DE69614248T2

DE69614248T2 - BICMOS Transkonduktanzdifferenzstufe für Hochfrequenzfilter

Info

Publication number: DE69614248T2
Application number: DE69614248T
Authority: DE
Inventors: Roberto Alini; Gaetano Cosentino; Valerio Pisati; Gianfranco Vai
Original assignee: STMicroelectronics SRL; CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno
Current assignee: STMicroelectronics SRL; CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno
Priority date: 1996-05-31
Filing date: 1996-05-31
Publication date: 2001-11-15
Anticipated expiration: 2016-06-01
Also published as: DE69614248D1; EP0810723A1; EP0810723B1; US5912582A; JPH1075135A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine differentielle BiCMOS Transkonduktor-Stufe für Hochfrequenzfilter und des Typs, umfassend einen Eingangsschaltungsabschnitt mit Signaleingängen und umfassend ein Paar von MOS Transistoren, deren jeweilige Gate-Anschlüsse den voranstehend erwähnten Eingangsignalen entsprechen, und einen Ausgangschaltungsabschnitt mit Ausgangssignalen und umfassend ein Paar von Bipolar-Transistoren, die mit einer gemeinsamen Basis in einem Schaltungsknoten zusammengeschaltet und zwischen die vorangehend erwähnten Eingänge und die voranstehend erwähnten Ausgänge in einer Kaskadenkonfiguration eingefügt sind.
Das Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung bezieht sich insbesondere, aber nicht ausschließlich auf Transkonduktoren für zeitkontinuierliche Bandpassfilter, die monolithisch auf einem Halbleiter integriert sind, und die folgende Offenbarung wird unter Bezugnahme auf dieses Anwendungsgebiet nur für den Zweck einer Vereinfachung der Diskussion dafür durchgeführt.
Ein Transkonduktor ist im wesentlichen eine spannungsgesteuerte differentielle Stufe mit einer Transkonduktanz. Er wird verwendet, um Integratoren, die in aktive Filter eingebaut sind, bereitzustellen, aber auch um Oszillatoren und Schaltungen für die Umwandlung von Impedanzen bereitzustellen.

