DE3009905A1

DE3009905A1 - Geregelter verstaerker und pin-diode zur verwendung in einem solchen

Info

Publication number: DE3009905A1
Application number: DE19803009905
Authority: DE
Inventors: Jack Rudolph Harford
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-03-16
Filing date: 1980-03-14
Publication date: 1980-09-25
Also published as: DE3009905C2; NL8001543A; KR830002454A; PL222725A1; BE882248A; PT70923A; DK113480A; JPS6225265B2; IT1129644B; ES8103521A1; FI800709A; DD149742A5; GB2044565A; SE451286B; JPS55130157A; IT8020549A0; AU5626680A; GB2044565B; FI75953C; FR2451663A1

Description

-D-

RCA 71,205

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Geregelter Verstärker und PIN-Diode zur Verwendung in einem solchen

Die Erfindung bezieht sich auf Transistorverstärkerschaltungen, insbesondere auf einen verstärkungsgeregelten Transistorverstärker mit einer PIN-Diode als veränderbares Widerstandselement, und auf einen neuen PIN-Diodenaufbau, der vorteilhafterweise in einem solchen Verstärker verwendet werden kann.

Die nachfolgend beschriebene Erfindung kann je nach Bedürfnissen oder Wünschen des Benutzers mit diskreten Bauelementen oder als integrierte Schaltung aufgebaut werden. Unter einer integrierten Schaltung sei hier ein einheitliches oder monolithisches Halbleiterbauteil oder -plättchen verstanden, das einer Schaltung miteinander verbundener

aktiver und passiver Schaltungselemente äquivalent ist. 30

Um in einer Signalverarbeitungsschaltung, wie etwa dem Zwischenfrequenzverstärker eines Fernsehempfängers, brauchbar zu sein, muß ein im Verstärkungsgrad regelbarer Verstärker einen großen Bereich von Eingangssi gnalenj/erarbeiten können. Der Verstärker muß in der Lage sein, sehr schwache Eingangssignale wesentlich zu verstärken und muß andererseits einer Verstärkungsregelung zugänglich sein, so daß sehr starke Eingangssignale linear verarbeitet werden und kein verzerrtes Ausgangssignal entsteht.

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Dieses Ziel einer linearen Verstärkung über einen großen Eingangssignalbereich wird durch die nichtlineare übertragungscharakteristik eines Transistors kompliziert. Die übertragungscharakteristik, also die Kennlinie des Kollektorstroms in Abhängigkeit von der Basis-Emitter-Spannung, ist eine Exponentialfunktion, und damit ist die Steigung an jedem Punkt dieser Übertragungskennlinie ebenfalls exponentiell. Wenn man nun der Basis eines Transistors ein Signal zuführt, dann erhält man demzufolge eine Verzerrung im Ausgangssignal. Für kleine Signale ist diese Verzerrung jedoch tolerierbar, weil kleine Zuwächse längs der über tragungskennlinie als linear angesehen werden können und die Verzerrung nicht hervortritt. Wenn jedoch das Eingangssignal größer wird, dann gilt diese Approximation nicht mehr, und es treten größere Verzerrungen auf. Bei einem Zwischenfrequenzverstärker für einen Fernsehempfänger kann ein solcher Großsignalbetrieb zu Amplitudenverzerrungen und Kreuz modulation sowie Intermodulationsverzerrungen führen, wenn die ver schiedenen Signal träger und ihre Seitenbänder zusammenwirken.

Großsignalverzerrungen eines Transistorverstärkers lassen sich innerhalb tolerierbarer Grenzen halten, wenn man die der Basis des Transi- stors zugeführten Signalpegel begrenzt. Gemäß der Beschreibung in der US-PS 3 628 166 hat man gefunden, daß die maximale Signalamplitude an der Basis eines in integrierter Schaltung ausgebildeten, in Emittergrundschaltung betriebenen Transistors in der Größenordnung von 10 mV liegen soll, wenn Verzerrungen im Ausgangssignal verhindert werden sollen. Die bekannte Technik zur Begrenzung von Eingangssignalen auf diesen Pegel liegt in einer Dämpfung der Eingangssignale, die 10 mV überschreiten, wie dies in der erwähnten Patentschrift sowie in der US-PS 3 538 448 erläutert ist. Jedoch wird die Anordnung durch Hinzufügung einer gesteuerten Dämpfungsschaltung zum Verstärker offensicht- lieh nicht nur komplizierter, sondern durch ihre Verwendung ergeben sich weitere Nachteile. Wenn nämlich das Eingangssignal gedämpft wird, dann wird das Signal/Rausch-Verhältnis des Verstärkers schlechter, weil sich der Rauschpegel des Verstärkers nicht ändert, und dieses Verhältnis kann sogar anwachsen, wenn der Eingangssignal pegel herabgesetzt

*" wird. Auch verändert die zunehmende Dämpfung die Impedanz am Eingang des Verstärkers, so daß die Lastimpedanzen von in der Schaltung verwendeten Filtern nachteilig beeinflußt werden kann und unerwünschte Phasenverschiebungen im Ausgangssignal auftreten können. Es kann daher

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erforderlich werden, die Dämpfungsschaltung durch zusätzliche Transistoren zu isolieren, um derartige schädliche Auswirkungen auf abgestimmte Schaltungselemente zu verhindern.

Die Aufgabe der Erfindung besteht daher in der Schaffung eines in seiner Verstärkung regelbaren Verstärkers, welcher große Eingangssignale ohne Verzerrungen und ohne die Notwendigkeit einer Eingangssignaldämpfungsschal tung verarbeiten kann.

Die Erfindung schafft nun einen solchen geregelten Verstärker, welcher einen großen Bereich von Eingangssignalpegeln verarbeiten kann, ohne eine Eingangssignaldämpfung zu benötigen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist ein Transistor als Verstärker in Emittergrundschaltung vorgesehen, der in seinem Emitterkreis eine PIN-Diode als regel- bare Impedanz enthält. Ein Eingangssignal und eine Verstärkungsregelspannung werden an der Basis des Transistors zugeführt. Wenn der Eingangssignalpegel anwächst, dann sinkt die Regelspannung und bewirkt ein Anwachsen der im wesentlichen ohmschen Impedanz der PIN-Diode, die in einem konstanten Verhältnis zu der abnehmenden Verstärkungsregel spannung steht (also in linearer Beziehung in einer halblogarithmi- schen Darstellung ). Die Verstärkung des Transistorverstärkers wird dabei herabgesetzt. Bei hohen Eingangssignalpegeln weist die Impedanz der PIN-Diode eine hohe ohmsche Komponente parallel zu einer hohen Reaktanzkomponente (also einer kleinen Kapazität) am Emitter des Transistors auf und bewirkt dadurch eine wesentliche Herabsetzung der Verstärkung. Die hohe Impedanz der PIN-Diode bei starken Signalen hat zur Folge, daß die PIN-Diode Eingangssignalspannungen in Verlustleistung umsetzt, die über das Maximum hinausgehen, welches durch die zulässige Verlustleistung im Basis-Emitter-Obergang des in Emittergrundschaltung betriebe- nen Transistors gegeben ist, so daß der Verstärker Eingangssignale verarbeiten kann, welche über diejenigen hinausgehen, die der Transistor von Haus aus ohne Verstärkung verarbeiten könnte. Der Verstärker hat einen Verstärkungsregelbereich, der um 12 dB besser als derjenige eines einfachen Transistorverstärkers in Emittergrundschaltung ist, und um 6 dB besser als derjenige eines in Emittergrundschaltung betriebenen Transistors, der als Emitterimpedanz eine übliche Diode mit PN-Übergang hat. Der mit Hilfe der PIN-Diode geregelte Verstärker ergibt ferner

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ein Signal/Rausch-Verhältnis, welches doppelt so groß wie dasjenige eines Verstärkers mit einer PN-Diode und viermal besser als dasjenige eines einfachen Verstärkers in Emittergrundschaltung ist.

Idealerweise sollte die PIN-Diode in der bevorzugten Ausführungsform des geregelten Verstärkers eine rein ohmsche Impedanz haben, welche durch den der Diode zugeführten Gleichstrom moduliert wird. Dies wäre der Fall, wenn die eigenleitende I-Schicht der PIN-Diode rein eigenleitend wäre und keinerlei Verunreinigungs-Ladungsträger enthielte.

