DE19523431C2 - Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines optischen Signals in ein elektrisches Signal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines opti­ schen Signals in ein elektrisches Signal gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der DE 38 31 109 C2 bekannt, welche als ein wesentliches Merkmal eine Kippschaltung mit Schmitt-Trigger enthält.

Nachteil dieser Schaltung ist, daß sie in der Schwankungsbreite der erkennbaren Signalamplituden unzureichend ist, insbesondere für IR-Fernbedienungen, die bei festem Empfangsteil im Endgerät aber mit mobiler Sendeeinheit in der Fernbedienung aufgrund z. T. großer Abstandsdifferenzen extrem unter­ schiedliche Amplituden verarbeiten können müssen. Die hohen Amplituden werden stark verbreitert und damit nicht mehr trennbar.

Die DE 33 25 926 C2 lehrt eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung, bei der eine Rückkopplung auf den Eingang des Verstärkungstransistors zur Kompensation des Fotostroms erfolgt, die jedoch über die Transistoren T1 und T4 sowie den Widerstand R4 gemäß der einzigen Figur erfolgt und somit frequenzunabhängig ist. Stör- und Gleichlichtanteile können nur durch den am Eingang angeordneten Kondensator herausgefiltert werden. Durch den Ein­ gangskondensator nicht erfaßte Frequenzanteile werden ungedämpft verstärkt Die Schaltung ist somit anfällig für Störlicht und Schwankungen der Bau­ elementetoleranzen.

Die DE 38 06 283 A1 ist eine Transimpedanzschaltung mit einer von der Signal­ frequenz des optischen Signals unabhängigen Frequenzcharakteristik, deren Widerstandsrückkopplung einzig den Verstärkungsfaktor bestimmt. Außerdem wird eine Übersteuerung mittels eines Transistors vermieden, der als steuerbarer Widerstand mit dem Kollektor bzw. dem Source-Anschluß des Verstärkungswiderstandes verbunden ist.

Die JP 4-367 107 A weist eine Kaskodeverstärkerschaltung auf, bei der aufgrund der Kapazität zwischen dem Kollektor und der Basis des Ausgangstransistors die Rückkopplung in Abhängigkeit von der Frequenz entweder von der Emitter- oder der Kollektorseite des Ausgangstransistors erfolgt, was jedoch aufgrund des gegenphasigen Verhaltens von Kollektor- und Emitterseite quasi einen Wechsel von Gegen- auf Mitkopplung bedeutet Diese Schaltungsanordnung ist äußerst instabil gegen Schwankungen der Temperatur und der Eingangsamplitude.

Aus der JP 6-21 52659 A ist eine Kaskadeschaltung mit einer Tiefpaßrückkopplung bekannt, die jedoch einzig die ausgangsseitige Gleichspannung stabilisiert und Rauschanteile gegenkoppelt. Die Schaltungsanordnung ist auf diesen Zweck optimiert und nicht geeignet, starke Schwankungen der Signalamplitude, wie sie bei optischen Signalen aufgrund möglicher großer Unterschiede im Abstand zwischen Sender und Empfänger auftreten, zuverlässig zu verarbeiten, da sie aufgrund des Widerstandes am Kollektor des Ausgangstransistors bei hohen Eingangsamplituden übersteuert und die Ausgangsspannung stark reduziert wird, was gleichzeitig auch die Rückkopplung außer Kraft setzt, die erst ab einer durch die am Verstärker im Rückkoppelzweig anliegende Spannungsquelle 17 definierten Ausgangsspannung aktiv wird.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine geeignete Schaltungsanordnung für den IR-Datenempfang zu zeigen.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 ge­ löst.

Die Erfindung hat den Vorteil, mittels einer gegenüber der DE 38 31 109 C2 noch verbesserten Empfindlichkeit bei der Datenübertragung in der Luft bei Ent­ fernungen bis einigen Metern Fehlerrate von 10^-9 Fehler/Bit zu gewährleisten. Zudem ist diese Schaltung bis zu relativ hohen Übertragungsraten von über 5 Mbit/sec einsetzbar und kann dabei die relativ kurzen IR-Impulse mit ihren steilen Flanken noch direkt auswerten.

