DE3238254A1

DE3238254A1 - Rauscharme verstaerkerschaltung, insbesondere fuer kondensatormikrophone

Info

Publication number: DE3238254A1
Application number: DE19823238254
Authority: DE
Inventors: Ernst Ing. 2353 Guntramsdorf Ruberl
Original assignee: AKG Akustische und Kino Geraete GmbH
Current assignee: AKG Acoustics GmbH
Priority date: 1981-10-22
Filing date: 1982-10-15
Publication date: 1983-05-05
Also published as: US4521741A; DE3238254C2; GB2108797B; ATA452381A; GB2108797A; AT377873B; JPS5880917A; JPH0213854B2

Description

AKG Akustische und Kino-Geräte Gesellschaft m.b.H. Brunshildengasse 1, A-1150 Wien/Österreich

Rauscharme Verstärkerschaltung/ insbesondere für Kondensatormikrophone

Die Erfindung bezieht sich auf eine Impedanzwandler-Schaltung für kapazitive Spannungsquellen mit hoher Ausgangsimpedanz, insbesondere für Kondensatormikrophone, bestehend aus zwei aufeinanderfolgenden.Verstärkerstufen mit einer Gesamtverstärkung von nahezu eins.

Es ist bekannt, daß kapazitive Wandler, insbesondere Kondensatormikrophone nur dann eine zur Membranauslenkung proportionale und verzerrungsfreie Ausgangsspannung liefern, wenn die auf den kapazitiven Wandler aufgebrachte elektrische Ladung bei bewegter Membran od.dgl. konstant bleibt. Es erweist sich demnach als unbedingt notwendig, daß der dem kapazitiven Wandler nachgeschaltete Verstärker bzw. Impedanzwandler möglichst keinen Strom aufnimmt. Dieser Forderung kann nur dann entsprochen werden, wenn der nachgeschaltete Verstärker bzw. Impedanzwandlsr einen sehr hohen Eingangswiderstand und eine verschwindend kleine Eingangskapazität aufweist. Um ferner zu vermeiden, daß parasitäre Kapazitäten, die zwischen den Anschlüssen aktiver Schaltungselemente auftreten können, den Kondensatorwandler durch über die parasitären Kapazitäten fließende Ströme entladen, werden allgemein kompensierende Maßnahmen ergriffen, die darauf hinausla\ifen, die Wechselspannungsdifferenzen zwischen den Anschlüssen gegenüber den gegen das Bezugspotential "Null" auftretenden Signalspannungen verschwindend klein zu machen. Üblicherweise werden daher als dem kapazitiven Wandler nachgeschaltete

Verstärker solche mit einem Feldeffekt-Transistor in Bootstrap-Schaltung verwendet. Ein Verstärker der vorstehend beschriebenen Art für ein Meßmikrophon ist beispielsweise im Handbuch für die "Artificial Voice", Modell 4219 cLer Firma Brüel & Kjaer beschrieben.

Besteht der nachgeschaltete Verstärker bzw. Impedanzwandler nur aus einem Feldeffekttransistor in Source-Folgeschaltung, so wird dem Kondensatorwandler, beispielsweise einem Kondensatormikrophon, durch parasitäre Ströme, die bei Beschallung über die parasitären Kapazitäten des Feldeffekttransistors fließen, Ladung entzogen, was zur Folge hat, daß bei hohen Schalldrücken in der Ausgangsspannung Verzerrungen auftreten. Dieser Mangel läßt sich zwar beheben, wenn der Feldeffekttransistor in einer Bootstrap-Schaltung betrieben wird, die nahezu ideale Eigenschaften hinsichtlich der Verzerrungsfreiheit der Ausgangsspannung aufweist, aber insoferne einen großen Nachteil hat, der darin besteht, daß die Ausgangsspannung mit einem sehr starken Rauschen behaftet ist.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine Impedanzwandlerschaltung als Vorverstärker für einen kapazitiven Wandler zu schaffen, die in bekannter Weise aus zwei aufeinanderfolgenden Verstärkerstufen besteht, jedoch an ihrem Ausgang keine merkbare Rauschspannung aufweist.