Eine PIN-Diode läßt sich jedoch technologisch nicht so herstellen, daß sie eine rein eigenleitende I-Schicht hat, weil ein Einbringen von Verunreinigungen in die I-Schicht während des Diffusionsvorgangs unvermeidlich ist. Die Impedanzkennlinie der PIN-Diode enthält daher eine kleine kapazitive Komponente, die in Abhängigkeit von den Eigenlei tungseigenschaften des I-Schichtmaterials und der Geometrie des Bau elementes schwankt. Das Problem der Minimalisierung der Kapazität des Elementes ist besonders akut, wenn die PIN-Diode als Element einer integrierten Schaltung hergestellt wird, weil typische Halbleitermaterialien für integrierte Schaltungen schlechte Eigenleitungseigen- schäften haben und bei der Herstellung üblicherweise viele Diffusionsschritte durchgeführt werden.

Wenn die Impedanzkennlinie der PIN-Diode eine große kapazitive Komponente enthält, dann hat sie bei Sperrvorspannung eine niedrige Impe- danz und einen verkleinerten Impedanzmodulationsbereich. Ist die PIN-Diode stark in Durchlaßrichtung vorgespannt, dann ist ihr Widerstand klein und ihre Impedanz wird scheinbar ausschließlich durch diese Widerstandskomponente bestimmt. Verringert man jedoch die Durchlaßvorspannung der PIN-Diode, so daß sich ihr Widerstand erhöht, dann nimmt ihre Kapazität mit abnehmendem Vorspannungsstrom ebenfalls ab, bis ein Punkt erreicht ist, bei welchem die parasitäre Kapazität mit weiterer Verringerung des Vorspannungsstromes praktisch konstant bleibt. Jenseits dieses Punktes bleibt die kapazitive Reaktanz X_c der PIN-Diode im wesentlichen konstant, und danach überwiegt zunehmend die ohmsche Komponente der Impedanz der PIN-Diode. Die Blindkomponente der Impedanz erscheint parallel zur ohmschen Komponente, so daß für hochfrequente Signale eine kleinere Impedanz erscheint, als sie die ohmsche Komponente allein bietet.

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Durch die Erfindung wird nun eine neue PIN-Diodenausführung geschaffen, die sich durch eine niedrige Impedanz bei Durchlaßvorspannung und eine hohe Impedanz bei Sperrvorspannung (also bei verringerter Durchlaßvorspannung) auszeichnet und mit Vorteil bei dem erwähnten geregelten Verstärker verwenden läßt. Die PIN-Diode enthält einen ersten lokalisier ten Bereich aus Halbleitermaterial hohen spezifischen Widerstandes mit einer im wesentlichen ebenen Oberfläche. In dem Bereich hohen spezifischen Widerstandes liegen angrenzend an die Oberfläche ein zweiter und ein dritter lokalisierter Bereich eines Leitungstyps, und ein vierter lokalisierter Bereich des entgegengesetzten Leitungstyps liegt in dem Bereich hohen spezifischen Widerstandes angrenzend an die Oberfläche zwischen dem zweiten und dritten lokalisierten Bereich und ist seitlich von dem ersten und zweiten Bereich durch Materialzonen hohen spezifischen Widerstandes getrennt. Die PIN-Diode läßt sich unter Verwendung üblicher Materialien für integrierte Schaltungen und Diffusionstechniken herstellen und eignet sich dadurch gut zum Aufbau des erwähnten regelbaren Verstärkers in integrierter Schaltung.

Gemäß einem anderen Prinzip der Erfindung in ihrer bevorzugten Ausführungsform wird die Geometrie dsr PIN-Diode so gewählt, daß der geregel te Verstärker als Zwischenfrequenzverstärker für einen Fernsehempfänger betrieben werden kann.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen 25

Fig. 1 ein teilweise in Blockdarstellung ausgeführtes Schaltbild

eines regelbaren Verstärkers gemäß der Erfindung; Fig. 2 die Regelkurve des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers; Fig. 3a einen Verstärker in Emittergrundschaltung; Fig. 3b einen Verstärker in Emittergrundschaltung mit einer Diode im

Emitterkreis;

Fig. 3c einen Verstärker in Emittergrundschaltung gemäß der Erfindung; Fig. 4a einen Querschnitt durch eine erfindungsgemäße PIN-Diode; Fig. 4b eine Draufsicht auf die PIN-Diode gemäß Fig. 4a; und Fig. 5 das teilweise in Blockdarstellung ausgeführte Schaltbild eines gemäß der Erfindung ausgebildeten Zwischenfrequenzverstärker für einen Fernsehempfänger.

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In Fig. 1 ist ein regelbarer Verstärker 100 dargestellt, der gemäß den Prinzipien der hier zu beschreibenden Erfindung aufgebaut ist. In dieser Ausführungsform wird der Verstärker 100 zur Verstärkung eines Fernseh-Zwischenfrequenzsignals verwendet, das von einer ZF-Signalquelle 150 geliefert wird. Die Verstärkung des Verstärkers 100 läßt sich über eine Regelspannung regeln, die von einer Regelspannungsquelle 140 über einen Widerstand 102 geliefert wird.

Das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung werden der Basis eines

Puffertransistors 104 zugeführt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors 104 liegt an einer Betriebsspannungsquelle B+, und das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung treten am Emitter des Transistors 104 praktisch in derselben Form auf, wie sie an seiner Basis liegen, abzüglich des Basis-Emitter-Spannungsabfalls des Transistors. Vom Emitter des Transistors 104 führt ein Lastwiderstand 106 zu einer Bezugspotential quelle (Masse). Die Aufgabe des Transistors 104 liegt in der Transformierung des Zwischenfrequenzsignals und der Regelspannung von einer hohen Impedanz auf eine niedrigere Impedanz.

Das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung werden vom Emitter des Transistors 104 der Basis eines Transistors 110 zugeführt, der als Verstärker in Emittergrundschaltung betrieben wird und mit seinem Kollektor über einen Lastwiderstand 1J6 an die Betriebsspannungsquelle B+ und mit seinem Emitter über die Parallelschaltung einer PIN-Diode 112 mit einem Widerstand 114 an Masse angeschlossen ist. Die Anode der PIN-Diode 112 liegt am Emitter des Transistors 110, ihre Kathode an Masse. Die verstärkten Zwischenfrequenzsignale erscheinen am Kollektor des

Transistors 110. 30

Die PIN-Diode 112 hat eine eigenleitende Halbleiterschicht hohen spezifischen Widerstandes (I-Schicht) zwischen zwei hochdotierten Schichten aus P- und N-leitendem Material. Solche PIN-Dioden zeichnen sich durch eine sehr lange Lebensdauer der Minoritätsträ'ger aus. Bei hohen Frequenzen (nämlich 1 MHz, abhängig von der Dicke und Reinheit der eigenleitenden Schicht) hört die Diode praktisch auf als Gleichrichter zu arbeiten, wenn sie in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, und nimmt die Eigenschaften eines linearen veränderbaren Widerstandes an, wobei

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sich der Widerstand umgekehrt mit dem Vorspannungsgleichstrom ändert. Weiterhin hat eine PIN-Diode im Gegensatz zu einer Diode mit einem üblichen PN-Übergang eine sehr kleine charakteristische Kapazität. Während die durch die Sperrschichtskapazität des PN-Obergangs einer üblichen PN-Diode bedingte kapazitive Reaktanz mit abnehmender Spannung an der PN-Diode gegen einen sehr kleinen Wert geht, sind Änderungen der hohen kapazitiven Reaktanz einer PIN-Diode klein genug, um im Vergleich zur niedrigeren ohmschen Komponente der Impedanz der PIN-Diode in vielen Schaltungsanwendungen vernachlässigbar zu sein.

Die Eigenschaften der PIN-Diode werden vorteilhafterweise bei dem geregelten Verstärker 100 ausgenutzt, damit man über einen weiten Bereich von Eingangssignalverhältnissen eine Regelung ohne Verzerrungen erreicht und dadurch die Notwendigkeit von Serien- oder Paralleldämpfungs- anordnungen für Großsignal bedingungen vermeiden kann.

