SE451286B - Forsterkningsreglerad forsterkare - Google Patents

Description

451 286 2 tion inte längre att gälla, utan större mängder distorsion kommer att uppträda. I en mellanfrekvensförstärkare för televisions- ändamål kan ett dylikt arbetssätt med stora signaler leda till amplituddistorsioner och korsmodulerings- och intermodulerings- distorsion då de skilda signalbärvågorna och desammas sidband inverkar på varandra.

Stor signaldistorsion i en transistorförstärkare kan hållas inom tolerabla gränser genom.á man begränsar signal- nivåerna som påläggs transistorns bas. Såsom är beskrivet i den amerikanska patentskriften 5 628 166 har man funnit att den maximala signalsvängen vid baselektroden hos en gemensam- emittertransistor i en integrerad krets bör vara av storleks- ordningen lO millivolt för att distorsion i utgångssignalen skall förhindras. Den metod som hittills har utnyttjats för att begränsa ingångssignaler till denna nivå är att man har dämpat ingångssignaler som överskrider 10 millivolt, såsom är be- skrivet i den ovannämnda patentskriften och i den amerikanska patentskriften 3 558 448. Förutom det uppenbara förhållandet att kretsarna blir mera komplexa genom att man inkluderar en reglerad dämpare i förstärkarkretsen kommer emellertid ytter- ligare olägenheter att uppträda i detta fall. Då ingångssig- nalen dämpas kommer förstärkarens signal-brusbeteende att för- sämras, eftersom förstärkarens brusnivå inte ändras eller t.o.m. kan ökas då den inkommande signalens nivå minskas.

Vidare ändrar den ökande dämpningen impedansen vid ingången till förstärkaren, vilket kan medföra en mycket skadlig på- verkan av belastningsimpedanserna hos filternät i kretsen och kan medföra icke önskvärda fasförskjutningar i utgångssignalen.

Det kan därför vara nödvändigt att använda ytterligare tran- sistorer såsom buffert för dämparen i syfte att förhindra denna skadliga inverkan på avstämda kretselement. Det är således önskvärt att en förstärkningsreglerad förstärkare skall kunna taga hand om stora ingångssignaler utan distorsion och utan att man behöver utnyttja en dämpare för ingàngssignaler.

Enligt föreliggande uppfinnings principer åstadkommas en förstärkningsreglerad förstärkare som kan taga hand om ett stort intervall av ingångssignalnivåer utan att ingångssigna- lerna behöver dämpas. I en föredragen utföringsform anordnas -451 286 3 en transistor i en gemensamemitterförstärkarkoppling, varvid en PIN-diod ingår såsom en reglerbar impedans i iemitterkretsen.

En ingångssignal och en förstärkningsregleringsspänning påläggs vid transistorns bas. Efter hand som ingångssignalens nivå ökar kommer förstärkningsregleringsspänningen att minska, vilket med- för en ökning i PIN-diodens väsentligen resistivagimpedans, vilken står i ett konstant samband med den minskande förstärk- ningsregleringsspänningen (dvs. ett linjärt samband i en halv- logaritmisk kurva). På detta sätt kommer transistorförstärkarens förstärkning att minskas. Vid höga ingàngssignalnivåer har PIN- -diodens impedans en stor resistiv komposant parallellt med en stor reaktiv (dvs. liten kapacitiv) komposant vid transistorns emitter, varigenom en betydande förstärkningsminskning erhålls.

PIN-diodens stora impedans då stora signaler förekommer gör det möjligt för PIN-dioden att låta ingångssignalspänningar gå för- lorade i överskott av det maximum som får gå förlorat över bas- -emitterövergången hos en gemensam-emittertransistor, varigenom förstärkaren får taga hand om ingångssignaler utöver de signaler som transistorn ensam nominellt kan taga hand om utan distorsion. r Förstärkaren har ett förstärkningsregleringsområde eller -inter- vall som är 12 decibel bättre än motsvarande intervall hos en enkel gemensamemittertransistorförstärkare och 6 decibel bättre än intervallet hos en gemensamemittertransistor med en konven- tionell PK-övergångsdiod för emitterimpedansen. Den PIN-diod- reglerade förstärkaren har också signal-brusprestanda som är dubbelt så bra som motsvarande prestanda hos en PN-diodför- stärkare och fyra gånger bättre än motsvarande prestanda hos en enkel gemensamemitterförstärkare.

I idealfallet bör PIN-dioden i den föredragna ut- föringsformen av den förstärkningsreglerade förstärkaren ha en rent resistiv impedans som moduleras av den förspänninggivande likströmmen som tillförs dioden. Detta skulle vara fallet om PIN-diodens I-egenskikt skulle vara av ren egenledningstyp och således inte skulle innehålla några störladdningsbärare. Det är emellertid inte tekniskt genomförbart att framställa en PIN-diod med ett rent I-egenskikt, eftersom störämnen oundvikligen kommer att införas i I-skiktet under diffusionsförloppet. PIN- 451 286 4 -diodens impedanskarakteristik kommer således att få en liten kapacitiv komposant, vilken varierar såsom en funktion 'av I- -skiktmaterialets egenkaraktär och organets geometriska utform- ning. Problemet att göra organets kapacitans så liten som möj- ligt är särskilt akut när PIN-dioden framställs såsom ett ele- ment i en integrerad krets, eftersom vanliga halvledarmaterial i integrerade kretsar har dåliga egenledningsegenskaper och eftersom många diffusionsmoment i regel ingår vid framställ- ningen av ett sådant element.

Om impedanskarakteristiken hos PIN-dioden har en stor kapacitiv komposant kommer den att ha liten impedans då för- spänning i backriktningen förekommer och således ett minskat impedansmodulationsintervall. När PIN-dioden ges en kraftig förspänning i framriktningen kommer dess resistans att bli liten, varvid dess impedans kommer att bestämmas praktiskt taget enbart av denna resistiva komposant. När emellertid PIN-diodens förspänning i framriktningen minskas i sådan omfattning att dess resistans ökas kommer dess kapacitans att minska med den avtagande förspänningsgivande strömmen tills en punkt nås där parasitkapacitansen blir väsentligen konstant trots att den förspänningsgivande strömmen avtar ytterligare. Efter denna punkt förblir PIN-diodens kapacitiva reaktans XC väsentligen konstant, varpå den i allt högre grad dominerar den resistiva komposanten i PIN-diodens impedans. Impedansens reaktiva kompo- sant uppträder parallellt med den resistiva komposanten och erbjuder därvid högfrekvenssignaler en impedans som är mindre än impedansen som åstadkommes av enbart den resistiva kompo- santen.

I enlighet med föreliggande uppfinnings principer åstadkommas en utföringsform av en ny PIN-diod som utmärks av en impedans med låg förspänning i framriktningen och en impe- dans med hög förspänning i backriktningen (dvs. minskad för- spänning i framriktningen), vilken diod med fördel kan ut- nyttjas i den ovannämnda förstärkningsreglerade förstärkaren.

I PIN-dioden ingår ett första lokaliserat område av halvledar- material med stor resistivitet och med en väsentligen plan yta.

