auswahlschema eines Verstärkers
und das Umschalten des einzigen Kondensators C am Versorgungsknoten
des ausgewählten
Verstärkers
dar;
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2 ist
ein Grundschema der Schaltung der Erfindung;
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3 zeigt
die Schaltung der Auswahlblöcke
eines von mehreren integrierten Verstärkern der Erfindung;
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4 zeigt
eine bevorzugte Ausführungsform
der Schaltung der Erfindung.
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Beschreibung
einer Ausführungsform
der Schaltung der Erfindung
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Eine praktische Anwendung der Schaltung
der Erfindung auf Fehlerverstärker
mit einer ohmschen Last, die zur Steuerung der Amplitude der Schwingungen
in einem spannungsgesteuerten LC-Oszillator (VCO) für integrierte
Hochfrequenzschaltungen verwendet werden, wird lediglich zu Veranschau ungszwecken
beschrieben. Diese Oszillatoren verwenden einen variablen Kondensator
im Resonanz-LC-Netzwerk, der in der Form einer invers vorgespannten
PN-Sperrschichtdiode implementiert ist. Diese Dioden (typischerweise
ein Standard-Basis-Emitter
oder Basis-Kollektor-Sperrschicht), zeigen infolge der verhältnismäßig niedrigen
Betriebsspannung eine Sperrschichtkapazität, die eine kleine „Spreizung" aufweist, was den
Regelbereich der VCO-Frequenz begrenzt.
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Eine Lösung des Problems, einen Frequenzbereich
abzudecken, der für
Hochfrequenzanwendungen umfassend genug ist, ist es, mehrere Oszillatoren
und daher mehrere Fehlerverstärker
einzusetzen, die gemäß den Bedürfnissen
auswählbar
sind.
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Bemerkenswerterweise trägt der Fehlerverstärker stark
zum Phasenrauschen des VCO bei, insbesondere wenn der letztgenannte
mit einer großen
Schwingungsamplitude arbeitet. Tatsächlich moduliert das nichtlineare
Verhalten des VCO das Niederfrequenzrauschen des Fehlerverstärkers und
verschiebt es zu hohen Frequenzen, wobei es mit dem Eigenrauschen überlagert
wird, das durch den Oszillator selbst erzeugt wird.
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Um die niedrige Rauschfrequenzkomponente
des Fehlerverstärkers
zu reduzieren, ist es notwendig, große Filterkondensatoren einzusetzen.
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Da es auch notwendig ist, ein niedriges
Phasenrauschen sicherzustellen, typischerweise innerhalb weniger
zehn Kilohertz, sind Filterkondensatoren mit großer Kapazität erforderlich, die üblicherweise
von außen
an die integrierte Schaltung angeschlossen werden. Daher ist es
das Problem, eine Schaltung zu finden, die das Grundschema der 1 implementiert, die dennoch
die Filterspezifikationen mit einem einzigen Kondensator und durch
nur einen zweckgebundenen Stift erfüllt, keine parasitären Transistoren
triggert und/oder Offset-Erscheinungen verursacht.
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Indem auf das Schema der Erfindung
Bezug genommen wird, wie in 2 gezeigt,
wird der Kondensator C effektiv an die anderen Verstärker A1,
A2, ... AN geschaltet, wie oben beschrieben. Die Elemente A1-AN
geben die N Fehlerverstärker
an, an deren Versorgungsknoten der Kondensator C geschaltet werden muß, wobei
die RL1-RLN-Widerstände
jeweilige Lastelemente darstellen.
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Die Teile, die als der Block A1-AN
angegeben werden, repräsentieren
den Ein-/Aus-Auswahlschalter, der die Auswahl der Verstärker bewirkt.
Eine andere Schalteranordnung, die in 2 nicht
gezeigt wird, arbeitet synchron mit den SAi-Schaltern, um gleichzeitig den Betriebsstrom
an den Verstärkern
auszuschalten, deren Auswahl aufgehoben ist.
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In dem oben beschriebenen Schema
wird den Schaltkreis des Kondensators C der vorliegenden Erfindung
durch den Block B repräsentiert.
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Der Block B muß den Kondensator C mit einem
der N Verstärker
in einer möglichst
effizienten Weise verbinden.