Stand der Technik

In den vergangenen Jahren sind verschiedene Techniken zum Bereitstellen von zeitkontinuierlichen integrierten Filtern vorgeschlagen worden. Die Technik, die eine Akzeptanz als die effektivste für Hochfrequenzanwendungen gewonnen hat, ist diejenige unter Verwendung einer BiCMOS Transkonduktor-Stufe als der Basisblock des Filters.
Innerhalb eines BiCMOS Transkonduktorfilters wird eine Spannungs-Strom-Umwandlung mit einer offenen Schleife ausgeführt; deshalb ist der sogenannte nicht-dominante Pol des Wandlers nicht auf die Einheitsfrequenzverstärkung des Operationsverstärker-Schaltungsabschnitts begrenzt. Dies ist ein Vorteil gegenüber Filtern, die gemäß der CMOS Technologie bereitgestellt werden.
Jedoch weisen Transkonduktorfilter auch die Unzulänglichkeit auf, dass sie besonders für parasitäre Kapazitäten empfindlich sind, und zwar unmittelbar als Ergebnis ihres Betriebsmodus mit einer offenen Schleife. Dies begrenzt die Amplitude ihres Durchlassbands und besonders bei hohen Frequenzen.
Ein Transkonduktorfilter, welches diese Begrenzung in dem Durchlassband zu vermeiden versucht, ist in dem U. S. Patent No. 5,332,937 offenbart, die von dem gleichen Anmelder eingereicht wurde.
Die in diesem U. S. Patent offenbarte Lösung ermöglicht nicht die Erreichung von Bandamplituden, die gegenwärtige Anforderungen erfüllen können, obwohl sie in einiger Hinsicht vorteilhaft ist.
In einigen Anwendungen, die im Zusammenhang mit dem Lesen der Information in den Massenspeichern von Computern stehen, z. B. beim Lesen eines Festplattenlaufwerks, würde eine Notwendigkeit bestehen, das Durchlassband des zu filternden Signals weiter zu erweitern.
Um besser die Schwierigkeiten zu verstehen, die bei der Suche nach einer Verbesserung des Betriebsverhaltens der zeitkontinuierlichen Transkonduktorfilter, die gemäß dem Stand der Technik bereitgestellt werden, angetroffen werden, ist es nützlich, eine Bezugnahme auf die beigefügte Fig. 1 durchzuführen, in der das Basisdiagramm einer differentiellen Transkonduktor-Stufe gezeigt ist, die in ein Bandpassfilter eingebaut werden kann.
Die Stufe 1 wird zwischen einer ersten Referenzversorgungsspannung Vdd und einer zweiten Referenzspannung GND, z. B. einer Signalmasse, mit Energie versorgt. Zusätzlich ist diese Stufe durch Verwendung einer sogenannten gemischten BiCMOS Technologie implementiert, weil sie sowohl Bipolar-Transistoren als auch MOS Transistoren umfasst.
Die Stufe 1 umfasst einen Eingangsschaltungsabschnitt, der aus einem Paar von N-Kanal MOS Transistoren M1, M2 gebildet ist, deren jeweilige Source-Anschlüsse gemeinsam sind, um einen Schaltungsknoten A zu bilden.
Der Gate-Anschluss G1 des ersten M1 von diesen Transistoren bildet einen nicht-invertierenden Eingang IN+ für die differentielle Stufe 1. Das Gate G2 des anderen Transistors M2 ist der invertierende Eingang IN.
Zwischen dem Schaltungsknoten A und Masse ist ein Stromgenerator A1 vorhanden.
Ferner ist ein Ausgangsschaltungsabschnitt vorgesehen, umfassend ein Paar von Bipolar-Transistoren Q1 und Q2 des npn Typs mit ihrer jeweiligen Basis B1, B2 in einem gemeinsamen Knoten B zusammengeschaltet, der von der Referenzversorgungsspannung Vdd über einen Vorspannstrom- Generator Id mit Energie versorgt wird.
Die Bipolar-Transistoren Q1, Q2 sind in der Stufe 1 in einer sogenannten Kaskadenkonfiguration eingefügt und ihre jeweilige Emitter E1, E2 sind untereinander mit den Drain- Anschlüssen D1, D2 des Paars von MOS Eingangstransistoren verbunden.
Die Kollektoren CL1 und CL2 der Bipolar-Transistoren Q1, Q2 bilden Ausgangsanschlüsse für die Stufe 1 und werden in den Figuren jeweils mit OUT- und OUT+ bezeichnet. Jeder von Ihnen ist mit einer aktiven Last 2 verbunden.
Der Aufbau der Stufe 1 wird mit einem dritten Transistor Q3 des npn Bipolar-Typs und mit seiner Basis B3 mit der Basis B1 und B2 verbunden und dem Emitter 3 mit dem Knoten A durch ein Widerstandselement R verbunden abgeschlossen. Der dritte Transistor Q3 hat seinen Kollektor CL3 mit dem Vorspannstrom- Generator Id verbunden. Die Basis B3 und der Kollektor CL3 des Transistors Q3 sind zusammengeschaltet, um diesem Transistor eine Diodenkonfiguration zu geben.