Andra och tredje lokaliserade områden av en bestämd -kondukti- 451 286 5 vitetstyp är belägna i området med stor resistivitet intill ytan. Ett fjärde lokaliserat område av den motsatta konduktivi- tetstypen är beläget i området med stor resistivitet intill ytan och mellan de andra och tredje lokaliserade områdena och är i sidled åtskilt från de första och andra områdena medelst zoner av materialet med stor resistivitet. FIN-dioden kan fram- ställas med användning av vanliga material för integrerade kretsar och vanliga diffusionsmetoder, och nämnda diod är så- ledes väl lämpad att utnyttjas i den ovannämnda förstärknings- reglerade förstärkaren i integrerad kretsform.

Enligt en annan princip av föreliggande uppfinning väljer man i en föredragen utföringsform att utföra PIN-diodens geometriska förhållanden på sådant sätt att den förstärknings- reglerade förstärkaren får arbeta såsom en mellanfrekvensför- stärkare för en televisionsmottagare.

Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj i det föl- jande under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig. l delvis i kopplingsschemaform och delvis i blockschemaform åskådliggör en förstärkningsreglerad förstärkare enligt före- liggande uppfinning, fig. 2 åskådliggör i kurvform den i fig. l visade förstärkarens förmåga till förstärkningsminsk- ning, fig. ja visar schematiskt en gemensamemitterförstärkare, fig. Bb visar schematiskt en gemensamemitterförstärkare med en diod i emitterkretsen, fig. Bo visar schematiskt en gemensam- emitterförstärkare, i vilken föreliggande uppfinnings principer utnyttjas, fig. 4a visar en tvärsektionsvy av en ny PIN-diod, fig. 4b visar en planvy av den i fig. Äa visade FIN-dioden, och fig. 5 visar, delvis i blockschemaform och delvis i kopp- lingsschemaform, en för televisionsändamàl avsedd mellanfrek- vensförstärkare som innefattar en utföringsform enligt före- liggande uppfinning.

Fig. l åskådliggör en förstärkningsreglerad förstärkare lOO som är utformad i enlighet med föreliggande uppfinnings principer. I denna utföringsform utnyttjas förstärkaren lOO för att förstärka en televisionsmellanfrekvenssignal som till- förs av en mellanfrekvenssignalkälla 150. Förstärkarens lOO förstärkning regleras av en förstärkningsregleringsspänning som tillförs av en förstärkningsregleringsspänningskälla 140 451 286 via ett motstånd 102.

Mellanfrekvenssignalen och förstärkningsreglerings- spänningen påläggs basen hos en bufferttransistor lOÄ som är kopplad i emitterföljarkoppling. Transistorns 104 kollektor är kopplad till en matarspänningskälla (E+), och mellanfrekvens- signalen och förstärkningsregleringsspänningen erhålls vid transistorns 104 emitter i väsentligen samma form som den i vilken de har uppträtt vid baselektroden minus transistorns bas-emitterspänningsfall. Ett belastningsmotstånd 106 är in- kopplat från transistorns 104 emitter till en referenspotential- källa (jord). Transistorn lO4 har till uppgift att överföra mellanfrekvenssignalen och förstärkningsregleringsspänningen från en hög impedans till en lägre impedans.

Mellanfrekvenssignalen och förstärkningsreglerings- spänningen vid transistorns 104 emitter påläggs basen hos en transistor llO. Transistorn llO är inkopplad i gemensamemitter- förstärkarkoppling, och dess kollektor är ansluten till B+- -matarkällan via ett belastningsmotstånd ll6, varjämte dess emitter ärkopplad till jord genom parallellkombinationen av en PIN-diod 112 och ett motstånd ll4. PIN-diodens ll2 anod är kopplad till transistorns llO emitter, och dess katod är kopp- lad till jord. Förstärkta mellanfrekvenssignaler erhålls vid transistorns llO kollektor.

I PIN-dioden 112 är ett I-halvledarskikt eller ett egenhalvledarskikt med stor resistivitet infört mellan två i hög grad dopade skikt av material av P-typ och N-typ. Dessa PIN-dioder utmärks av en mycket lång livslängd hos minoritets- laddningsbärarna. Vid höga frekvenser (t.ex. l MHz, beroende pà tjockleken och renheten hos egenskiktet) upphör dioden väsentligen att verka såsom en likriktare när den har för- spänning i framriktningen, och den övergår därvid till att ha karakteristiken hos ett linjärt variabelt motstånd, varvid mot- ståndet varierar omvänt mot den förspänningsgivande likströmmen.

I motsats till fallet med en normal PN-övergångsdiod har vidare en PIN-diod en mycket liten karakteristisk kapacitans.

Dä à ena sidan den kapacitiva reaktansen beroende på övergångs- förmâgan över PN-övergången hos en vanlig PN-diod närmar sig 451 286 7 en förhållandevis lag nivà när den på PN-dioden pâlagda spän- ningen minskas kommer således à andra sidan variationer i den höga kapacitiva reaktansen hos en PIN-diod att bli tillräck- ligt små för att de skall vara försumbara i jämförelse med den lägre resistiva komposanten hos PIN-diodens impedans i många kretstillämpningar.

Egenskaperna hos PIN-dioden kan med fördel utnyttjas i den förstärkningsreglerade förstärkaren lOO 1 syfte att nå oförvrängd förstärkningsreglering inom ett stort intervall av ingângssignalbetingelser, varigenom man eliminerar behovet av serie- och shuntdämpare då stora signaler förekommer.

När en mycket svag mellanfrekvenssignal påläggs för- stärkaren lO0 är det önskvärt att driva förstärkaren med stor eller maximal förstärkning. Detta utförs genom pàläggning av en förstärkningsregleringsspänning med hög nivå på förstärka- ren lOO via förstärkningsregleringsspänningskällan l40. Mellan- frekvenssignalen och försfiärkningsregleringsspänningen överförs till transistorns ll4 bas via transistorn lO4, varigenom tran- sistorn llO bringas att arbeta i ett tillstànd med stor för- stärkning. Transistorn llO ger gensvar på regleringsspänningen med hög förstärkning genom att leda en stor likström genom sin kollektor-emitterbana. Denna likström ger förspänning i fram- riktningen ät PIN-dioden, varigenom nämnda diod får en låg resistiv impedans. Transistorn llO har således en låg emitter- impedans i jämförelse med belastningsimpedansen 116 och den förstärker därvid den svaga mellanfrekvenssignalen vid sin bas- elektrod.

Efter hand som styrkan hos mellanfrekvenssignalen som tillförs av signalkällan 150 ökar kommer förstärkningsregle- ringsspänningen som tillförs av spänningskällan 140 att minskas.

Den avtagande förstärkningsregleringsspänningen minskar tran- sistorns llO ledning av den förspänningsgivande likströmmen till PIN-dioden ll2, varigenom dess resistans ökas. Sambandet mellan denavtagande förspänningsgivande strömmen och resistan- sen hos PIN-dioden 112 är konstant inom ett stort intervall av förspänningsgivande strömmar, vilket säkerställer ett lin- järt samband mellan förstärkningsminskningen hos transistorn llO och minskningen i förstärkningsregleringsspänningen. Detta 451 286 8 kännetecken hos föreliggande uppfinning är av avsevärd betydelse när förstärkaren lOO används i ett system med automatisk för- stärkningsreglering i konstant takt, eftersom linjär förstärk- ningsreglering därvid utgör ett betydelsefullt krav i systemet.