Entscheidender Vorteil ist darüber hinaus, daß auch noch extrem starke IR-Si­ gnale, die bis zu fünf 10er-Potenzen höher sind als die Grenzempfindlichkeit und die im Extremfall durch Berührung von Sender und Empfänger entstehen können, weder verformt noch wesentlich verbreitert werden. Zusätzlich wird die erfindungsgemäße Schaltung auch nicht von sehr starkem Gleichlicht beeinträchtigt.

Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispielen erläutert.

Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem npn- Transistor Q₁ am Eingang.

Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem pnp- Transistor Q₁ am Eingang.

Fig. 3 zeigt eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung, wie sie praktisch in einem Infrarotempfänger realisiert werden kann.

In Fig. 1 besteht der Eingangsverstärker aus den Transistoren Q₁ und Q₂, welche komplementär sind und mit den Widerständen R_C und R_L als Kaskode geschaltet sind und zwar Q₁ in Emitterschaltung und Q₂ in Basisschaltung. Die gesamte Beschaltung der Transistoren Q₁ und Q₂ mit den Kapazitäten C_k, C_q und den Widerständen RF₁, RF₂ und R_C und R_L bildet einen Bandpaßver­ stärker.

Bei niedrigen Frequenzen ist die Gegenkopplung der Transistoren Q₁, Q₂ über die Widerstände RF₁ und RF₂ Wirksam und die Schaltung verhält sich wie ein Transimpedanzverstärker mit relativ kleiner Verstärkung. Das ver­ leiht dem ganzen Verstärker Stabilität und Unempfindlichkeit gegenüber Temperaturveränderungen und Bauelementtoleranzen.

Bei höheren Frequenzen wird die Gegenkopplung RF₁, RF₂ durch die Querka­ pazität C_q aufgehoben und die Schaltung arbeitet dann nur als Kaskode mit einer hohen Leerlaufverstärkung ohne Gegenkopplung (aktiver Bandfilter).

Die untere Grenzfrequenz kann über die Bauelemente C_k, RF₁, RF₂ und C_q frei eingestellt werden Die obere Grenzfrequenz des Bandpasses wird durch die obere Grenzfrequenz der gesamten Kaskode bestimmt.

Bei großen Signalamplituden wird durch die Kaskodeschaltung der Transi­ stor Q₂ nicht gesättigt, sondern gesperrt. Eine Sättigung des Transistors Q₁ ist möglich, wird aber durch die Diode D verhindert, so daß auch bei extrem starken IR-Impulsen keiner der Transistoren des Eingangsverstärkers in den Sättigungszustand übergehen kann.

Damit werden sowohl Verformungen und Verzerrungen, als auch Verbreite­ rungen und Verzögerungen der Datenimpulse vermieden.

Die Widerstände R₁ und R₂ werden für die Einstellung des Arbeitspunktes des Transistors Q2 bzw Q₁ verwendet Mit R₁ und R₂ wird auch der Span­ nungsabfall über den widerstand R_c bestimmt. Dieser Spannungsabfall wird kleiner als 400 mV gehalten, so daß im normalen Betrieb, d. h. bei kleinen IR- Signalen, die Diode D nicht leitet und die Schaltung als linearer Verstärker mit einer hohen Verstärkung arbeitet.

Der Signaleingang ist die Anode der Fotodiode FD, welche in Sperrichtung als Stromquelle arbeitet Hier treten sowohl die Stromsignale der IR-Daten­ impulse als auch Fotoströme vom Umgebungsgleichlicht auf. Die Kapazität C_k trennt die Nutzsignale vom Gleichlicht und führt nur die Stromimpulse der Daten der Basis des Transistors Q₁ (Verstärkereingang) zu. Der Wider­ stand R_V wird so dimensioniert, daß das zu erwartende Gleichlicht die Foto­ diode nicht übersteuert. Bei einer Übersteuerung würde die Fotodiode um­ polen und statt als Stromquelle nun als Spannungsquelle mit einer logarith­ mischen Lichtspannungskennlinie arbeiten. Obwohl diese Betriebsart der Fotodiode für den Empfang der IR-Impulse keine wesentlichen Nachteile bringt, wird sie hier nach Möglichkeit vermieden.