Die Eingangstransistoren M1, M2 sind in der linearen Betriebszone vorgespannt und bewirken somit eine lineare Umwandlung von einer Spannung in ein Strom, um den Wert der Transkonduktanz gm der Stufe 1 zu bestimmen.
Der Wert des Widerstandselements R verursacht den Drain- Source-Spannungsabfall Vds von beiden MOS Transistoren. Bei Linearitätsbedingungen werden die Transistoren M1 und M2 von Strömen I1 und I2 durchkreuzt, deren Wert mit der folgenden Gleichung gegeben ist.
I1 = I2 = u Cox [(Vgs - Vt) Vds - (Vds)²/2] W/L
wobei Vgs der Gate-Source-Spannungsabfall der MOS Transistoren ist, Vt die Schwellwertspannung davon ist, W bzw. L die Amplitude bzw. die Breite des Kanalbereichs sind, und u und Cox bekannte Parameter von diesem Transistor sind.
Wenn ein differentielles Signal an die Eingänge IN- und IN+ der Stufe 1 angelegt wird, ist es möglich, den Wert der Transkonduktanz gm der Stufe als das inkrementale Verhältnis der Veränderung des Stromes Iout an dem Ausgang zu der Veränderung der Eingangsspannung Vin = Vgs (M1) - Vgs (M2) zu berechnen. Demzufolge gilt:
gm = δIout/δVin = u Cox Vds W/L.
Der Pol, von dem das Durchlassband des Filters abhängt, ist mit der Transkonduktanz gm korreliert und wird insbesondere durch das Verhältnis gm:C gegeben, wobei C der Wert der äquivalenten Kapazität der Transkonduktor-Stufe ist.
Um das Frequenzverhalten des Filters zu verbessern, wird es erforderlich sein, auf einem oder dem anderen der voranstehend erwähnten Parameter zu arbeiten, d. h. auf der Transkonduktanz oder der äquivalenten Kapazität. Zum Beispiel schlägt eine Lösung des Standes der Technik, die in dem Artikel: "Tunable BiCMOS Continuous-Time Filter for High Frequency Application", IEEE Journal of Solid State Circuits, Dec. 1992, Seite 1905 offenbart ist, eine Veränderung des Transkonduktanz gm des Transkonduktanzfilters in Abhängigkeit von den Anforderungen des Anwendungsgebiets vor. In diesem Artikel werden mögliche Veränderungen in der Transkonduktanz zwischen eins und vier berücksichtigt.
Die Analyse, die in diesem Artikel durchgeführt wird, zeigt, dass eine obere Grenze für die Amplitude des Eingangssignals vorhanden ist, die auf die Transkonduktor-Stufe anwendbar ist. Über diese Grenze hinaus werden die Linearitätscharakteristiken der Stufe schwerwiegend beeinträchtigt.
Diese Grenze hängt mit dem Betrag des Drain-Source- Spannungsabfalls Vds und mit dem sogenannten Überschwingen (overdrive) der differentiellen Stufe zusammen.
Die maximale Spitzen-Spitzen Amplitude, die für den Eingang an dem Transkonduktor akzeptabel ist, wird durch die folgende Gleichung gegeben:
Vinmax = gmmax · [(Vgs - Vt) - Vds]M1,M2 = 4 · [(Vgs - Vt) - Vds]M1,M2
Das Durchlassband ist somit eine Funktion der akzeptablen Verzerrung eines gegebenen Eingangssignals und hängt von dem Drain-Source-Spannungsabfall Vds, der sich an den Enden des Widerstandselements R befindet, ab.
Diese Drain-Source-Spannung Vds kann nicht niedrig genug sein, um Probleme des Betriebs unterhalb des Schwellwerts in den MOS Transistoren M1, M2 zu vermeiden, und außerdem kann sie sich nicht übermäßig erhöhen, um zu vermeiden, dass die Transistoren in die Sättigungszone kommen.
Selbst die Lösung, die in dem voranstehend erwähnten Artikel offenbart ist, erfüllt die Anforderungen der gegenwärtigen Anwendung nicht.
Das technische Problem, welches der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, besteht in der Bereitstellung einer differentiellen Transkonduktor-Stufe für Hochfrequenzfilter und mit strukturellen und funktionalen Charakteristiken, um so eine Erhöhung des Durchlassbands der zeitkontinuierlichen Filter zu ermöglichen, während die Beschränkungen und/oder Unzulänglichkeiten überschritten werden, die die Filtereinrichtungen, die gemäß des Standes der Technik bereitgestellt werden, noch begrenzen.