Då mellanfrekvensingångssignalen vid transistorns 110 bas ökar kommer mellanfrekvenssignalspänningen att sänkas i lika omfattning till följd av den dynamiska resistansen re hos tran- sistorns llO emitterövergång som har förspänning i framriktningen resp. P-I-N-övergången hos PIN-dioden 112. Resistansen re ökar kontinuerligt under detta förstärkningsminskningsmoment efter hand som transistorns llO transkonduktans gm minskas. När mellanfrekvensingångssignalen vid transistorns llO bas när approximativt en 20-millivoltnivà har transistorresistansen re nått sitt maximala önskade värde, bortom vilket distorsion alstras i utgångssignalen, eftersom ytterligare ökningar i resistansen re medför signalutsvängningar som är större än 10 millivolt medelst transistorn llO. Vid denna punkt stabiliserar den emitterströmkomposant som leds av motståndet 114 transis- torns llO transkonduktans gm, varigenom varje ytterligare ök- ning i resistansen re förhindras. Eftersom resistansen re hålls konstant vid denna punkt medelst emitterströmmen som leds av motståndet 114 kommer en eventuell efterföljande ökning i mellanfrekvenssignalnivån inte att sänkas över transistorns llO bas-emitterövergång utan i stället att sänkas över PIN- -dioden ll2. PIN-dioden ll2 blir därvid det bestämmande för- stärkningsminskande elementet eftersom den bär bördan med ytterligare signalökningar.

Då mellanfrekvensingàngssignalnivåvid transistorns llO bas överskrider 20 millivolt minskas förstärkningsregle- ringsspänningen vid transistorns llO bas ytterligare, vilket medför en fortskridande minskning i den förspänningsgivande strömmen för PIN-dioden ll2 och en ytterligare ökning i PIN- -diodens resistans. PIN-diodens mellanfrekvensimpedans ökas ytterligare med ökande mellanfrekvenssignalnivàer till dess att en 40-millivoltsignal vid transistorns llO bas uppdelas på så sätt att ett signalspänningsfall på lO millivolt uppträder över transistorn llO medan det återstående signalspänningsfallet 451 286 .v -..f y .-_._-,-«.-..,,,. 9 30 millivolt uppträder över PIN-dioden 112. Eftersom PIN-dioden upphör att vara en effektiv likriktare vid mellanfrekvenser och eftersom transistorn 110 inte får ett större spänningsfall än sin maximala gräns 10 millivolt kommer utgångssignalen vid transistorns 110 kollektor inte att förvrängas av ü0-mil1ivolt- signalnivån vid transistorns bas.

Såsom har förklarats ovan har motståndet 114 till upp- gift att förskjuta mellanfrekvenssignalbelastningen till PIN- -dioden 112 sedan transistorns 110 bas-emitterövergång har nått sin distorsionsfria gräns med signalutsvängningen 10 millivolt. Utan motståndet 114 skulle mellanfrekvensingångs- signalen visa en benägenhet att sjunka i lika grad över tran- sistorn 110 och PIN-dioden 112, varvid förstärkaren skulle be- gränsas till en 20-millivoltingångssignal utan distorsion. Det är emellertid möjligt att utnyttja motståndet 114 för att upp- nå proportionell signalbelastning medelst transistorn 110 och PIN-dioden 112 så att högre ingångssignalnivåer än den ovan- nämda nivån 40 millivolt kan tagas om hand utan distorsion.

Genom att man exempelvis väljer motståndet 114 på så sätt att transistorns 110 resistans re och PIN-diodens 112 impedans hålls i ett kontinuerligt förhållande 1:9 blir det möjligt att taga hand om mellanfrekvenssignalnivåer upp till 100 millivolt utan distorsion. En 10-millivoltsignal uppdelas därvid på så sätt att 1 millivolt uppträder över transistorn 110 medan 9 millivolt uppträder över PIN-dioden 112. En 50-millivoltsignal uppdelas av förstärkaren på så sätt att 5 millivolt erhålls över transistorn 110 och 45 millivolt erhålls över PIN-dioden 112. Den maximala signalen 100 millivolt fördelas på så sätt att 10 millivolt uppträder över transistorn 110 och 90 milli- volt uppträder över PIN-dioden 112. Man ser således att för- stärkarens 100 signalhanteringsförmåga kan utvidgas genom ett lämpligt val av kretskomponenter och förspänning.

Förstärkningsregleringsspänningen är såsom ett exempel visad pålagd transistorns 110 bas i fig. l genom kopplingen med motståndet 102 och bas-emitterövergångsbanan hos transis- torn 104. Förstärkningsregleringsspänningen kan emellertid på- läggas transistorn 110 och PIN-dioden 112 på ett godtyckligt 451 286 10 sätt som samtidigt åstadkommer en förstärkningsreglerande för- spänning hos dessa båda organ. Exempelvis kan förstärkninga- regleringsspänningen påläggas PIN-diodens katod. I denna kon- figuration bör PIN-diodens katod förbikopplas av en kondensator till jord för mellanfrekvenssignalfrekvenser.

Den förstärkningsreglerade förstärkaren enligt före- liggande uppfinning är såsom ett exempel visad såsom en för- stärkare med en enda ände i fig. l för förstärkning av signaler som ställs i referens till jord. Det skall framhållas att två kretsar som är anordnade på det enligt fig. l visade sättet kan kopplas så att de bildar en differentialförstärkare genom att man driver dem med komplementära ingângssignaler i mot- satta faser. I ett sådant arrangemang står utgängssignalerna i ett differentiellt samband med varandra. De båda kretsarna 100 kan arrangeras om på så sätt att bara en enda anslutning till förstärkningsregleringsspänningskällan 140 behövs genom att man kopplar katoderna hos de båda PIN-dioderna direkt till förstärkningsregleringsspänningskällan 140. Spänningskällan 140 arbetar således såsom källa för den förspännmnggivande likströmmen för PIN-dioderna ll2 och de båda mottaktdrivna transistorerna llO. De båda amittermotstånden 114 fortsätter att vara kopplade till jord. PIN-diodernas katoder bör förbi- kopplas till jord för mellanfrekvenssignaler i denna koppling.