Dieses Ziel wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß der Ausgang der ersten Verstärkerstufe, die eine hochohmige Eingangsimpedanz und eine für sich hohe Verstärkung aufweist, zum invertierenden Eingang der zweiten Verstärkerstufe geführt ist, die für sich ebenfalls eine hohe Verstärkung besitzt und deren Ausgang wenigstens einen Gegenkopplungsweg zum nichtinvertierenden Eingang aufweist, welcher Gegenkopplungsweg den ersten Verstärker als vom kapazitiven Wandler gesteuerten Widerstand enthält, und daß der Arbeitswiderstand der ersten Verstärkerstufe, wechselstrommäßig betrachtet, zwischen dem

invertierenden und dem niehtinvertierenden Eingang der zweiten Verstärkerstufe liegt und das Bezugspotential"Null" für die Eingangs- und Ausgangswechselspannungssignale durch keinen der invertierenden oder nichtinvertierenden Eingänge der "beiden Verstärkerstufen gebildet ist.

Der Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist darin zu sehen, daß ihre Eingangsimpedanz sehr hoch und kapazitätsarm ist, eine Kompensation der parasitären Ströme am Verstärkereingang erfolgt und außerdem das Signal-Rausch-Verhältnis am Verstärkerausgang gegenüber den herkömmlichen Schaltungen wesentlich verbessert ist. Die Unterdrückung des Rauschpegels am Ausgang ist darin begründet, daß jede der beiden Verstärkerstufen für sich eine wesentlich größere Verstärkung als eins besitzt, durch die erfindungs-* gemäße Gegenkopplung die Gesamtverstärkung aber den Wert eins nicht übersteigt.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung besteht darin, daß die Anordnung am Eingang einen Feldeffekttransistor aufweist, der mit einem die zweite Verstärkerstufe darstellenden Operationsverstärker galvanisch gekoppelt ist, und der Feldeffekttransistor in einer "common-source-Schaltung" eingesetzt ist.

Diese Schaltung bringt für sich bereits eine hohe Eingangsimpedanz und eine hohe, weit über eins liegende Verstärkung, die dem Arbeitswiderstand proportional ist. In der Praxis kann dieser Widerstand allerdings nicht beliebig groß gewählt werden, weil mit zunehmendem Widerstand der an ihm auftretende Spannungsabfall so groß werden könnte, daß die vorgegebene Arbeitsspannung am Transistor nicht erreicht würde. Es wird daher vorgeschlagen, um bei einem solchen Transistorverstärker die größtmögliche Verstärkung zu erzielen, den Arbeitswiderstand durch eine Stromquelle mit hohem dynamischen Widerstand, also durch eine Konstantstromquelle, zu ersetzen*

Die Kombination eines Feldeffekttransistors mit einem Operationsverstärker ist insoferne vorteilhaft, weil letzterer sowohl einen invertierenden als auch einen nichtinvertierenden Eingang aufweist und eine hohe Verstärkung besitzt und außerdem im Handel preiswert zu bekommen ist. Zweifellos könnte der Operationsverstärker

auch durch eine Anordnung mit diskreten Schaltelementen ersetzt werden,wozu jedoch mindestens zwei Transistoren und mehrere passive Schaltelemente erforderlich wären.

Weitere Einzelheiten der Erfindung können der folgenden Beschreibung an Hand der Zeichnung entnommen werden, in der Fig. 1 das prinzipielle Schaltbild der Erfindung schematisch darstellt, Fig. 2 ein entsprechendes Wechselstrom-Schaltbild, ebenfalls schematisch, zeigt, Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel schaltungsmäßig darstellt und Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel erkennen läßt.

Wie Fig. 1 zeigt, setzt sich die erfindungsgemäße Schaltung aus den beiden Verstärkern V. und V~ zusammen, von denen jeder eine Verstärkung aufweist, die wesentlich größer als eins ist. Der Ausgang des kapazitiven Wandlers liegt einerseits an Masse mit dem Bezugspotential "Null", anderseits über einen Kondensator C. am Eingang 5 der ersten Verstärkerstufe V^. Der Ausgang 4-derselben ist mit dem Eingang 2, der ein invertierender Eingang der zweiten Verstärkerstufe V^ ist, verbunden. Der Ausgang 1 dieser Verstärkerstufe ist mit deren nichtinvertierenden Eingang 3 und mit dem ebenfalls nichtinvertierenden Eingang 6 der ersten Verstärkerstufe zusammengeschaltet. Es bestehen demnach zwei Gegenkopplungswege, von denen einer über den Verstärker V^ geführt ist.