Zusammenfassung der Erfindung

Das technische Problem wird durch eine differentielle Transkonduktor-Stufe des Typs, der oben angegeben wurde und in dem Kennzeichnungsteil der Ansprüche 1 und folgender definiert ist.
Die Charakteristiken und Vorteile der Stufe gemäß der vorliegenden Erfindung sind in der Beschreibung einer Ausführungsform davon, die nachstehend mit Hilfe eines nicht einschränkenden Beispiels unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen aufgeführt ist, erläutert.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 einen diagrammartigen Überblick über den Basisaufbau einer differentiellen Transkonduktor- Stufe, die gemäß des Standes der Technik bereitgestellt wird;
Fig. 2 eine Einzelheit einer Umschaltschaltung im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung mit einer differentiellen Transkonduktor-Stufe;
Fig. 2a eine Ansicht im vergrößerten Maßstab einer Einzelheit der Schaltung der Fig. 2;
Fig. 3 eine diagrammartige Ansicht einer differentiellen Transkonduktor-Stufe, in die eine Umschaltschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung eingebaut ist; und
Fig. 4 eine andere Variante einer Ausführungsform der differentiellen Transkonduktor-Stufe gemäß der vorliegenden Erfindung.

Ausführliche Beschreibung

Unter Bezugnahme auf die obigen Figuren und insbesondere unter Bezugnahme auf die Ausführungsform der Fig. 3 bezeichnet ein Bezugszeichen 10 insgesamt und schematisch eine differentielle Transkonduktor-Stufe, die gemäß der vorliegenden Erfindung in Übereinstimmung mit einer BiCMOS Technologie bereitgestellt wird.
Der Kern der Stufe 10 ist eine differentielle Zelle, die dem Aufbau entspricht, der voranstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1 diskutiert wurde, und demzufolge wird nun eine ausführliche Beschreibung davon weggelassen, um eine Komplizierung der folgenden Diskussion der vorliegenden Offenbarung zu vermeiden.
Es sei nur darauf hingewiesen, dass die Stufe 10 zwei Hauptschaltungsverzweigungen 4 und 5 umfasst, eine für jeden der differentiellen Eingänge.
In vorteilhafter Weise umfasst gemäß der vorliegenden Erfindung die Stufe 10 eine Umschalteinrichtung 3 im Zusammenhang mit jeder Verzweigung der Stufe 10.
Die Einrichtung 3 kann die Verbindungen zwischen dem parasitären Kondensatoren bzw. Kapazitäten, die in der Transkonduktor-Stufe vorhanden sind, modifizieren. Für diesen Zweck umfasst die Einrichtung 3 einen Mikroschalter SW, der normalerweise offen ist und durch ein Signal ENABLE_LOW_FREQ zum Schließen angesteuert wird.
Der Mikroschalter SW ist zwischen den Knoten B der Stufe 10 und Masse GND eingefügt. Man sollte sich daran erinnern, dass der Knoten B mit dem Verbindungspunkt zwischen den Basen B1 und B2 der Bipolar-Transistoren Q1, Q2 übereinstimmt.
Fig. 2 zeigt eine Einzelheit der Umschalteinrichtung 3, bei der auch einige Kondensatoren bzw. Kapazitäten gezeigt sind, die in der Stufe 10 gegenüberliegend den verschiedenen Komponenten vorhanden sind.
Insbesondere sind die Kondensatoren C1 und C2 mit den Ausgängen des Transkonduktors verbunden und weisen einen relativ hohen Wert auf, während ein Kondensator Cj dem parasitären Kondensator des Transistors Q3 entspricht.
Der Wert der äquivalenten Kapazität, die an dem Ausgangsanschluss des Transkonduktors mit der Verteilung dieser Kondensatoren versehen wird, kann durch die folgende Formel berechnet werden:
Ceq = Cj * C2/(Cj + C2) + C1