Wenn dem Verstärker 100 ein sehr schwaches Zwischenfrequenzsignal zugeführt wird, dann soll der Verstärker mit hoher oder maximaler Verstärkung arbeiten. Dies erreicht man durch Zuführung einer Regelspannung hohen Wertes zum Verstärker 100 von der Regelspannungsquelle 140. Das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung gelangen über den Transistor 104 zur Basis des Transistors 110, der dann mit hoher Verstärkung arbeitet. Der Transistor 110 reagiert auf die Regelspannung für hohe Verstärkung, indem er über seine Kollektor-Emitter-Strecke einen hohen Gleichstrom leitet. Dieser Gleichstrom spannt die PIN-Diode in Durchlaßrichtung vor, so daß diese eine niedrige ohmsche Impedanz zeigt. Damit arbeitet der Transistor 110 mit kleiner Emitterimpedanz im Verhältnis zum Lastwiderstand 116 und verstärkt das schwache Zwischenfrequenzsignal an seiner Basisdiode stark.

Wenn die Signalstärke des von der Signalquelle 150 zugeführten Zwischenfrequenzsignal s anwächst, dann wird die von der Spannungsquelle 140 gelieferte Regelspannung herabgesetzt. Die verkleinerte Verstärkungsregelspannung läßt den Transistor 110 einen niedrigeren Vorspan-3$ nungsgleichstrom an die PIN-Diode 112 liefern, so daß deren Widerstand ansteigt. Die Beziehung zwischen dem abnehmenden Vorspannungsgleichstrom und dem Widerstand der PIN-Diode 112 ist Über einen weiten Be-

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reich von Vorspannungsströmen konstant, so daß man eine lineare Beziehung zwischen der Verstärkungsverringerung des Transistors 110 und der Verringerung der Verstärkungsregelspannung erhält. Dieses Merkmal der Erfindung ist von ganz wesentlicher Bedeutung, wenn der Verstärker 100 in einem automatischen Verstärkungsrege!system für konstante Geschwindigkeit (constant speed automatic gain control system) verwendet wird, wo die lineare Verstärkungsregelung ein wichtiges Systemerfordernis ist.

Wenn das Zwischenfrequenzeingangssignal an der Basis des Transistors 110 anwächst, dann wird die Zwischenfrequenzsignalspannung infolge des dynamischen Widerstandes r des in Durchlaßrichtung vorgespannten Emitterübergangs des Transistors 110 und des P-I-N-Obergangs der PIN-Diode 112 in gleichem Maße herabgesetzt. Der Widerstand r wächst kontinuier lieh während dieses Stadiums der Verstärkungsverringerung an, wenn die Steilheit oder Transkonduktanz g_m des Transistors 110 herabgesetzt wird. Erreicht das ZF-Eingangssignal an der Basis des Transistors 110 einen Pegel von etwa 20 mV, dann hat der Widerstand r seinen gewünschten Maximalwert erreicht, jenseits dessen im Ausgangssignal Verzerrungen auftreten, weil ein weiteres Anwachsen von r Signal amplituden über 10 mV hinaus durch den Transistor 110 zur Folge haben würde. An diesem Punkt stabilisiert die durch den Widerstand 114 fließende Emitterstromkomponente die Steilheit g des Transistors 110 und verhindert so ein weiteres Anwachsen von r_Q. Da r_Q durch den den Widerstand 114 durch-

fließenden Emitterstrom auf diesem Punkt konstant gehalten wird, fällt jeder weitere Zuwachs des ZF-Signals nicht mehr am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 110 ab, sondern an der Diode 112. Die PIN-Diode 112. bestimmt dann die Verstärkungsminderung, weil sie ein weiteres

Signalanwachsen abfängt. 30

Wenn der ZF-Eingangssignalpegel an der Basis des Transistors 110 20 mV überschreitet, dann wird die Regel spannung an der Basis des Transistors 110 weiter abgesenkt, so daß der Vorspannungsgleichstrom für die PIN-Diode 112 kontinuierlich abnimmt und der Widerstand der PIN-Diode weiter anwächst. Die ZF-Impedanz der PIN-Diode wächst mit zunehmenden Zwischenfrequenzsignalpegeln weiter an, bis ein 40 mV-Signal an der Basis des Transistors 110 so aufgeteilt wird, daß ein Signalspannungsabfall von 10mV am Transistor 110 und die restlichen 30 mV

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an der PIN-Diode 112 abfallen. Da die PIN-Diode für Zwischenfrequenzen nicht mehr als Gleichrichter arbeitet und am Transistor 110 nicht mehr als sein Maximalgrenzwert von 10 mV abfällt, ist das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 110 trotz des Signalpegels von 40 mV an seiner Basis nicht verzerrt.

Der Zweck des Widerstandes 114 liegt, wie gesagt, in der Verschiebung der ZF-Signalbelastung auf die PIN-Diode 112, nachdem am Basis-Emitter-Obergang des Transistors 110 die Grenze von 10 mV-Signalamplitude für eine verzerrungsfreie Verstärkung erreicht ist. Ohne den Widerstand 114 würde das ZF-Eingangssignal gleichmäßig am Transistor 110 und der PIN-Diode 112 abfallen wollen und dabei die Grenze für eine verzerrungsfreie Verstärkung durch den Transistor auf eine Eingangssignalspannung von 20 mV begrenzen. Jedoch kann man den Widerstand 114 für eine proportionierte Signalbelastung durch den Transistor 110 und die PIN-Dj ode 112 heranziehen, so daß höhere Eingangssignal pegel als die erwähnten 40 mV verzerrungsfrei verarbeitet werden können. Wählt man beispielsweise den Widerstand 114 so, daß das Verhältnis zwischen dem Widerstand r des Transistors 110 und der Impedanz der PIN-Diode 112 kontinuierlich auf 1:9 gehalten wird, dann können Zwischenfrequenzsignalpegel bis zu 100 mV verzerrungsfrei verarbeitet werden. Ein Signal von 10 mV teilt sich dann so auf, daß am Transistor 110 1 mV und an der PIN-Diode 112 9 mV erscheinen. Ein Signal von 50 mV teilt sich im Verstärker so auf, daß 5 mV am Transistor 110 und 45 mV an der PIN-Diode 112 liegen. Das maximale Signal von 100 mV wird so aufgeteilt, daß 10 mV am Transistor 110 und 90 mV an der PIN-Diode 112 auftreten. Man sieht also, daß die Signalverarbeitungseigenschaften des Verstärkers 110 durch geeignete Wahl der Schaltungskomponenten und der Vorspannungsverhältnisse ausgeweitet werden können.

In Fig. 1 erfolgt die Zuführung der Verstärkungsregelspannung beispielsweise zur Basis des Transistors 110 über den Widerstand 102 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 104. Jedoch kann die Regelspannung dem Transistor 110 und der PIN-Diode 112 auf irgend eine Weise zugeführt werden, welche gleichzeitig die Verstärkungsregelvorspannung dieser beiden Bauelemente ergibt. Beispielsweise kann die Verstärkungsregelspannung an der Kathode der PIN-Diode zugeführt werden; hierbei

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würde die Kathode der PIN-Diode über einen Kondensator für ZF-Signalfrequenzen an Masse geführt.

Der hier beschriebene geregelte Verstärker ist beispielshalber als Verstärker mit unsymmetrischem Eingang in Fig. 1 dargestellt, der auf Masse bezogene Signale verstärkt. Natürlich kann man auch zwei Schaltungen gemäß Fig. 1 zu einem Differenzverstärker zusammenschalten und mit komplementären, gegenphasigen Eingangssignalen ansteuern. Eine solche Schaltung würde dann auch Gegentaktausgangssignale liefern. Die beiden Verstärker 100 können dann so geschaltet werden, daß sie nur eine einzige Verbindung zur Regelspannungsquelle 140 benötigen, indem die Kathoden der beiden PIN-Dioden direkt an die Regelspannungsquelle 140 angeschlossen würden. Die Regelspannungsquelle 140 arbeitet so als Quelle für einen Vorspannungsgleichstrom für die PIN-Diode 112 und die im Gegentakt angesteuerten Transistoren 110. Die beiden Emitterwiderstände 114 wären nach wie vor an Masse angeschlossen. Die Kathoden der PIN-Dioden könnten bei dieser Schaltung für Zwischenfrequenzsignale nach Masse überbrückt sein.