Mit dem Transistor Q₃ wird eine Pegelanpassung und eine zusätzliche Ver­ stärkung um einen Faktor 5 bis 10 erreicht. Falls die höhere Verstärkung oder die Regelanpassung nicht notwendig ist, kann Q₃ auch als Emitterfol­ ger geschaltet werden.

Fig. 2 zeigt die erfindungsgemäße Schaltung unter Verwendung eines pnp- Transistors Q₁ am Eingang. Die Wirkungsweise ist analog zu Fig. 1.

In Fig. 3 wird ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung gezeigt. Diese enthält einen Komparator A, dessen einer Eingang das Ausgangssignal des Transistors Q₃ über einen Hochpaß, gebildet aus Kon­ densator C_a und differentiellem Innenwiderstand von Diode D₁, erhält, wäh­ rend der zweite Eingang dieses so an Diode D₁ gebildete Signal verzögert durch die Tiefpaßwirkung des Kondensators C₇ erhält. Dadurch wirkt diese Schaltung als Impulsformer, dessen Impulsform in einem großen Bereich nur von den Bauelementen (C_a, D₁, R₄, R₅, C₇) abhängt. Wird als Komparator z B der LM 393/2 verwandt, lassen sich Übertragungsrate bis 250 k Band errei­ chen.

Die erfindungsgemäße Schaltung ist auch für andere Anwendungen geeig­ net, bei denen es auf die direkte Verarbeitung von breitbandigen Signalen mit hoher Dynamik, also großen Amplitudenunterschieden ankommt.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines optischen Signals in ein elektri­ sches Signal, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kaskodeschaltung mit einer bestimmten Verstärkung vorgesehen ist, die vom Ausgang der Kaskodeschaltung auf deren Eingang eine frequenzselektive Gegenkopplung aufweist, derart daß,

• a) bei niedrigen Frequenzen die Gegenkopplung wirksam ist und die Verstärkung der Schaltung herabgesetzt wird,
• b) bei hohen Frequenzen die Gegenkopplung aufgehoben ist und die Schaltung mit hoher Leerlaufverstärkung arbeitet.

2. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzselektive Gegenkopplung eine gegenkoppelnde Tiefpaß-Rückkopplung ist.

3. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die gegenkoppelnde Tiefpaß-Rückkopplung durch das Einfügen eines Rückkopplungs-Kondensators (C_q) entsteht, der zwischen zwei in der Rückkopplung befindlichen Widerständen (RF₁ und RF₂) auf Masse geschaltet ist und so die hochfrequenten Anteile nicht mehr auf den Eingang gegengekoppelt, sondern direkt auf Masse abgeleitet werden.

4. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Kaskodeschaltung zwischen einem ersten Transistor (Q₁) in Emitterschaltung und einem zweiten Transistor (Q₂) in Basisschaltung eine Parallelschaltung von einer Diode (D) und einem Widerstand (R_c) auf Betriebsspannung (V_cc) führt, die so dimensioniert ist, daß die Diode bei normalen, kleineren Amplituden unterhalb der Schwellspannung nicht leitet und die Kaskodeschaltung als linearer Verstärker mit hoher Verstärkung arbeitet, während bei hohen Amplituden die Diode (D) eine Übersättigung des ersten Transistors (Q₁) verhindert und gleichzeitig der zweite Transistor (Q₂) sperrt, wodurch unverfälschte, nicht verzerrte und leicht gedämpfte Impulse entstehen.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das von einer Fotodiode (FD) empfangene Signal am Eingang der Kaskodeschaltung von einem Eingangskondensator (C_k) differenziert wird.