Kännetecknen eller egenskaperna hos den förstärkningsreglerade förstärkaren l0O enligt fig. l kan inte erhållas då man an- vänder sig av en diod med en normal PN-övergång i stället för PIN-dioden ll2. För det första begränsar parasitkapacitansen Gp hos en PN-diod förstärkarens förstärkningsminskningsinter- vall i jämförelse med PIN-dioden. Såsom har nämnts ovan minskas förstärkningen hos förstärkaren 100 genom att transistorns ll0 emitterimpedans ökas. Då den förspänningsgivande strömmen till PIN-dioden minskar kommer PIN-diodens resistans att öka, vari- genom transistorns ll0 emitterimpedans ökar och förstärkarens l0O förstärkning minskar. Om en normal PN~diod skulle användas i transistorns llO emitterkrets skulle en minskande förspännings- givande ström inte endast öka organets resistans utan också stabilisera dess parasitkapacitans Cp vid en bestämd nivå. 451 286 ll Kapacitansen Cp skulle i själva verket bli parallellkopplad med PN-dioden, såsom är antytt medelst den med streckade linjer visade kondensatorn CP i fig. l. Vid mellanfrekvensfrekvenser skulle parasitkapacitansen ge en med diodens resistiva impedans parallellkopplad reaktiv impedans som är omvänt proportionell mot frekvensen f och kapacitansen C och som kan uttryckas såsom l Xc=ï$r6 Följden av den ökande resistiva impedansen och den stabiliserade reaktiva impedansen hos PN-dioden blir att man erhåller en väsentligen konstant impedans mellan transistorns llO emitter och jord, varigenom förstärkarens 100 förstärkning bringas att inte längre minska. Denna verkan är åskådliggjord i fig. 2, där PIN-diodfiörstärkarens 100 förstärkningsreglering med av- tagande förspänningsgivande likström är representerad av den heldragna linjen 120. Den streckade linjen 122 visar den av- vikelse från den linjära förstärkningsminskningen som föror- sakas av att man använder sig av en normal PN-övergångsdiod i stället för PIN-dioden ll2. Det bör observeras att förstärk- ningsregleringen som är representerad av den streckade linjen 122 också gäller om impedansen hos PIN-dioden ll2 har en be- tydande kapacitiv reaktanskomposant.

Slutligen kan det visas att den förstärkningsregle- rade förstärkaren 100 ger en förbättring av 5 decibel i signal- -brusprestanda i jämförelse med andra gemensamemitterförstärka- re. Figl ja visar en transistor 130 i gemensamemitterkoppling, varvid nämnda transistors emitter är kopplad till jord och dess kollektor är kopplad till ett belastningsmotstånd RL. sig tillförs baselektroden. Av tidigare givna skäl antas att transistorn 130 kan taga hand om en maximal ingàngssignal på 10 millivolt utan att en förvrängd utgångssignal erhålls vid belastningsmotståndet RL. När Esig har sin maximala nivå l0 millivolt arbetar transistorn med En ingàngssignal E minsta förstärkning, och dess dynamiska emitterresistans re har ett maximivärde r För syftena hos denna analys nor- e max', maliseras värdet hos re ma? till 100 ohm. 451 286 12 Signal-bruseffektnivån hos en transistorförstärkare kan i en första approximation uttryckas enligt 2 (Esig) S/N=ïïwï=,_ där R utgör_tota1värdet hos reeistanserna i förstärkaren, k är Boltzmanns konstant, T är den absoluta temperaturen och B är förstärkarens bandbredd. Som bekant är motstånden de primära brusalstrarna i en krets. För jämförelseändamål kan summan av kretsresistanserna utgöra ett noggrant mått på brusbeteendet hos de i fig. ja, šb och jc visade förstärkarna. Motstånd som är karakteristiska för alla tre förstärkarna, såsom belastnings- motstândet RL, det fördelade egenbasmotståndet rbb, och ohmska kontaktmotstànd, kommer att antagas vara konstantai varje figur, och de kan således försummas vid jämförelsen. Det kommer även att antagas att k, T och B är konstanta i varje figur, och de kommer att utelämnas ur de jämförande beräkningarna. Med ut- gàngspunkt från det ovan givna uttrycket visar sig signal-brus- effektnivån hos kretsen enligt fig. ja bli (E igf :Lomv 2 :Loo S _ í____)_. _ ___. _ 1 " ioon " ioo _ I fig. Bb ser man att transistorn 130 är kopplad i gemensamemitterkoppling med en PN-övergångsdiod 132 som är inkopplad mellan transistorns 150 emitter och jord. För att likformighet skall erhållas antas dioden 132 vara konstruerad av samma typ av halvledarmaterial och ha samma geometriska ut- forming som transistorn 130, varför dioden 132 har en dynamisk resistans rD i framriktningen överensstämmande med motsvarande dynamiska resistans hos transistorns 150 emitter. När således transistorn 130 har sin maximala förstärkning blir r lika med re max, dvs. 100 ohm.

Kretsen enligt fig. Bb skiljer sig från kretsen enligt D max fig. ja på så sätt att det finns två PN-övergångar mellan in- gângsbaselektroden och jord, nämligen transistorns 150 bas- -emitterövergång och diodens 152 övergång. Dessa båda över- 451 286 13 gångar ökar signalhanteringsförmågan hos kretsen från 10 milli- volt till 20 millivolt, eftersom ingàngssignalen är jämnt för- delad över de bàda övergångarna. Ovanför 20 millivolt uppträder distorsion, eftersom signalhanteringsförmågan hos både transis- torn 130 och dioden 132 överskrids, varvid diodlikriktning er- hålls. Signal-bruseffektnivån hos den i fig. 3b àskådliggjorda kretsen visar sig således ha sambandet 2 (Esig) (aomv 2 _ 400 ' R = 1oo;L+ 10011 _ âöö = 2 Man ser att signal-brusbeteendet hos den i fig. 3b visade kret- sen är dubbelt så god som vid kretsen enligt fig. 3a, vilket motsvarar en förbättring pà 3 decibel.

I fig. 3c är transistorn 130 kopplad i gemensamemitter- förstärkarkoppling, varvid en PIN-diod l34 och ett emittermot- stånd RE och jord. Såsom har förklarats i samband med fig. l uttar är parallellkopplade mellan transistorns l30 emitter emittermotståndet RE från transistorns 130 emitter en ström- komposant som säkerställer att transistorns dynamiska emitter- resistans re inte överskrider sitt önskade maximivärde, i detta exempel 100 ohm, då förstärkningen har sitt minimum. Den återstående strömmen som tillförs av transistorn 130 medför att PIN-dioden 134 får sådan förspänning i framriktningen att dess resistans närmar sig resistansvärdet hos emittermotstån- det RE. I detta exempel har motståndet RE resistansvärdet 700 ohm, varjämte resistansen hos PIN-dioden i tillståndet med minimiförstärkning (maximisignal) uppgår till 525 ohm, varför det resulterande motståndet blir 300 ohm för parallell- kombinationen. Kretsen enligt fig. 3c kan således taga hand om en ingångssignal på 40 millivolt, varvid denna signal fördelas proportionellt över transistorn 130 och emittermotstàndet, dvs. l0 millivolt över transistorn 130 och 30 millivolt över emitter- motståndet på 300 ohm. PIN-dioden medför ingen distorsion då den omhändertar ett 30-millivoltsignalspänningsfall tack vare nämnda diods dåliga likriktningsegenskaper.

När de ovannämnda värdena insätts i signal-bruseffekt- nivåuttrycket blir resultatet .. . _. .w ~nuø~mwv~mnm 451 286 lfl (Esigfi _ (nomvfi _ 1600 _ 4 R “ ioo + 300 * 1ï'o_o t Man ser således att PIN-diodförstärkarens signal-brusbeteende är det dubbla mot fallet med PN-diodförstärkaren och fyra gånger så stor som den enkla vanliga emitterförstärkarens.PIN-diods förstärkaren ger således en signal-brusförbättring på 3 decibel i jämförelse med en PN-diodförstärkare, varjämte den är 6 decibel bättre än den enkla gemensamemitterförstärkarens.