Die Eigenschaften des geregelten Verstärkers 100 gemäß Fig. 1 erhält man nicht, wenn man anstelle der PIN-Diode 112 eine normale PN-Übergangs-Diode verwendet. Zunächst begrenzt die parasitäre Kapazität C einer PN-Diode den Bereich der Verstärkungsverminderung des Verstärkers im Vergleich zu einer PIN-Diode. Wie bereits erläutert, wird der Verstärkungsgrad des Verstärkers 100 durch Erhöhen der Emitterimpedanz des Transistors 110 herabgesetzt. Wenn der Vorspannungsgleichstrom für die PIN-Diode verkleinert wird, erhöht sich der Widerstand der PIN-Diode und damit die Emitterimpedanz des Transistors 110, so daß die Verstärkung des Verstärkers 100 absinkt. Würde man im Emitterkreis des Transistors 110 eine normale PN-Diode verwenden, dann würde eine Verkleinerung des Vorspannungsgleichstroms nicht nur den Widerstand dieses Elementes anheben, sondern auch seine parasitäre Kapazität C auf einen bestimmten Wert stabilisieren. Die Kapazität C würde praktisch eine überbrückung der PN-Diode bedeuten, wie dies die gestrichel-

3^ te Kapazität C in Fig. 1 andeutet. Für Zwischenfrequenzen würde die parasitäre Kapazität eine reaktive Parallel impedanz zur ohmschen Impedanz der Diode bilden, die umgekehrt proportional zur Frequenz f und

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zur Kapazität C ist und sich ausdrücken läßt als

χ - L

Im Endergebnis führt die zunehmende ohmsche Impedanz und die stabilisierte reaktive Impedanz der PN-Diode zu einer praktisch konstanten Impedanz zwischen dem Emitter des Transistors 100 und Masse, welche keine weitere Abnahme des Verstärkungsgrades des Verstärkers 100 bewirkt. Dieser Effekt ist in Fig. 2 dargestellt, wo die Verstärkungs- herabsetzung bei dem PIN-Diodenverstärker 100 mit zunehmendem Vorspannungsgleichstrom durch die ausgezogene Linie 120 veranschaulicht ist. Die gestrichelte Linie 122 zeigt das Abweichen von der linearen Verstärkungsverminderung bei Verwendung einer normalen PN-Übergangsdiode anstelle der PIN-Diode 112. Es sei betont, daß die durch die gestrichelte Linie 122 veranschaulichte Verstä'rkungsverminderung auch dann auftritt, wenn die Impedanz der PIN-Diode 12 eine nennenswerte kapazitive Reaktanzkomponente aufweist.

Schließlich kann man sehen, daß der geregelte Verstärker 100 eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses um 3 dB im Vergleich zu übli chen Verstärkern in Emittergrundschaltung zeigt. Gemäß Fig. 3a ist ein Transistor 130 in Emittergrundschaltung mit seinem Emitter an Masse und mit seinem Kollektor an einen Lastwiderstand R^ angeschlossen. Seiner Basis wird ein Eingangssignal E . zugeführt. Aus den vorstehend genannten Gründen wird angenommen, daß der Transistor 130 maximal ein Eingangssignal von 100 mV verarbeiten kann, ohne daß am Lastwiderstand R. ein verzerrtes Ausgangssignal geliefert wird. Hat das Signal E-seinen Maximalpegel von 10 mV, dann arbeitet der Transistor mit minimaler Verstärkung, und sein dynamischer Emitterwiderstand r hat einen maximalen Wert r _mav. Zum Zwecke der hier angestellten Untersuchung

C IHu X

ist r auf einen Wert von 100 0hm normalisiert.

Der Signal/Rauschleistungs-Wert eines Transistorverstärkers läßt sich in erster Näherung ausdrücken durch

(E.)²

ZVJ

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wobei R der Gesamtwert der Widerstände im Verstärker, k die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur und B die Bandbreite des Verstärkers ist. Bekanntermaßen sind Widerstände die hauptsächlichsten Rauscherzeuger in einer Schaltung. Zu Vergleichszwecken sei erwähnt, daß die Summe der Schaltungswiderstände eine genaue Darstellung des Rauschverhaltens für die in den Fig. 3a, 3b und 3c dargestellten Verstärker ist. Weiterhin sei angenommen, daß die für alle drei Verstärker charakteristischen Widerstände, wie also der Lastwiderstand R. , der verteilte Basiswiderstand r.^ des eigenleitenden Materials und die ohmschen Kontaktwiderstände bei den drei Figuren gleich sein sollen und daher beim Vergleich außer Betracht bleiben können. Ferner sind k, T und B in den Figuren als konstant angenommen und können bei den Vergleichsrechnungen außer Betracht bleiben. Mit der oben genannten Beziehung ergibt sich ein Signal/Rauschleistungs-Wert für die Schaltung gemäß Fig. 3a als

^(Esig) _ (1OmV)² 100 ₁ R " 100Ω " TDÜ "

In Fig. 3b sieht man den Transistor 130 in Emittergrundschaltung mit einer PN-Obergangsdiode 132 zwischen seinem Emitter und Masse. Wegen der gleichen Betrachtungsweise sei angenommen, daß die Diode 132 aus demselben Halbleitermaterial und mit gleicher Geometrie wie der Transistor 130 aufgebaut ist und daher den gleichen dynamischen Durchlaßwiderstand rg hat, wie er für den Emitter des Transistors 130 gilt. Wenn also der Transistor 130 im Zustand minimaler Verstärkung arbeitet, dann ^{ist r}D max ^{gleich r}e max' ^{und 2war 10}° ^Ohm·

Die Schaltung gemäß Fig. 3b unterscheidet sich von derjenigen gemäß Fig. 3a darin, daß zwischen der Eingangsbasiselektrode und Masse zwei PN-Obergänge liegen: Nämlich derjenige der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 130 und derjenige der Diode 132. Diese beiden PN-Obergänge erhöhen die Signalverarbeitungsfähigkeit der Schaltung von 10 mV auf 20 mV, weil sich das Eingangssignal gleichmäßig auf die beiden Obergänge verteilt. Oberhalb von 20 mV treten Verzerrungen auf, wenn die Signalverarbeitungsfähigkeit sowohl des Transistors 130 als auch der Diode 132 überschritten werden und eine Diodengleichrichtung eintritt.

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Somit ergibt sich der Wert des Signal/Rauschleistungs-Verhältnisses der Schaltung gemäß Fig. 3b zu

^(E) (2OmV)² 400 _?

Man sieht, daß das Signal/Rausch-Verhalten der Schaltung nach Fig. 3b doppelt so gut oder 3 dB besser als bei der Schaltung gemäß Fig. 3a ist.

In Fig. 3c ist der Transistor 130 in Emittergrundschaltung betrieben und zwischen seinem Emitter und Masse liegt die Parallelschaltung einer PIN-Diode 134 mit einem Emitterwiderstand R^. Wie bereits im Zusammenhang mit Fig. 1 erläutert war, zieht der Emitterwiderstand Rr eine Stromkomponente vom Emitter des Transistors 130, durch welche sichergestellt wird, daß der dynamische Emitterwiderstand r_Q des Tran-

sistors seinen gewünschten Maximalwert, in diesem Fall 100 0hm, bei nunimaler Verstärkung nicht überschreitet. Der vom Transistor 130 gelieferte verbleibende Strom spannt die PIN-Diode 134 in Durchlaßrichtung vor, so daß ihr Widerstand sich dem Wert des Emitterwiderstandes R_E nähert. Im vorliegenden Beispiel hat R^ einen Wert von 700 0hm und

der Widerstand der PIN-Diode bei minimaler Verstärkung (maximalem Signal) beträgt 525 Ohm, so daß die Parallelschaltung einen Gesamtwiderstand von 300 0hm bildet. Die in Fig. 3c dargestellte Schaltung kann also ein Eingangssignal von 400 mV verarbeiten, das sich proportional über den Transistor 130 und den Emitterwiderstand aufteilt: 10 mV am Widerstand 130 und 30 mV am 300 Ohm-Emitterwiderstand. Die PIN-Diode bewirkt wegen ihrer schlechten Gleichrichtungseigenschaften keine Verzerrung, wenn an ihr ein Signalspannungsabfall von 30 mV liegt.

Mit diesen Werten führt die Gleichung für den Signal/Rauschleistungs-Pegel zu

*^E* (40 mV)² _ 1600 _ .

00 + 300 " ~4M

R 100 +300

Man sieht somit, daß das Signal/Rausch-Verhalten des PIN-Diodenverstärkers doppelt so gut wie dasjenige eines PN-Diodenverstärkers ist und viermal so gut wie das eines einfachen Emittergrundschaltungsverstärkers. Der PIN-Diodenverstärker zeigt daher eine Verbesserung des

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CftüiMAL INSPECTED

Signal/Rausch-Verhaltens um 3 dB im Vergleich zu einem PN-Diodenverstärker und liegt um 6 dB besser als das eines einfachen Verstärkers in Emittergrundschaltung.