Ein Widerstand Ron wurde in Reihe zu dem Mikroschalter SW angezeigt, um den eigentümlichen Widerstand des Schalters SW in dem geschlossenen Zustand darzustellen. Es ist wichtig, dass dieser Widerstand Ron so niedrig wie möglich ist.
Fig. 2a zeigt in einem vergrößerten Maßstab eine mögliche Ausführungsform des Schalters SW, der als der N-Kanal MOS Transistor Ms mit einem Steuerungs- oder Gate-Anschluss Gs vorgeschlagen wird, an den das Signal ENABLE_LOW_FREQ angelegt wird. Der MOS Ms wird mit einer großen Größe gewählt, so dass er einen niedrigen inneren Widerstand Ron aufweist, aber dies führt zu einer Unzulänglichkeit aufgrund der Anwesenheit der hohen Kondensatoren C1 und C2.
In der Tat ist der Drain-Anschluss des Transistors Ms mit dem Knoten B verbunden und sein Source-Anschluss ist mit Masse verbunden. Zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate- Anschluss ist ein parasitärer Kondensator Cdg vorhanden, während zwischen dem Drain-Anschluss und dem Kernteil des Transistors ein zweiter parasitärer Kondensator Cdb vorgesehen ist.
Genau die Anwesenheit dieser eigentümlichen parasitären Kondensatoren in dem Schalter SW könnte dessen Effektivität beschränken.
Um diese mögliche Unzulänglichkeit zu vermeiden, schlägt die vorliegende Erfindung vor, sogar in der Schalteinrichtung einen Transistor Qx, der parallel zu dem Bipolar- Kaskadentransistor der zugehörigen Verzweigung parallel geschaltet ist, einzufügen.
Insbesondere umfasst die Einrichtung 3, die mit der ersten Verzweigung 4 der Stufe 10 assoziiert ist, einen Bipolar-Q1x des npn Typs, der in einer schaltbaren Weise parallel zu dem Bipolar-Transistor Q1 geschaltet ist. Zwischen die Basis B1x dieses Transistors Q1x und Masse GND ist der Schalter SW2 eingefügt.
In der gleichen Weise umfasst die Einrichtung 3, die zu der zweiten Verzweigung 5 der Stufe 10 führt, einen Bipolar-Q2x des npn Typs, der in einer schaltbaren Weise parallel zu dem Bipolar-Transistor Q2 geschaltet ist. Zwischen die Basis B2x dieses Transistors Q2x und Masse GND ist der Schalter SW2 eingefügt.
in vorteilhafter Weise ist in jeder Umschalteinrichtung 3 auch ein zweiter Mikroschalter vorgesehen, der mit dem Bezugszeichen 6 bezeichnet und in die Verbindung zwischen die Basisanschlüsse der Bipolar-Transistoren eingefügt ist.
Dieser zweite Mikroschalter 6 ist normalerweise offen und wird durch ein Signal ENABLE_HIGH_FREQ. negiert angesteuert. Die Schalter 6 können von kleinen Transistoren bereitgestellt werden, um so nicht zusätzliche parasitäre Komponenten einzuführen.
Wenn die Schalter 6 beim Schließen angesteuert werden, würde jede Bipolar-Transistor Q1 und Q2 der Stufe 10 parallel zu einem gleichen Bipolar-Transistor Q1x und Q2x geschaltet. Unter diesen Bedingungen nimmt wegen dem parasitären Kondensator, der von dem Emitter-Anschluss des hinzugefügten Transistors Q1x oder Q2x eingeführt wird, der Wert der Transkonduktanz gm ab und der zweite äquivalente Pol der Transkonduktor-Stufe 10 wird auf eine niedrigere Frequenz verschoben, aber gleichzeitig fällt der Pol des Transkonduktors, der mit dem Verhältnis gm:C gegeben wird, wegen der Verringerung von gm ab.
Diese Tatsache kann den sogenannten Phasenüberschuss des Transkonduktors 10 ändern und, um irgendeinen Phasenüberschuss begrenzt zu halten, könnte eine Stufe mit einer geringen nominellen Verstärkung bereitgestellt werden, d. h. einer Verstärkung oder einem Gewinn des Typs, der in seinen Veränderungen bezüglich des nominellen Werts gesteuert ist. In dieser Weise werden die Änderungen in der Verstärkung A, mit der der Phasenüberschuss zusammenhängt, soweit wie möglich beseitigt.