Det har nämnts ovan att det är viktigt att PIN-dioden ll2 i fig. l skall ha en försumbar kapacitans, nämligen för att möjliggöra ett maximalt intervall av förstärkningsminskning i förstärkaren 100. Eftersom PIN-diodens kapacitiva reaktans XC utgör en funktion av både kapacitans och frekvens måste man taga PIN-diodkretsens arbetsfrekvens i betraktande när man fast- ställer den maximala omfattningen av den tolererbara kapacitan- sen. En ny PIN-diod, som utmärks av en kapacitiv komponent som möjliggör att förstärkaren 100 kan arbeta på ett tillfreds- ställande sätt vid televisionsmellanfrekvenser och som kan konstrueras såsom ett element i en bipolär integrerad krets med konventionella material och tillverkningsmetoder, är åskådliggjord i fig. Ha och Äb.

Fig. Ha visar en tvärsektionsvy av en i enlighet med föreliggande uppfinnings principer utformad PIN-diod. Nämnda PIN-diod är visad såsom en del av ett bipolärt integrerat kretsorgan som inkluderar en huvuddel 10 av halvledarmaterial, i regel kisel, vilken huvuddel innefattar ett substrat 24 av en bestämd konduktivitetstyp och ett lätt dopat epitaxialskikt l2 av motsatt konduktivitetstyp. I regel och i detta exempel är substratet 24 av P-konduktivitetstyp, medan epitaxial- skiktet 12 är av N-konduktivitetstyp.

Epitaxialskiktet 12 är uppdelat i skilda öar 12' och 12" medelst ett konventionellt isolationsområde av P+-typ.

Isolationsområdet innebär en elektrisk separation mellan epi- taxialöarna på den integrerade kretsen, vilka i regel inne- håller var sitt separag aktivt kretselement. Intill epitaxial- 451 286 15 öns 12' yta 26 finns diffunderade områden 16 och 18 av N+-typ- material med stor laddningsbärartäthet. Intill epitaxialöns 12' yta 26 och intill de centrerade mittområdena 16 och l8 finns också ett tredje diffunderat omrâde 20 av P+-typmaterial med stor laddningsbärartäthet. Områdena 16 och 18 av N+-typmate- rial är avskilda från området 20 medelst zoner av epitaxial- skiktet, såsom är antytt medelst pilarna 22 och 23; N+-typ- områdena är elektriskt sammankopplade medelst en metalliserad ledare 30 som gör kontakt med N+-typområdena genom öppningar i ett isolerande skikt 28 av kiseldioxid som är beläget ovanpå epitaxialskiktets 12 yta 26. En individuell metalliserad ledare (inte visad) passerar också genom det isolerande skiktet 28 för att möjliggöra anslutning till P+-typområdet 20.

PIN-dioden enligt fig. Äa består av ett skikt 20 av P+-typmaterial, ett I-skikt 12' av epitaxialmaterial, och N-skikt 16 och l8 av N+-typmaterial. Strömflödet i PIN-dioden förlöper med förspänning i framriktningen från P+-typområdet 20 till de båda N+-typområdena 16 och 18, såsom är antytt medelst pilarna 22 och 23.

I idealfallet vore det önskvärt att I-skiktmaterialet skulle vara rent egenledande, dvs. helt skulle vara fritt från störämnen och således skulle ha en praktiskt taget oändlig resistans. Med ett sant I-skikt eller egenskikt skulle organets kapacitans variera minst med en minskning i den framåtriktade förspänningen, varigenom en låg impedans vid förspänning i framriktningen och en hög impedans vid förspänning i back- riktningen skulle möjliggöras. I praktiken finns inte ett sant egenskikt i en PIN-diod, därför att det inte har varit tekniskt möjligt att upprätthålla egenresistivitet i I-skiktet under tiden som en diod framställs. I-skiktet är vanligen lätt dopat och har därvid en resistivitet av ca 1000 ohmcentimeter.

Det har emellertid visat sig att man vid PIN-dioden enligt föreliggande uppfinning kan utnyttja konventionelhzbipolärt epitaxialmaterial för integrerade kretsar i I-skiktet, vilket material har en typisk resistivitet av mellan l och 6 ohm- centimeter.

Det ovanstående kan förstås om man betraktar fig. Äb som visar en planvy av den integrerade kretsen vid epitaxial- 451 286 16 skiktets 12 yta 26. Eftersom en PIN-diod är ett organ med P-, I- och N-skikt ser man att en PIN-diod är bildad av området 20 av P+-typ, området 18 av N+-typ, och den mellanliggande epi- taxialzonen som är markerad medelst pilen 22. Ett mått på kvali- teten hos denna PIN-diod kan erhållas ur förhållandet mellan dess (låga) impedans vid förspänning i framriktningen och dess (höga) impedans vid förspänning i backriktningen. När egen- skaperna hos halvledarmaterialen i P-, I- och N-skikten väl en gång har fastställts kan förhållandet mellan impedansen vid förspänning i framriktningen och impedansen vid förspänning i backriktningen endast förbättras genom att man ändrar de geometriska förhållandena 1 skikten. Då det gäller den ovan beskrivna PIN-dioden av lateral typ förbättras nämnda för- hållande genom att man ökar P- och N-skiktens 20 och 18 längd lf, vilket innebär en minskning i PIN-diodens impedans vid förspänning i framriktningen. Emellertid har det visat sig att om man ökar längdenwl hos området 20 av P+-typ erhåller man en icke önskvärd minskning i PIN-diodens impedans vid förspänning i backriktningen. Anledningen till detta är att kapacitansen vid övergången 52 mellan området 20 av P+-typ och det lätt dopade epitaxialskiktet 12' ökar då området 20 av P+-typ för- längs. I praktiken utgör denna övergångskapacitans en funktion av arean hos området 20 av P+-typ. Den ökade kapacitansen minskar den kapacitiva reaktansen XC då PIN-dioden får för- spänning i backriktningen, varigenom man erhåller en minsk- ning i impedansen med förspänning i backriktningen.

Det aktuella problemet med ökad kapacitans löses en- ligt föreliggande uppfinning på så sätt att man anordnar ett andra N-skikt 16 av N+-typmaterial på motsatt sida om området 20 av P+-typ i förhållande till N-skiktet 18. Det andra N- -skiktet åstadkommer en dubblering av det tillåtna strömflödet med förspänning i framriktningen från P+-området 20 till N- -skikten i PIN-dioden, såsom är antytt medelst en andra pil 23, varigenom minimiresistansen hos organet med förspänning i framriktningen halveras. Organets kapacitans påverkas inte genom att man anordnar detta andra omrâde av N+-typ, emedan 451 286 .fl-"Hqßuä _ 17 arean hos området 20 av P+-typ inte har ändrats. Den nya PIN- -dioden har geometriska förhållanden som är jämförbara med dem hos andrabipolära integrerade kretsorgan och är således väl lämpad för effektiv tillverkning på en vanlig integrerad krets- chip.

Det har vidare visat sig att avståndet 25,4-l0'5 mm mellan områdena av P+-typ och N+-typ ger tillfredsställande arbetsegenskaper i NTSC-televisionsmellanfrekvensområdet vid ca 45 MHz. Vid drift vid högre frekvenser kan denna dimension eventuellt minskas, och vid drift vid lägre frekvenser kan nämnda dimension eventuellt ökas. Ifrágavarande organ har fram- ställts och undersökts vid NTSC-mellanfrekvenser med längden 106,7-10-5 mm för områden av P+- och N+-typ. Dimensionen 22,8-l0"5 mm utnyttjades för bredden hos området 20 av P+-typ, och bredden .l0,Z'lO_3 mm utnyttjades för områdena 16 och 18 av N+-typ.