Es war bereits darauf hingewiesen worden, daS die PIN-Diode 112 in Fig. 1 eine vernachlässigbar kleine Kapazität haben muß, damit der Verstärker 100 einen maximalen Verstärkungsreduzierungsbereich haben kann. Da die kapazitive Reaktanz X der PIN-Diode sowohl von der Kapazität als auch der Frequenz abhängig ist, muß man die Betriebsfrequenz der PIN-Diodenschaltung in Betracht ziehen, wenn der Maximalwert der zulässigen Kapazität bestimmt wird. In den Fig. 4 und 4a ist eine neue PIN-Diode dargestellt, die unter Verwendung üblicher Materialien und Herstellungstechniken als Element einer integrierten Bipolarschaltung gebaut werden kann und sich durch eine kapazitive Komponente auszeichnet, die den Verstärker 100 bei Fernsehzwischenfrequenzen zufriedenstellend arbeiten läßt.

Fig. 4a zeigt den Querschnitt einer gemäß der Erfindung aufgebauten PIN-Diode, die als Teil einer integrierten Bipolarschaltung dargestellt ist, welche einen Halbleiterkörper 10, üblicherweise Silizium, enthält, welcher einen Substrat 24 eines Leitungstyps und eine schwach dotierte epitaktische Schicht 12 des entgegengesetzten Leitungstyps aufweist, üblicherweise, und auch bei diesem Beispiel, ist das Substrat 24 P-leitend und die epitaktische Schicht 12 N-leitend.

Die epitaktische Schicht 12 ist durch einen üblichen P⁺-leitenden Isolationsbereich 14 in zwei getrennte Inseln 12' und 12" unterteilt. Der Isolationsbereich 14 sorgt für eine elektrische Trennung zwischen den epitaktischen Inseln auf der integrierten Schaltung, deren jede im allgemeinen ein separates aktives Schaltungselement enthält. Angrenzend an die Oberfläche 26 der epitaktischen Insel 12' sind Bereiche 16 und 18 höherer Trägerdichte aus N⁺-leitendem Material diffundiert. Ebenfalls an die Oberfläche 26 der epitaktischen Insel 12' angrenzend und in der Mitte zwischen den Bereichen 16 und 18 befindet sich ein dritter Diffusionsbereich 20 höherer Trägerdichte aus P -leitendem Material. Die Bereiche 16 und 18 aus N⁺-leitendem Material werden durch Zonen der epitaktischen Schicht vom Bereich 20 getrennt, wie die

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Pfeile 22 und 23 andeuten. Die N⁺-leitenden Zonen sind elektrisch durch einen metallisierten Leiter verbunden, welcher die N⁺-Bereiche kontaktiert durch Öffnungen in einer Isolierschicht 28 aus Siliziumdioxid, welche über der Oberfläche 26 der epitaktischen Schicht 12 liegt. Ein nicht dargestellter separater metallischer Leiter läuft ebenfalls durch die Isolierschicht 28 und ermöglicht ein externes Anschließen des P⁺- leitenden Bereichs 20.

Die PIN-Diode gemäß Fig. 4a besteht aus einer Schicht P⁺-leitenden Materials 20, einer I-Schicht aus epitaktischem Material 12', und N- Schichten 16 und 18 aus N⁺-leitendem Material. Der Durchlaßstromfluß in der PIN-Diode erfolgt von dem P⁺-leitenden Bereich 20 zu den beiden N⁺-leitenden Bereichen 16 und 18, wie die Pfeile 22 und 23 zeigen.

Idealerweise wäre es erwünscht, daß das Material der I-Schicht tatsächlich eigenleitend wäre, also völlig frei von Verunreinigungen, und einen virtuell unendlichen Widerstand hätte. Bei einer wirklich eigenleitenden I-Schicht würde sich die Kapazität des Bauelementes am wenigsten bei einer Verringerung der Durchlaßvorspannung verändern, so daß man eine niedrige Durchlaßimpedanz und eine hohe Sperrimpedanz erhielte. Praktisch gibt es aber keine echt eigenleitende Schicht in einer PIN-Diode, weil es technologisch nicht möglich ist, den spezifischen Eigenleitungswiderstand in der I-Schicht während der Herstellung einer Diode beizubehalten. Typischerweise ist die I-Schicht leicht dotiert mit einem spezifischen Widerstand von etwa 1000 Ohm-cm. Es hat sich jedoch gezeigt, daß die PIN-Diode gemäß der hier beschriebenen Erfindung die Verwendung des üblichen epitaktischen Materials für integrierte Bipolarschaltungen für die I-Schicht erlaubt, die einen typischen

spezifischen Widerstand von 1 bis 6 0hm-cm hat. 30

Dies wird anhand der Fig. 4b verständlich, die eine Draufsicht auf die integrierte Schaltung auf die Oberfläche 26 der epitaktischen Schicht 12 zeigt. Da eine PIN-Diode ein Bauelement mit P-, I- und N-Schichten ist, besteht also die PIN-Diode aus dem P⁺-Bereich 20, dem N⁺-Bereich 18 und der dazwischenliegenden epitaktischen Zone, in welcher der Pfeil 22 liegt. Ein Maß für die Qualität dieser PIN-Diode ist das Verhältnis ihres (niedrigen) Durchlaßwiderstandes zu ihrem (hohen) Sperrwiderstand. Sind die Eigenschaften der Halbleitermateria-

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lien der P-, I- und N-Schichten bestimmt, dann läßt sich das Verhältnis von Durchlaß- zu Sperrimpedanz nur durch Änderungen der Geometrie der Schichten verbessern. Für die oben erwähnte Lateral-PIN-Diode kann das Verhältnis verbessert werden durch Vergrößerung der Länge 1 der P- und N-Schichten 20 und 18, wodurch sich die Durchlaßimpedanz der PIN-Diode verringert. Jedoch führt die Vergrößerung der Länge 1 des P⁺-Bereiches 20 zu einem unerwünschten Abnehmen des Sperrwiderstandes der PIN-Diode, weil nämlich die Kapazität an der Sperrschicht 32 zwischen dem P⁺-Bereich 20 und der schwach dotierten epitaktischen Schicht 12' mit zunehmender Lange des P⁺-Bereiches 20 anwächst. Diese Sperrschichtkapazität hängt praktisch von der Fläche des P⁺-Bereichs 20 ab. Die zunehmende Kapazität verringert die kapazitive Reaktanz X bei Sperrvorspannung der PIN-Diode und bewirkt damit eine Verringerung der Sperrimpedanz.

Das Problem der vergrößerten Kapazität wird erfindungsgemäß gelöst, indem man eine zweite N-Schicht 16 aus N⁺-leitendem Material auf der der N-Schicht 18 gegenüberliegenden Seite des P⁺-Bereiches 20 vorsieht. Die zweite N-Schicht bewirkt eine Verdoppelung des zulässigen Durchlaß- Stromflusses vom P⁺-Bereich 20 zu den N-Schichten der PIN-Diode, wie dies der zweite Pfeil 23 veranschaulicht, und damit erhält man eine Halbierung des minimalen Durchlaßwiderstandes des Bauelementes. Die Kapazität der Diode wird durch diesen zweiten N⁺-Bereich nicht beeinträchtigt, weil sich die Fläche des P⁺-Bereiches 20 nicht verändert hat. Die geometrischen Abmessungen der neuen PIN-Diode sind vergleichbar mit denen anderer bipolarer integrierter Schaltungselemente, und damit eignet sie sich gut für die Herstellung auf einem typischen integrierten Schaltungsplättchen.

Es hat sich ferner gezeigt, daß ein Abstand von 25μ zwischen den P⁺ und N⁺-Bereichen zufriedenstellende Betriebseigenschaften für den NTSC-Fernseh-Zwischenfrequenzbereich von etwa 45 MHz ergibt. Arbeitet man bei höheren Frequenzen, dann kann diese Abmessung verringert werden, für niedrigere Frequenzen kann sie erhöht werden. Aufgebaut und für NTSC-Zwischenfrequenzen geprüft ist das Bauelement mit einer Länge von 106,68μ für die P⁺- und N⁺-Bereiche. Die Breite des P⁺-Bereiches 20 betrug 22,86μ, und die Breite der N⁺-Bereiche 16 und 18 betrug 10,16μ.