Diese Probleme wurden in der europäischen Patentanmeldung Nr. 94830390.4, die von dem Anmelder der vorliegenden Anmeldung eingereicht wurde, in Angriff genommen. In jedem Fall würden die Änderungen in dem Phasenüberschuss, die in der vorliegenden Erfindung gefordert werden, nur dann auftreten, wenn der Transkonduktor bei niedriger Frequenz arbeitet und deshalb das Hochfrequenzverhalten der Transkonduktor-Stufe gemäß der vorliegenden Erfindung nicht negativ beeinflusst.
Grundlegend ermöglicht der Aufbau der Stufe gemäß der vorliegenden Erfindung eine Änderung des Werts des Transkonduktors gm und eine Erhöhung des Abstimmbereichs ohne Verschlechterung des Frequenzverhaltens.
Es ist auch möglich, Umschaltvorgänge auf dem Eingangssignal zu vermeiden und es ist viel einfacher, den Wert der Transkonduktanz gm lediglich durch eine Replizierung der differentiellen Stufe zu steuern.
In eine anderen Ausführungsform, die in den Umfang der vorliegenden Erfindung fällt und die nun unter Bezugnahme auf Fig. 4 diskutiert wird, ist es möglich, die Transkonduktanz gm sogar durch Einfügen von jeweiligen MOS Transistoren parallel zu den MOS Transistoren M1, M2 des Eingangsabschnitts der Stufe 10 zu ändern.
In dieser Weise wird das Verhältnis W:L von jedem der Eingangstransistoren M1, M2 durch die parallel Kopplung wenigstens eines MOS Transistors geändert.
Anders als in der obigen Lösung können die hinzufügten MOS mit Hilfe eines Stromspiegelaufbaus gestartet oder gestoppt werden, um die Einführung von Umschaltungen auf den Eingangssignalen zu vermeiden.
Unter besonderer Bezugnahme auf Fig. 4 lässt sich ersehen, dass mit jedem der MOS Eingangstransistoren M1 und M2 ein entsprechender hinzugefügter MOS Transistor M1x und M2x assoziiert worden ist.
Die jeweiligen Source-Anschlüsse der hinzugefügten Transistoren M1x und M2x sind in einem gemeinsamen Knoten X, der über die Einschaltung des Stromgenerators Ax und eines Mikroschalters SWm mit Masse verbunden sind, zusammengeschaltet.
Der Mikroschalter SWm kann durch einen kleinen Transistor bereitgestellt werden, wenn die Generatoren A1 und Ax in Übereinstimmung mit der MOS Technologie bereitgestellt werden, aber ansonsten würde ein größerer Transistor benötigt werden, wenn die Generatoren in Übereinstimmung mit einer Bipolar-Technologie sind.
Wenn gm1 die Transkonduktanz anzeigt, die zu den Eingangstransistoren M1 und M2 gehört, dann kann die Transkonduktanz im Zusammenhang mit den hinzugefügten Transistoren M1x und M2x mit gm2 bezeichnet werden.
Wenn der Stromgenerator Ax ein ist, ist es möglich, zu zeigen, dass die Transkonduktanz der Stufe 10 mit der Summe der Werte gm1 und gm2 gegeben ist. Dies passiert bei Hochfrequenzanwendungen, d. h. für hohe Werte von gm/C.
Im Niederfrequenzbetrieb entspricht die Transkonduktanz der Stufe 10 andererseits nur der gm1, da der Generator Ax aus ist.
Selbst diese Lösung erlaubt die Ermittlung von zwei verschiedenen Transkonduktanz-Werten in Abhängigkeit von Anforderungen der Anwendung.
Zusammengefasst ermöglicht die Stufe gemäß der vorliegenden Erfindung, dass die Band-Amplitude des Signals gefiltert wird, während eine Filterungslinearität sichergestellt wird.