En televisionsmellanfrekvensförstärkare som kombinerar kännetecknen resp. egenskaperna hos både den förstärknings- reglerade förstärkaren 100 och den nya PIN-dioden är åskådlig- gjord i fig. 5. Denna mellanfrekvensförstärkare kan med fördel tillverkas på en enda integrerad kretschip med kontaktområden för koppling till kretskomponenter, signalkällor och spännings- källor som är belägna utanför ifrågavarande chip.

Den i fig. 5 visade kretsen förstärker mellanfrekvens- signaler som tillförs av en mellanfrekvenssignalkälla 200.

Nämda mellanfrekvenssignaler framställs vanligtvis av en blandare i en televisionsavstämningskrets, och de är belägna i ett mellanfrekvenspassband som är bildat av ett filternät före mellanfrekvensförstärkaren. Mellanfrekvenssignalkällan 200 är kopplad till mellanfrekvensförstärkaren vid ett yttre kontaktuttag 202. Kontaktuttaget 202 är kopplat till basen hos en bufferttransistor 302 i en första mellanfrekvensförstärkare 300. Transistorns 302 kollektor är kopplad till en källa för matarlikspänning (+V), och dess emitter är kopplad till en källa för referensspänning (Jord) via ett motstånd 304. Tran- sistorns 502 emitter är också kopplad till basen hos en tran- sistor 306. Transistorns 506 emitter är kopplad till jord via 451 286 l 18 parallellkombinationen av ett motstånd 310 och en PIN-diod 308 med förspänning i framriktningen. Transistorns 306 kollektor är kopplad till emittern hos en transistor 312, vars bas är kopp- lad till +V-spänningskällan medelst motstånd 314 och 610, medan dess kollektor är kopplad till ett yttre kontaktuttag 316. Tran- sistorns 312 kollektor är också kopplad till +V-matarspännings- källan genom en seriekoppling med ett motstånd 324 och ett spänningsvariabelt kapacitivt organ 326 som ger en topp i gen- svaret hos förstärkaren i omrâdet för bildbärvågen undersvaga signalbetingelser. Transistorerna 306 och 312 är anordnade i kaskodförstärkarkoppling, och de bildar ett första steg med reglerad förstärkning för mellanfrekvenssignalen.

En yttre avstämd krets 320 är kopplad till det yttre kontaktuttaget 316 via ett motstånd 3l8. Mellanfrekyenssignalen kopplas då från den avstämda kretsen 320 till ingången till en andra mellanfrekvensförstärkare 330 via det yttreknntaktuttaget 322. Det yttre kontaktuttaget 322 är kopplat till basen hos en bufferttransistor 332, vars kollektor är kopplad till +V- spänningskällan och vars emitter är kopplad till jord via ett motstånd 334.

Den andra mellanfrekvensförstärkaren 330 är utformad på samma sätt som den första mellanfrekvensförstärkaren 300, och den består av hufferttransistorn 332, en kaskodförstärkare som inkluderar transistorerna 336 och 342, en PIN-diod 338 kopplad från gemensamemittertransistorns 336 emitter till jord, och korresponderande resistiva komponenter. Utgàngssignalen från den andra mellanfrekvensförstärkaren 330 kopplas .från transistorns 342 kollektor till en yttre avstämd krets 350 via ett yttre kontaktuttag 346. Den förstärkta mellanfrekvens- signalen matas därefter av den avstämda kretsen 350 till en tredje mellanfrekvensförstärkare (inte visad) för ytterligare förstärkning och efterföljande sígnalbehandling.

Förstärkningen hos mellanfrekvensförstärkarna 300 och 330 regleras av en mellanfrekvensförstärkningsregler- spänning som erhålls ur en reglerspänning för automatisk för- stärkningsreglering alstrad av en krets 400 för automatisk förstärkningsreglering. Kretsen 400 för automatisk förstärk- 451 286 19 ningsreglering kan vara av en typ som ger upphov till en regler- spänning för automatisk förstärkningsreglering, vilken spänning varierar i relation till nivån hos den detekterade videosignalen, såsom kretsen som är beskriven i den amerikanska patentansök- ningen 934 823. Ifrågavarande reglerspänning för automatisk förstärkningsreglering tillförs basen hos en transistor 372 i en konstförspänningskrets 370 genom seriekopplingen av mot- stånden 362 och 364. Eransistorns 372 kollektor är kopplad till +V-spänningskällan, och dess emitter är kopplad till basen hos en transistor 376 och till jord medelst ett motstånd 374.

Transistorns 376 emitter är kopplad till jord medelst en PIN- -diod 378, och dess kollektor är kopplad till en mellanfrek- vensbussledning 360 för automatisk förstärkningsreglering.

Mellanfrekvensbussledningen 360 för automatisk förstärknings- reglering är kopplad till basen hos transistorn 372 via en kondensator 368 och är också kopplad till förbindningspunkten mellan motstånden 362 och 364 via ett motstånd 366.

Kbnstförspänningskretsen 370 har givits denna benäm- ning därför att den reglerar den förspänningsgivande strömmen som matas till de första och andra mellanfrekvensförstärkarna 300 och 330, varvid dess geometriska utformning är sådan, att den utgör en efterbildning av mellanfrekvensförstärkarna. När- mare bestämt ser man att konstförspänningskretsen 370 har tre spänningsfall (3 Vbe) från bas till emitter mellan transistorns 372 bas och den jordade katoden hos PIN-dioden 378, vilket över- ensstämmer med de likartade 3 Vbe-arrangemangen hos mellan- frekvensförstärkarna. Genom denna geometriska anpassning kommer en vilström som tillförs av en spänningskälla 600 med flera Vbe att ledas av transistorn 376 till jord och att efterbildas i de komplementära transistorerna 306 och 336 i mellanfrekvens- förstärkarna i ett förhållande som är bestämt av emitterareorna hos de respektive transistorerna. Om exempelvis emitterareorna hos dessa tre transistorer alla är lika kommer en kollektor- -emitterström på l milliampere i transistorn 376 att efter- bildas såsom en kollektor-emitterström på l milliampere i transistorerna 306 och 336. Om transistorernas 306 och 336 emitterareor är dubbelt så stora som emitterarean hos tran- - ...-....-.,.._.. ..._.,.., 451 286 20 sistorn 576 kommer en kollektor-emitterström på l milliampere i transistorn 576 att efterbildas i transistorerna 306 och 356 såsom en kollektor-emitterström pâ 2 milliampere i vardera av dessa transistorer.

En spänningskälla 600 för flera Vbe strömomvandlare för mellanfrekvensbussledningen 560 för automa- tisk förstärkningsreglering. Kbllektorn hos en transistor 602 är kopplad till +V-spänningskällan via ett motstånd 610, och dess emitter är kopplad till mellanfrekvensbussledningen 360 för automatisk förstärkningsreglering medelst ett motstånd 608.