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Ein Fernseh-Zwischenfrequenzverstärker, welcher die Eigenschaften sowohl des regelbaren Verstärkers 100 wie auch der neuen PIN-Diode in sich vereinigt, ist in Fig. 5 dargestellt. Dieser ZF-Verstä'rker läßt sich bequem auf einem einzigen integrierten Schaltungsplättchen ausbil den, welches Kontaktflächen zum äußeren Anschluß des Plättchens an Schaltungskomponenten, Signalquellen und Stromversorgungsquellen hat.

Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung verstärkt Zwischenfrequenzsignale, welche von einer ZF-Signalquelle 200 geliefert werden. Diese ZF-Signale

]Q werden allgemein durch eine Mischstufe im Fernsehtuner erzeugt und liegen in einem Zwischenfrequenzband, das durch eine dem ZF-Verstärker vorausgehende Filterschaltung gegeben ist. Die ZF-Signalquelle 200 ist über einen äußeren Kontaktanschluß 202 mit dem ZF-Verstärker gekoppelt. Der Kontaktanschluß 202 ist mit der Basis eines Puffertransistors 302

]5 eines ersten ZF-Verstärkers 300 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 302 ist an eine Versorgungsspannung +V für die ZF-Schaltung angeschlossen, sein Emitter liegt über einen Widerstand 304 an einer Bezugsspannungsquelle (Masse). Der Emitter des Transistors 302 liegt ferner an der Basis eines Transistors 306, dessen Emitter über die Paral- lelschaltung eines Widerstandes 310 mit einer in Durchlaßrichtung gepolten PIN-Diode 308 an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors 306 liegt am Emitter eines Transistors 312, dessen Basis über Widerstände 314 und 610 an die Spannungsquelle +V und dessen Kollektor an einen äußeren Kontaktanschluß 316 angeschlossen ist. Der Kollektor des Tran sistors 312 liegt ferner über die Reihenschaltung eines Widerstandes 324 mit einem spannungsveränderbaren kapazitiven Element 326, welches der Anhebung der Verstärkung in der Nähe des Bildträgers bei schwachem Signalzustand dient, an der Spannungsquelle +V. Die Transistoren 306 und 312 sind als Kaskodeverstärker geschaltet und bilden eine erste geregelte Verstärkerstufe für das Zwischenfrequenzsignal.

Ein externer abgestimmter Kreis 320 liegt über einen Widerstand 318 an dem äußeren Kontaktanschluß 316. Das Zwischenfrequenzsignal wird dann von dem abgestimmten Kreis 320 zum Eingang eines zweiten Zwischenfrequenzverstärkers 330 über einen äußeren Kontaktanschluß 322 gekoppelt. Dieser Anschluß 322 liegt an der Basis eines Puffertransistors 332, dessen Kollektor an der Spannungsquelle +V und dessen Emitter über einen Widerstand 334 an Masse liegt.

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ORIGINAL INSPECTED

Der zweite ZF-Verstärker 330 ist in gleicher Weise wie der erste ZF-Verstärker 300 geschaltet und enthält den Puffertransistor 332, einen Kaskodenverstärker mit Transistoren 336 und 342, eine vom Emitter des in Emittergrundsctialtung betriebenen Transistors 336 nach Masse geschaltete PIN-Diode 338 und zugehörige Widerstandselemente. Der Ausgang des zweiten ZF-Verstärkers 330 ist vom Kollektor des Transistors 342 über einen Kantaktanschluß 346 an eine äußere abgestimmte Schaltung 350 geführt. Das verstärkte ZF-Signal wird dann von der abgestimmten Schaltung 350 einem nicht dargestellten dritten ZF-Verstärker zur weiteren Verstärkung und nachfolgenden Signalverarbeitung zugeführt.

Die Verstärkung der ZF-Verstärker 300 und 330 wird durch eine ZF-Verstärkungs-Regelspannung geregelt, die aus einer von einer Regelschaltung 400 erzeugten Regelspannung abgeleitet wird. Die Regelschaltung 400 kann derart ausgebildet sein, daß sie eine Verstärkungsregelspannung erzeugt, welche sich in Abhängigkeit vom Pegel des demodulierten Videosignals verändert, wie dies in der US-Patentanmeldung Ser. No. 934 823 vom 18. August 1978 (DE-OS 29 33 396) mit dem Titel "Keyed AGC Circuit" beschrieben ist. Die Verstärkungsregelspannung wird der Basis eines Transistors 372 in einer Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 über die Reihenschaltung zweier Widerstände 362 und 364 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 372 liegt an der Spannungsquelle +V, sein Emitter liegt an der Basis eines Transistors 376 und über einen Widerstand 374 an Masse. Der Emitter des Transistors 376 liegt über eine PIN-Diode 378 an Masse und sein Kollektor liegt an einer ZF-Regelspannungsleitung 360, welche über einen Kondensator 368 an die Basis des Transistors 372 und außerdem über einen Widerstand 366 an den Verbindungspunkt der Widerstände 362 und 364 angeschlossen ist.

Die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 ist so benannt, weil sie den Vorspannungsstrom steuert, welcher dem ersten und zweiten ZF-Verstärker 300 und 330 zugeführt ist und so aufgebaut ist, daß ihre Geometrie ein Abbild (eine Nachbildung) derjenigen des ZF-Verstärkers ist. In dieser Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 liegen drei Basis-Emitter-Span nungsabfälle (3 V_be) zwischen der Basis des Transistors 372 und der geerdeten Kathode der PIN-Diode 378 zur Anpassung der in den ZF-Verstärkern vorgesehenen 3 V. -Schaltungen. Wegen dieser Geometrieanpas-

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sung wird der von einer Vielfach-V. -Spannungsquelle 600 gelieferte Ruhestrom durch den Transistor 376 nach Masse geleitet und in den komplementären Transistoren 306 und 336 in den Zwischenfrequenzverstärkern in einem Verhältnis widergespiegelt, das durch die Emitterflächen der betreffenden Transistoren bestimmt ist. Wenn beispielsweise die Emitterflächen dieser drei Transistoren alle gleich sind, dann wird ein Kollektor-Emitter-Strom im Transistor 376 von einem Milliampere widergespiegelt als ein Kollektor-Emitter-Strom von ein Milliampere in den Transistoren 306 und 336. Sind die Emitterflächen der Transistoren 306 und 336 doppelt so groß wie die Emitterfläche des Transistors 376, dann wird ein Kollektor-Emitter-Strom von ein Milliampere im Transistor 376 in den Transistoren 306 und 336 als Kollektor-Emitter-Strom von 2 mA in jedem dieser Transistoren widergespiegelt.

Die Vielfach-V_be-Spannungsquelle 600 arbeitet als Stromübertrager für die ZF-Regelspannungsleitung 360. Ein Transistor 602 ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand 610 an die Spannungsquelle +V und mit seinem Emitter über einen Widerstand 608 an die ZF-Regelspannungsleitung 360 angeschlossen. Ein Widerstand 604 verbindet den Kollektor mit der Basis des Transistors 602, und ein Widerstand 606 verbindet die Basis mit dem Emitter dieses Transistors. Wählt man die Widerstände 604 und 606 mit den in Fig. 5 angegebenen Werten, dann bleibt die Spannung am Emitter des Transistors 602 (und auch auf der ZF-Regelspannungsleitung 360) auf einem Wert, der etwa um 6 V_be unterhalb des Spannungspegels am Kollektor des Transistors liegt. Bei fehlender Verstärkungsregelspannung von der Regelschaltung 400 (also beim Betrieb mit maximaler Verstärkung) wird die Spannung auf der ZF-Regelspannungsleitung 360 durch die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 etwa 3 V._e oberhalb Masse gehalten. Bei diesen Bedingungen liegt die den Basen der als Kaskodeverstärkertransistoren in Basisgrundschaltung arbeitenden Transistoren 312 und 342 zugeführten Spannung etwa 9 V. über Masse. Die Spannungsquelle 6QO hält einen konstanten Spannungswert auf der Regelspannungsleitung 360 bei fehlender Verstärkungsregelung auch bei Temperaturänderungen in Schaltung aufrecht durch Modulation des von der Spannungsquelle +V über den Widerstand 610 entnommenen Stromes. Die Spannungsquelle 600 und die Schaltung 370 sind im einzelnen in der US-Patentanmeldung Ser. No. 021,322 vom 16. März 1979 mit dem Titel

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"Temperature Compensating Bias Circuit" des gleichen Erfinders beschrieben.