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Die Schaltung aktiviert selektiv
eine der N Dioden D1, D2, ..., DN, wobei sie in einen Zustand einer Durchlaßvorspannung
gebracht werden, wodurch ein niederohmiger Verbindungsweg zwischen
dem ausgewählten
Verstärker
und dem Kondensator geschaffen wird.
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Die Auswahl der N Dioden kann durch
einen Decoder ausgeführt
werden, der in der ausgewählten
Diode einen adäquaten Vorstrom
(IB) herstellt, der durch die Relativstromgeneratoren IB und IC
erzwungen wird.
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Um einen unerwünschten Offset im ausgewählten Verstärker infolge
einer Differenz zwischen den IB- und IC-Strömen zu vermeiden, der sich
an der RLi-Last widerspiegeln würde,
wird eine Stromverstärkung-
(b) Kompensationsschaltung der PNP-Transistoren (wenn wir eine bipolare
Ausführungsform
betrachten) eingeführt,
deren Parameter (b) der Hauptgrund für irgendein Offsetproblem sind.
Dank einer solchen Schaltung, die in der nachfolgenden Beschreibung
in Einzelheiten offenbart wird, werden die Ströme LB und IC mit einer hohen
Präzision
angeglichen.
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Der Schalter Si des Kondensators
C der 2 wird gleichzeitig
mit der Öffnung
des Auswahlschalters Sai des integrierten Verstärkers geöffnet, während alle anderen Schalter
SAj (j≠i)
geschlossen sind, wodurch alle Verstärker, deren Auswahl aufgehoben
ist, in einen Aus-Zustand versetzt werden.
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Das schließende Einschalten des Si schaltet
den LB-Strom durch die jeweilige Diode Di ein, während die anderen Dioden im
Aus- Zustand gelassen werden.
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Die Schaltungen, die den Ai-Block
und den B-Block implementieren, werden jeweils in den 3 und 4 gezeigt.
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Die Schaltung der 3 ist ein üblicher Stromselektor, der
auf einem Differentialpaar von Transistoren beruht.
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In der Schaltung der 4 realisieren der Decoder und die Transistoren
Q1_1-Q1_N die Schalter Si-SN und die relative Steuerung, während der
Stromgenerator IR, der Spiegel Q4–Q5 und die Spiegel, die durch
die Transistoren Q2_1-Q2_N und Q3_1_Q3 N gebildet werden, den Generator
IB realisieren. Der Generator IC wird durch den Stromgenerator IR
und die Spiegel Q4–Q6,
Q7–Q8
und Q10–Q11
realisiert.
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Die Funktion der Schaltung ist wie
folgt.
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Ein Programmwort, das durch die bo-bk-Bits
gebildet wird, schaltet den Strom von Q5 an einem der N Transistoren
Q1_i, die als Schalter wirken. Ein solcher Strom wird durch die
PNP-Transistoren Q2_i und Q3_i an der ausgewählten Diode Di erzwungen.
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Um den Strom von Q3_i gleich jenem
von Q11 (das heißt
von IC) zu machen, wodurch Offsetprobleme verhindert werden, wie
oben erwähnt,
wird der Strom IR, statt direkt an Q11 gespiegelt zu werden, zuerst
durch einen PNP-Stromspiegel Q7–Q8
geschickt, und anschließend
durch Q9–Q10
an Q11 gespiegelt. Auf diese Weise werden die Ströme von Q11
und von Q3_i gleich weit von Toleranzfehlern entfernt sein.
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Die Tatsache, daß die Kapazität durch
den dynamischen Widerstand einer durchlaßvorgespannten Diode verbunden
ist, bringt eine leichte Änderung
im erwünschten „Dominantpol"-Modell mit sich. Was tatsächlich passiert,
ist das Vorhandensein einer „Null", die mit dem zusätzlichen
Widerstand rd der direkt vorgespannten Diode verbunden ist.
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Die resultierenden Ausdrücke des
dominanten Pols bzw. der Null sind:
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Aus diesen Gleichungen kann entnommen
werden, daß der
TB-Strom und folglich
der IC-Strom nicht auf einen zu niedrigen Wert festgelegt werden
sollten, da dies auf eine „Null" hinauslaufen würde, die
zu nahe beim Pol liegt. Ströme
von etwa 50 μA
sind in den meisten Fällen
ausreichend, um eine adäquate
Trennung zwischen dem Pol und der Null sicherzustellen.