Ett motstånd 604 är inkopplat från kollektorn till basen hos transistorn 602, och ett motstånd 606 är kopplat från basen till emittern hos transistorn 602. När motstànden 604 och 606 väljs så, att deras resistansvärden är de som är visade tjänstgör såsom en såsom exempel i fig. 5, kommer spänningen vid transistorns 602 emitter (och också mellanfrekvensbussledningen 360 för automatisk förstärkningsreglering) att förbli vid en nivå som är ca 6 Vbe under spänningsnivån vid transistorns kollektor.

I avsaknad av en förstärkningsregleringsspänning från kretsen 400 för automatisk förstärkningsreglering (dvs. drift i ett tilšstånd med maximal förstärkning) kommer spänningen på mellan- frekvensbussledningen 360 för automatisk förstärkningsregle- ring att hållas vid approximativt 5 Vbe över jord av konst- förspänningskretsen 570. Under dessa betingelser blir den på baserna hos gemensambaskaskodförstärkartransistorerna 512 och 542 pålagda spänningen approximativt 9 Vbe över jordpotential.

Spänningskällan 600 för flera Vbe upprätthåller en konstant spänningsnivå på mellanfrekvensbussledningen 560 för automa- tisk förstärkningsreglering i avsaknad av automatisk förstärk- ningsreglering trots temperaturvariationer i kretsen genom modulering av strömmen som uttas från +V-spänningskällan genom motståndet 610. Spänningskällan 600 för flera Vb förspänningskretsen }70 är mera fullständigt beskrivna i den e och konst- amerikanska patentansökningen 21 322.

Mellanfrekvensspänningen för automstisk förstärk- ningsregleríng på bussledningen 360 påläggs basen hos transis- torn 502 i den första mellanfrekvensförstärkaren 300 genom seriekopplingen av motstånden 582 och 584. En kondensator 386 451 286 21 är kopplad från förbindningspunkten mellan motstånden 382 och 384 till jord, varigenom man erhåller filterisolering av mellan- frekvensbussledningen 360 för automatisk förstärkningsreglering från mellanfrekvenssignalerna vid transistorns 502 bas. På lik- artat sätt påläggs mellanfrekvensspänningen för automatisk för- stärkningsreglering basen hos transistorn 352 genom seriekopp- lingen av motstånden 590 och 592 från mellanfrekvensbussled- ningen 560 för automatisk förstärkningsreglering. Mellanfrek- vensbussledningen 360 för automatisk förstärkningsreglering är isolerad från mellanfrekvenssignalen vid transistorns 332 bas medelst en kondensator 594 som är kopplad till jord från förbindningspunkten mellan motstånden 590 och 592 för att åstadkomma lågpassfiltrering av mellanfrekvensspänningen för automatisk förstärkningsreglering vid denna punkt. Mellanfrek- vensspänningen för automatisk förstärkningsreglering påläggs också en avstämningskrets 500 för automatisk förstärknings- reglering via ett isolationsmotstând j80. Avstämningskretsen 500 för automatisk förstärkningsreglering ger gensvar på en avtagande mellanfrekvensspänning för automatisk förstärknings- reglering vid sin ingång genom alstring av en fördröjd radio- frekvensspänning för automatisk förstärkningsreglering, vilken sistnämnda spänning påläggs avstämningskretsen i televisions- mottagaren (inte visad).

Då kretsen 400 för automatisk förstärkningsreglering är i drift alstrar den en reglerspänning för automatisk för- stärkningsreglering, vilken reglerspänning står i ett direkt samband med nivån hos den detekterade videosignalen. En svag videosignal (en videosignal med låg nivå) resulterar således i att en reglerspänning för automatisk förstärkningsreglering med låg nivå alstras, medan en stark videosignal (en video- signal med hög nivå) resulterar i att en reglerspänning för automatisk förstärkningsreglering med hög nivå alstras.

Det ovan beskrivna driftstillståndet vid vila, då transistorns j76 kollektorström efterbildas i transistorerna 306 och 336, upprättar en bestämd potential vid mellanfrek- vensbussledningen j6O för automatisk förstärkningsreglering.

När en reglerspänning för automatisk förstärkningsreglering 451 286 22 påläggs konstförspänningskretsen 570 från kretsen 400 för auto- matisk förstärkningsreglering ändras det rådande vilotillståndet i och med att transistorn 376 ger gensvar genom att leda en ökad mängd ström genom sin kollektor-emitterbana. Detta ökade ström- flöde medför att potentialen på mellanfrekvensbussledningen 360 för automatisk förstärkningsreglering minskas, varigenom den på mellanfrekvensförstärkarna 500 och 350 vid transistorernas 302 resp. 552 baser pålagda likförspänningen minskas.

Under betingelser med svaga signaler påläggs en reglerspänning för automatisk förstärkningsreglering med låg nivå på konstförspänningskretsen 370, varigenom ringa ändring uppstår i transistorernas 372 och 376 strömledning. Spänningen pà mellanfrekvensbussledningen 560 för automatisk förstärk- ningsreglering kommer således att befinna sig vid en hög nivå med ca 5 Vbe. Denna mellanfrekvensspänning för automatisk förstärkningsreglering med hög nivå påläggs mellanfrekvensför- stärkarna 500 och 350 vid transistorernas 502 och 332 baser.

Transistorerna 502, 506 resp. 332, 356 kommer således att leda ström kraftigt, varvid höga strömmar för att åstadkomma likför- spänningar kommer att matas till PIN-dioderna 308 och 358 medelst de respektive transistorerna E06 och BEG. Strömmarna som åstadkommer stor förspänning kommer att medföra att PIN- -dioderna får låga resistanser, varigenom transistorerna B06 och 536 får låga emitterresistanser. Kaskodförstärkarna 306, 312 och 556, 342 kommer då att åstadkomma en betydande för- stärkning för den svaga mellanfrekvenssignalen som erhålls från mellanfrekvenssignalkällan 200.

Då videosignalnivån ökar med en ökning i nivån hos den mottagna radiofrekvenstelevisionssignalen ökar nivån hos den av kretsen 400 för automatisk förstärkningsreglering bildade reglerspänningen för automatisk förstärkningsregle- ring. Den ökande reglerspänningen för automatisk förstärk- ningsreglering medför att en ökad ström flyter genom mot- ståndet 362 till konstförspänningskretsen 570 och mellanfrek- vensbussledningen 360 för automatisk förstärkningsreglering.

Praktiskt taget hela detta ökade strömflöde leds till mellan- frekvensbussledningen för automatisk förstärkningsreglering medelst motståndet §66 och därefter till jord via transistorn 451 286 _ 25 376, varigenom ett spänningsfall uppstår över motståndet 366.

Eftersom konstförspänningskretsen 370 ger gensvar på strömflödet från kretsen 400 för automatisk förstärkningsreglering genom att försöka upprätthålla spänningsnivån vid transistorns 372 bas vid approximativt 3 Vbe ställs spänningsfallet över motståndet 366 i referens till denna 3 Vbe-punkt, varvid spänningen på mellanfrekvensbussledningen för automatisk förstärkningsregle- ring bringasatt sjunka under 3 Vbe-nivån. Vid denna tidpunkt leder transistorn 376 praktiskt taget hela strömmen som till- förs av kretsen 400 för automatisk förstärkningsreglering via motståndet 366. Den återstående delen av strömmen från kretsen 400 för automatisk förstärkningsreglering matas till transis- tonns 372 bas för att åstadkommakbnna ökade strömledning medelst konstförspänningskretsen 300.