Die ZF-Verstärkungsregelspannung auf der Leitung 360 wird der Basis des Transistors 302 des ersten ZF-Verstärkers 300 über die Reihenschaltung von Widerständen 382 und 384 zugeführt. Vom Verbindungspunkt dieser Widerstände ist ein Kondensator 386 nach Masse geschaltet, welcher die an der Basis des Transistors 302 liegenden Zwischenfrequenzsignale von der Regelspannungsleitung 360 ableitet. Ähnlich wird die ZF-Regel spannung der Basis des Transistors 332 von der Regelspannungsleitung 360 über in Reihe geschaltete Widerstände 390 und 392 zugeführt, von deren Verbindungspunkt ein Kondensator 394 nach Masse geschaltet ist und eineTiefpaßfilterung der Regelspannung an diesem Punkt bewirkt. Die ZF-Regelspannung wird weiterhin einer Tunerregel schaltung 500 über einen Trennwiderstand 380 zugeführt. Die Tunerregelschaltung 500 erzeugt bei sinkender ZF-Regelspannung an ihrem Eingang eine verzögerte HF-Regel spannung, welche dem Tuner des nicht dargestellten Fernsehempfängers zugeführt wird.

Im Betrieb erzeugt die Regelschaltung 400 eine Verstärkungsregelspannung, welche in direkter Beziehung zum Pegel des demodulierten Videosignals steht. Ein schwaches Videosignal (niedriger Pegel) führt zur Erzeugung einer Verstärkungsregelspannung niedrigen Wertes, und ein starkes Videosignal (hoher Pegel) führt zur Erzeugung einer Verstär kungsregelspannung großen Wertes.

Der oben beschriebene Ruhezustand, bei welchem sich der Kollektorstrom des Transistors 376 in den Transistoren 306 und 336 widerspiegelt, führt zu einem bestimmten Potential auf der Regelspannungsleistung 360.

Wenn der Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 eine Verstärkungsregelspannung von der Regelschaltung 400 zugeführt wird, dann ändert sich dieser Ruhezustand, weil der Transistor 376 darauf mit einem höheren Kollektor-Emitter-Strom reagiert. Dieser stärkere Stromfluß verringert das Potential auf der Regelspannungsleitung 360, wodurch sich die den Basen der Transistoren 302 und 332 in den ZF-Verstärkern 300 bzw. 330 zugeführte Gleichspannung verringert.

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Bei schwachem Signal wird der Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 eine niedrige Regelspannung zugeführt, welche den Leitungszustand der Transistoren 372 und 376 wenig verändert. Die Spannung auf der Regelspannungsleitung 360 hat daher einen hohen Wert von etwa 3 V. . Diese hohe Regelspannung wird den Basen der Transistoren 302 und 332 in den Zwischenfrequenzverstärkern .300 und 330 zugeführt. Daher leiten die Transistoren 302, 306 und 332, 336 stark, und die PIN-Dioden 308 und 338 erhalten von den Transistoren 306 bzw. 336 hohe Durchlaßgleichströme. Diese hohen Durchlaßströme ergeben niedrige Widerstände der PIN-Dioden, so daß die Emitterwiderstände der Transistoren 306 und 336 klein sind. Die Kaskodenverstärker 306, 312 und 336, 342 bewirken dann eine erhebliche Verstärkung für das schwache Zwischenfrequenzsignal, welches von der ZF-Signalquelle 200 geliefert wird.

Wenn der Videosignalpegel mit zunehmendem Pegel des empfangenen HF-Fernsehsignals ansteigt, dann wächst der Wert der von der Regelschaltung 400 erzeugten Verstärkungsregelspannung. Diese stärkere Regelspannung bewirkt ein Anwachsen des Stromflusses durch den Widerstand 362 zur Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 und der ZF-Verstärkungsregelspan nungsleitung 360. Praktisch dieser gesamte Stromzuwachs fließt über den Widerstand 366 zur Regelspannungsleitung und dann über den Transistor 376 nach Masse und bewirkt einen Spannungsabfall am Widerstand 366. Da die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 auf den Stromfluß von der Regelschaltung 400 hin versucht, den Spannungswert an der Basis des Transistors 372 etwa auf 3 V-_e zu halten, wird der Spannungsabfall am Widerstand 366 auf diesen 3 V. _e-Punkt bezogen und bewirkt ein Abfallen der Regelspannung auf der Regelspannungsleitung unterhalb des 3 V_be-Pegels. Der Transistor 376 leitet dann praktisch den gesamten von der Regelspannungsschaltung 400 über den Widerstand 366 gelieferten Strom.

Q_er restliche Teil des Stromes von der RegelSpannungsschaltung 400 wird der Basis des Transistors 372 zugeführt, damit die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 diesen erhöhten Strom leitet.

Die abgesunkene Regelspannung auf der Leitung 360 wird den ZF-Versta'r-^JJ kern 300 und 330 zugeführt, woraufhin die Steilheit der Transistoren 306 und 336 abnimmt. Der den PIN-Dioden 308 und 338 von den Transistoren 306 bzw. 336 zugeführte Durchlaßgleichstrom nimmt ab, und die PIN-

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Dioden 308 und 338 erhöhen ihren Widerstand. Die vergrößerten Emitterimpedanzen der Transistoren 306 und 336 bewirken eine Verstärkungsverminderung der Kaskodeverstärker 306, 312 und 336, 342.

Die von der Regelspannungsschaltung 400 gelieferte Verstärkungsregelspannung nimmt weiter ab, wenn der Videosignal pegel sinkt, und die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 läßt den Wert der Regelspannung auf der Leitung 360 weiter absinken. Infolge der sinkenden Regelspannung wird die Steilheit g_m der ZF-Verstärkertransistoren 306 und 336 weiter hin vermindert, und die Widerstände der PIN-Dioden 308 und 338 nehmen weiter zu. Wie im Zusammenhang mit Fig. 1 erwähnt worden war, erreichen die Steilheiten der Transistoren 306 und 336 schließlich einen Minimalwert, bei welchem das ZF-Signal von 10 mV an ihren jeweiligen dynamischen Emitterwiderständen r_Q abfällt. Hier stabilisiert sich die Steil- heit g der Transistoren 306 und 336 durch den in den Widerständen 310 bzw. 340 fließenden Strom, und eine weitere Verstärkungsabsenkung wird erreicht durch weitere Zunahme der Widerstände der PIN-Dioden 308 und 338, die einen zusätzlichen Spannungsabfall bis zu 30 mV an jeder der PIN-Dioden ermöglichen. Wenn schließlich ein volles 40 mV-Zwischen frequenzsignal den ZF-Verstärkern von der ZF-Signalquelle 200 zuge führt wird, dann ist der volle Bereich der Zwischenfrequenzverstärkungsverminderung durchlaufen, und jede weitere Verstärkungsverminderung erfolgt im Tuner unter Steuerung durch die verzögert arbeitende Tunerregelschaltung 500. An der Stelle der völligen ZF-Verstärkungsreduzie- rung zeigt das 40 mV-ZF-Signal am Anschluß 202 im wesentlichen eine Spannungsverstärkung 1 durch den ersten ZF-Verstärker 300, und das 40 mV-Signal erscheint am Eingang des zweiten ZF-Verstärkers 330. Der ZF-Signalpegel am Ausgang des zweiten Verstärkers reicht aus, um die Ausgangsimpedanz mit der abgestimmten Schaltung 350 undden Eingang des dritten ZF-Verstärkers anzusteuern.

Der in Fig. 5 gezeigte Fernseh-Zwischenfrequenzverstärker ist in integrierter Form aufgebaut und geprüft worden, wobei die PIN-Dioden 308, 338 und 378 gemäß den Fig. 4a und 4b aufgebaut waren. Es hat sich gezeigt, daß bei maximaler Verstärkungsabsenkung der Wert r_e des Transi stors 306 durch den im Widerstand 310 fließenden Strom auf etwa 400 0hm gehalten wurde. Die Impedanz der PIN-Diode 308 hat sich von 4,5 0hm

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3003305

-CO-

1 bei voller Verstärkung auf 130 Ohm bei maximaler Verstärkungsabsenkung geändert. Bei voller Verstärkung war die Kapazität der PIN-Diode vernachlässigbar (d.h. die PIN-Diode bewirkte eine positive Phasenverschiebung) und bei maximaler Verstärkungsabsenkung wurde eine Kapazität

5 der PIN-Diode 308 von etwa 7 pF gemessen.