Claims

1. Differentielle BiCMOS Transkonduktor-Stufe (10) für Hochfrequenzfilter und des Typs umfassend einen Eingangsschaltungsabschnitt mit Signaleingängen (IN+, IN-) und umfassend ein Paar von MOS Transistoren (M1, M2), deren jeweilige Gate-Anschlüsse (G1, G2) den Signaleingängen entsprechen, und einen Ausgangschaltungsabschnitt mit Signalausgängen (OUT-, OUT+) und umfassend ein Paar von Bipolar-Transistoren (Q1, Q2), die mit einer gemeinsamen Basis in einem Schaltungsknoten (B) zusammengeschalter und zwischen die Eingänge (IN+, IN-) und die Ausgänge (OUT-, OUT+) in einer Kaskadenkonfiguration eingefügt sind und dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Schalteinrichtung (3), die zu wenigstens einem der Bipolar-Transistoren (Q1, Q2) gehört, um die Verbindungen zwischen den parasitären Kondensatoren, die in der Transkonduktorstufe vorhanden sind, zu ändern, wobei die Einrichtung (3) zusätzlich wenigstens einen hinzugefügten Bipolar-Transistor (Q1x, Q2x) umfasst, der in einer schaltbaren Weise parallel zu dem entsprechenden Bipolar-Kaskadentransistor (Q1, Q2) geschaltet ist.

2. BiCMOS Stufe nach Anspruch 1 und dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteinrichtung (3) einen normalerweise offenen ersten Mikroschalter (SW) umfasst, der in einem schließenden Zustand von einem Freischaltsignal (ENABLE_LOW_FREQ) angesteuert wird, wobei der erste Mikroschalter (SW) zwischen den Schaltungsknoten (B) und einer Referenzspannung (GND) eingefügt ist.

3. BiCMOS Stufe nach Anspruch 2 und dadurch gekennzeichnet, dass der erste Mikroschalter (SW) ein N-Kanal MOS Transistor (Ms) mit einem Steuerungs- oder Gate- Anschluss (Gs) ist, an den das Freischaltsignal (ENABLE_LOW_FREQ) angelegt wird.

4. BiCMOS Stufe nach Anspruch 3 und dadurch gekennzeichnet, dass der MOS Transistor (Ms) mit einer großen Größe gewählt wird, so dass er einen geringen inneren Widerstand (Ron) aufweist.

5. BiCMOS Stufe nach Anspruch 2 und dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteinrichtung (3) auch einen zweiten Mikroschalter (6) umfasst, der zwischen den Schaltungsknoten (B) und den Basisanschluss des hinzugefügten Bipolar-Transistors (Q1x, Q2x) eingefügt ist.

6. BiCMOS Stufe nach Anspruch 6 und dadurch gekennzeichnet, dass der erste Mikroschalter (SW) zwischen den Basisanschluss des hinzugefügten Bipolar-Transistors und die Referenzspannung (GND) eingefügt ist.

7. BiCMOS Stufe nach Anspruch 1 und dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Schalteinrichtung (3) für jeden Bipolar- Kaskadentransistor (Q1, Q2) umfasst.

8. BiCMOS Stufe nach Anspruch 1 und dadurch gekennzeichnet, dass sie jeweilige hinzugefügte MOS Transistoren (M1x, M2x), die parallel zu den MOS Transistoren (M1, M2) des Eingangsabschnitts geschaltet sind, um das Verhältnis W:L jedes Eingangstransistors (M1, M2) zu ändern, umfasst.

9. BiCMOS Stufe nach Anspruch 1 und dadurch gekennzeichnet, dass die jeweiligen Quellenanschlüsse der hinzugefügten Transistoren (M1x, M2x) in einem gemeinsamen Knoten (X), der über die Reihenschaltung eines Stromgenerators (Ax) und eines Mikroschalters (SWm) mit Masse (GND) verbunden sind, zusammengeschaltet sind.

10. Bandpassfilter zweiter Ordnung und dadurch gekennzeichnet, dass es wenigstens eine Transkonduktor-Stufe (1) nach Anspruch 1 umfasst.