Den minskade mellanfrekvensspänningen för automatisk förstärkningsreglering på bussledningen 360 påläggs mellan- frekvensförstärkarna 300 och 330 och medför därvid en minsk- ning i transistorernas 306 och 336 transkonduktans. Den till dioderna 308 och 338 av transistorerna 306 resp. 336 förda strömmen för likförspänning minskar, och motstânden hos PIN- -dioderna 308 och 338 ökar. De ökade emitterimpedanserna hos transistorerna 306 och 336 medför en minskning i förstärk- ningen hos kaskodförstärkarna 306, 312 resp. 336, 342.

Den av kretsen 400 för automatisk förstärkningsregle- ring tillförda reglerspänningen för automatisk förstärknings- reglering fortsätter att öka då videosignalnivàn ökar, och konstförspänningskretsen 370 fortsätter att sänka nivån hos mellanfrekvensspänningen för automatisk förstärkningsregle- ring på bussledningen 360. Den minskande mellanfrekvensspän- ningen för automatisk förstärkningsreglering fortsätter att sänka transkonduktansen gm hos mellanfrekvensförstärkartran- sistorerna 306 och 336, och resistanserna hos PIN-dioderna 308 och 338 fortsätter att öka. Såsom har diskuterats i samband med fig. l komer transkonduktansen gm hos transistorerna 306 och 336 slutligen att nå en miniminivà där 10 millivolt av mellanfrekvenssignalen faller över desammas respektive dyna- miska emitterresistanser re. Vid denna punkt stabiliseras också 451 286 24 transkonduktansen gm hos transistorerna 506 och 558 av strömmen som uttas av de respektive motstånden 510 och 540, varjämte ytterligare förstärkningsminskning uppnås genom att man ytter- ligare ökar resistanserna hos PIN-dioderna 508 och 558, varvid ytterligare ett spänningsfall på upp till 50 millivolt tillåts över var och en av PIN-dioderna. När slutligen en mellanfrek- venssignal med det fulla värdet 40 millivolt påläggs mellan- frekvensförstärkarna av mellanfrekvenssignalkällan 200 har hela intervallet av mellanfrekvensförstärkningsminskning genomlöpts, varvid en eventuell ytterligare förstärknings- minskning inträffar i avstämningskretsen under reglering av den fördröjda avstämningskretsens automatiska förstärknings- regleringskrets 500. Vid punkten med fullständig mellanfrek- vensförstärkningsminskníng utsätts mellanfrekvenssignalen pà 40 millivolt vid uttaget 202 väsentligen för spänningsförstärk- ningen 1 genom den första mellanfrekvensförstärkaren 500, var- vid den uppträder såsom en 40-millivoltsignal vid ingången till den andra mellanfrekvensförstärkaren 550. Mellanfrekvenssignal- nivån vid utgången från den andra förstärkaren är tillräcklig för att driva utgångsimpedansen som innefattar den avstämda kretsen 550 och ingången till den tredje mellanfrekvensför- stärkaren.

Den i fig. 5 visade televisionsmellanfrekvensför- stärkaren har konstruerats och undersökts i integrerad krets- form under användning av PIN-dioden som är visad i fig. Äa och 4b för dioderna 508, 558 och 578. Det visade sig att vid maximal förstärkningsminskning upprätthölls resistansen re hos transistorn 506 vid approximativt 40 ohm medelst den av motståndet 510 uttagna strömmen. PIN-diodens 508 impedans visade sig variera från 4,5 ohm vid full förstärkning hos för- stärkaren till 158 ohm vid maximal förstärkningsminskning.

Vid full förstärkarförstärkning var kapacitansen hos PIN- -dioden 308 försumbar (dvs. PIN-dioden nade en positiv fas- förskjutningl medan vid maximal förstärkningsminskning kapa- citansen hos PIN-dioden 508 uppmättes till approximativt 7 PF-

Claims (7)

451 286 25 PATENTKRAV

1. l. Förstärkningsreglerad förstärkare i en televisionsmot- tagare för att förstärka signaler med frekvenser högre än l MHz, innefattande en första transistor (110) inkluderande bas-, emitter- och kollektorelektroder samt inkopplad i en gemensam- emitterkoppling, en till nämnda baselektrod kopplad källa för insignaler, en till nämnda kollektorelektrod kopplad belast- ningsimpedans (ll6), en mellan nämnda emitterelektrod och en referenspotentialpunkt inkopplad PIN-diod (ll2) som har för- spänning för strömledning i framriktningen, och en till nämnda första transistor kopplad källa för förstärkningsreglerings- spänning för att samtidigt variera förspänningen hos nämnda transistor och nämnda PIN-diod, k ä n n e t e c k nua d därav, att ett motstånd (llü) är parallellkopplat med nämnda FIN-diod (112).

2. Förstärkare enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda första transistor (llO) inkluderar en bas- emitterövergång som har förspänning i framriktningen och att nämnda källa för variabel förstärkningsregleringsspänning (lHO) är kopplad till nämnda första transistor för att reglera spänningen i framriktningen hos nämnda transistor och nämnda PIN-diod (ll2).

3. Förstärkare enligt krav l eller 2, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda första transistor (110) är en NPN- transistor, att nämnda PIN-diod (ll2) har en anod kopplad till nämnda emitterelektrod hos nämnda första transistor och en katod kopplad till nämnda källa för referensspänning (jord) och att nämnda källa (lUO) för variabel förstärkningsregleringsspänning är kopplad till basen hos nämnda första transistor.

4. U. Förstärkare enligt något av kraven l-3, k ä n n e - t e c k n a d därav, att nämnda förstärkningsregleringsspänning är variabel inom ett intervall av spänningar inkluderande ett första intervall, i vilket transkonduktansen hos nämnda första transistor (ll0) och impedansen hos nämnda FIN-diod (ll2) bringas att variera, och ett andra intervall, i vilket trans- konduktansen hos nämnda första transistor (llO) är väsentligen konstant och impedansen nos nämnda PIN-diod (112) bringas att variera. 451 286 26

5. Förstärkare enligt något av kraven l-Ä, k ä n n e - t e c k n a d därav, att nämnda första transistor (ll0) är f kopplad till nämnda insignalkälla (150) genom en andra tran- sistor (lOü) och att nämnda andra transistor har en kollektor- elektrod kopplad till en matarspänningskälla (B+), en bas- elektrod kopplad till nämnda insignalkälla (l50) och nämnda Förstärkningsregleringsspänningskälla (140), och en emitter- elektrod kopplad till baselektroden hos nämnda första transistor (104).

6. Förstärkare enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d därav, att ett andra motstånd (106) är inkopplat mellan emitter- elektroden hos nämnda andra transistor (l0U) och nämnda referenspotentialpunkt (jord).

7. Förstärkare enligt något av kraven 1-6, k ä n n e - t e c k n a d därav, att en tredje transistor (312 eller 342) kopplar nämnda belastningsimpedans (320 eller 350) till kollek- torelektroden hos nämnda första transistor (306 eller 336), varvid nämnda tredje transistor är anordnad i en gemensambas- koppling och nämnda första och tredje transistorer (306, 312 eller 336, 3N2) bildar en kaskodförstärkare (Pig. 5).