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Leerseite

Claims

DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MARlA-THERESiA-STRASSE 32

Postfach 86 02 60 D-8OOO MUENCHEN 86

TELEFON 089(47 69 06 4768 19

AB SEPT. 1980t 4706006 TELEX S93 638 TELEGRAMM SOMBEZ

RCA 71205/Sch/Vu

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

hy Fernsehempfänger mit einem geregelten Verstärker zur Verstärkung von Signalen, deren Frequenz oberhalb von 1 MHz liegt, mit einem in Emittergrundschaltung betriebenen Transistor, dessen Basis die zu verstärkenden Signale zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein Halbleiterelement (12) mit einer ersten Elektrode galvanisch an die Ausgangselektrode des Transistors (110) angeschlossen ist, daß zwischen dieser ersten Elektrode und einer zweiten Elektrode des Halbleiterelementes ein erster und ein zweiter Bereich aus Halbleitermaterial einander entgegengesetzten Leitungstyps liegen und zwischen diesen Elektroden keine Gleichrichtung von Signa len bei den Signalfrequenzen stattfindet, welche dem Halbleiterelement vom Transistor zugeführt werden, und daß das Halbleiterelement zwischen den Elektroden einen veränderbaren Widerstand aufweist, welcher durch den zwischen der ersten und zweiten Elektrode fließenden Gleichstrom bestimmt wird, und daß eine Verstärkungsregelspannungsquelle (UO) zur Bestimmung des Widerstandes des Halbleiterelementes an dieses angekoppelt ist.

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2) Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangselektrode des Transistors (110) eine Emitterelektrode ist, daß der Transistor weiterhin eine Kollektorelektrode aufweist, daß das Halbleiterelement eine PIN-Diode (112) ist, welche zwischen die Enritterelektrode und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist und daß die Verstärkungsregelspannungsquelle (140) zur veränderbaren Vorspannung des Transistors (110) und der PIN-Diode (112) an den Transistor angekoppelt ist, und daß an die Kollektorelektrode eine Lastimpedanz (116) angekoppelt ist.
IO
3) Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastimpedanz (320 oder 350) mit dem Kollektor des ersten Transistors (306 oder 336) über einen zweiten Transistor (312 oder 342 in Fig. 5) gekoppelt ist, der in Basisgrundschaltung angeordnet ist und mit dem ersten Transistor zusammen einen Kaskodeverstärker bildet.
4) Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (306,312 oder 336,342) und die PIN-Diode (308 oder 338) auf einem einzigen monolithischen integrierten Schaltungsplättchen angeordnet sind.
5) Verstärker nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (110) und die PIN-Diode (112) in Durchlaßrichtung vorgespannt sind und daß die Quelle veränderbarer Regelspannung (140) zur Regelung der Durchlaßvorspannung des Transistors und der PIN-Diode mit dem Transistor gekoppelt ist.
6) Verstärker nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (110) in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und daß die ebenfalls in Durchlaßrichtung vorgespannte PIN-Diode (112) zwischen den Emitter und einen Signalbezugspotentiälpunkt geschaltet ist und daß die Regelspannungsquelle (140) zur Regelung der Durchlaßvorspannung von Transistor und PIN-Diode mit

der PIN-Diode gekoppelt ist.
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7) Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor ein NPN-Transistor ist, an dessen Emitter die PIN-Diode (112) mit ihrer Anode gekoppelt ist, während ihre Kathode an Bezugspotential (Masse) liegt, und daß die Regelspannungsquelle (140) mit der Basis des Transistors gekoppelt ist.
8) Verstärker nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der PIN-Diode (112) ein Widerstand (114) geschaltet ist.
9) Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelspannung über einen Spannungsbereich veränderbar ist, der einen ersten Bereich umfaßt, in welchem die Steilheit (Transkonduktanz) des ersten Transistors (110) und die Impedanz der PIN-Diode (112) sich ver ändern, sowie einen zweiten Bereich, in welchem die Steilheit des ersten Transistors (110) im wesentlichen konstant ist und die Impedanz der PIN-Diode (112) verändert wird.
10) Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (110), die PIN-Diode (112) und der Widerstand (114) in einem einzigen monolithischen integrierten Schaltungsplättchen ausgebildet sind.
11) Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die PIN-Diode einen ersten lokalisierten Bereich (12¹) aus Halbleitermaterial hohen spezifischen Widerstandes mit einer im wesentlichen ebenen Oberfläche (26), einen zweiten und einen dritten lokalisierten Bereich (16 bzw. 18) desselben Leitungstyps, der angrenzend an die Oberfläche (26) in dem Bereich(12') hohen spezifischen Widerstandes liegt, und einen vierten lokalisierten Bereich (20) des entgegengesetzten Leitungstyps, der angrenzend an die Oberfläche (26) in dem Bereich (12') hohen spezifischen Widerstandes liegt, und einen vierten lokalisierten Bereich (20) des entgegengesetzten Leitungstyps, der angrenzend an die Oberfläche (26) in dem Bereich (12¹) hohen spezifischen Widerstandes zwischen den zweiten und dritten lokalisierten Bereich (16,18) liegt und von dem zweiten und dritten Bereich (16,18) durch Zonen (22,23) aus Halbleitermaterial (12¹) hohen spezifischen Widerstandes getrennt ist und mit dem Emitter gekoppelt ist, und eine Ein-

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richtung zur elektrischen Verbindung des zweiten und dritten lokalisierten Bereiches (16,18) mit einer Bezugspotentialquelle aufweist.
12) Verstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Transistor (312,342) die Lastimpedanz (320 oder 350) mit dem Kollektor des ersten Transistors (306 oder 336) koppelt und daß der zweite Transistor in Basisgrundschaltung geschaltet ist und mit dem ersten Transistor einen Kaskodeverstärker (300 oder 330) bildet.
13) Verstärker nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Emitter des ersten Transistors und die Bezugspotentialquelle ein Widerstand (310 oder 340) geschaltet ist.
14) Verstärker nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter Transistor (302 oder 332) mit seinem Kollektor an einer Betriebsspannungsquelle liegt, während seine Basis mit der Eingangssignalquelle (200) und der Regelspannungsquelle (400) verbunden ist und sein Emitter mit der Basis des ersten Transistors (306 oder 336) gekoppelt ist.
15) Verstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Emitter des dritten Transistors und die Bezugspotentialquelle ein zweiter Widerstand (304,334) gekoppelt ist.
16) Verstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Transistor, der erste und zweite Widerstand und die PIN-Diode in einem einzigen monolithischen integrierten Schaltungsplättchen aufgebaut sind.
17) In integrierter Schaltung ausgebildete PIN-Diode mit einem Halbleitersubstrat, der eine im wesentlichen ebene Oberfläche hat, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Substrat (24) angrenzend an die Oberfläche (26) ein erster lokalisierter Bereich aus Halbleitermaterial (12') hohen spezifischen Widerstandes ausgebildet ist, daß ein zwei-

35. ter und dritter lokalisierter Bereich (16,18) vom entgegengesetzten Leitungstyp in dem Bereich (12') hohen spezifischen Widerstandes angrenzend an die Oberfläche (26) ausgebildet ist, daß ein vierter lokalisierter Bereich (20) vom entgegengesetzten Leitungstyp in dem

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Bereich (12') hohen spezifischen Widerstandes angrenzend an die Oberfläche (26) zwischen dem zweiten und dritten lokalisierten Bereich (16,18) ausgebildet ist und von dem zweiten und dritten Bereich (16, 18) durch Zonen (22,23) aus Halbleitermaterial (12') hohen spezifischen Widerstandes getrennt ist, und daß eine Anordnung (30) zum elektrischen Anschließen des zweiten und dritten lokalisierten Bereiches (16,18) vorgesehen ist.
18) PIN-Diode in integrierter Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte lokalisierte Bereich (20) eine Anodenelektrode umfaßt und daß die elektrische Verbindungsanordnung (30) eine Kathodenelektrode umfaßt.
19) PIN-Diode in integrierter Schaltung nach Anspruch 18,dadurch

gekennzeichnet, daß das Material (12') hohen spezifischen Widerstandes eine epitaktische Schicht der integrierten Schaltung (10) aufweist und daß die die vierte Zone (20) von der zweiten und dritten Zone (16,18) trennenden Zonen (22,23) eine Breite von etwa 25μ haben.

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