Die Wechselstromschaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zeigt Fig. 2. Der Ausgang D, der von einem Feldeffekt-Transistor T. in "common-source-Schaltung" ausgebildeten ersten Verstärkerstufe V_x. mit der Verstärkung v^ ist auf den invertierenden Eingang 2 einer zweiten Verstärkerstufe V^ mit der Verstärkung vp geführt. Der Arbeitswiderstand R der ersten Verstärkerstufe V_x, ist zwischen den invertierenden Eingang 2 und den nichtinvertierenden Eingang 3 der nachfolgenden zweiten Verstärkerstufe Vp gelegt, und der Ausgang 1 ist auf den nichtinvertierenden Eingang 3 gegengekoppelt. Die in der Schaltungsanordnung auftretenden Wechselspannungen sind

wie folgt bezeichnet:

Wechseleingangsspannung

Wechselspannung zwischen "gate"-und "source"-Elektrode des Feldeffekttransistors

Ujj Wechselspannung zwischen "drain"-Elektrode und Bezugspotential "Null"

U^ Wechselausgangsspannung

Uv₁ Wechseleingangsspannung für die zweite Verstärkerstufe

Δ u_R Auf den invertierenden Eingang bezogene Rausch spannung des zweiten Verstärkers einschließlich sämtlicher außerhalb des Feldeffekttransistors liegender Rauschspannungsquellen.

Die Verstärkung der ersten Verstärkerstufe ist gegeben durch die Beziehung:

ν 1 -

Außerdem können für die Schaltungsanordnung die folgenden Beziehungen angegeben werden:

v_p - - *A (2)

^UE ^{= U}A ^{+ U}GS
u_D = u_A + U₁

Aus den Beziehungen (1) und (2) kann sofort angegeben werden:

^UGS ₌ _2 (5)

^UA " ^V1^V2
Wird die Beziehung (5) in (3) eingesetzt, erhält man

Mit Hilfe der Beziehung (6) und unter Berücksichtigung der Beziehung (2) kann die Beziehung (4-) umgeformt werden zu:

V₁V₂.

Die neu gewonnenen Ausdrücke (6) und (7) zeigen für große Verstärkungen V₁ und V₂ - z.B. V₁ <?a& 10 und V₂ = 10* -,

daß die Wechselspannungen u^, u^ und u-g nahezu gleich groß sind. Ein mit Zahlenwerten belegtes Rechenbeispiel mit g = 10~^p -γ ; g_DS = 10 mho; R = 10 und V₃ = 10* zeigt, daß

u=u. 1 - IQ"³ ^j u_E (1 - 10~⁵) und ^D 1 + 1,1.1O~⁵

u_E = u_A (1 + 1,1.10~⁵) wird.

Im praktischen Fall ist die Wechselspannung zwischen der "gate"-Elektrode und der "source"-Elektrode um fünf Zehnerpotenzen geringer als die Eingangsspannung und die Wechselspannung zwischen der "gate"-Elektrode und der "drain"-Elektrode um drei Zehnerpotenzen geringer als die Eingangsspannung. Parasitäre Ströme über die vorhandenen parasitären Kapazitäten des Feldeffekttransistors sind somit weitestgehend kompensiert.

Werden sämtliche Rauschquellen, die von der zweiten Verstärkerstufe und dem Arbeitswiderstand der ersten Verstärkerstufe und eventuell außerhalb der ersten Verstärkerstufe liegenden Rauschspannungsquellen herrühren, in der einzigen Rauschspannungsquelle mit der Spannung /\ut? vor dem invertierenden Eingang der zweiten Verstärkerstufe zusammengefaßt, so läßt sich mathematisch die Wirkung der Unterdrückung des Spannungsrauschens zeigen.

Aus der Beziehung (2) wird mit Einführen der Rauschspannung Δ%,:

^UA ⁼-^v2<^u1 ⁺ A^ur) ' (8)

Aus den Beziehungen (1) und (3) folgt:

Aus den Beziehungen (8) und (9) kann man folgenden Ausdruck ableiten:

Die Beziehung (10) zeigt jetzt, daß die Wechselausgangsspannung kleiner, aber nahezu so groß wie die Wechseleingangsspannung ist und die Schaltungsanordnung die Verstärkung von nahezu eins besitzt. Eine am Ausgang der Schaltungsanordnung auftretende Rauschspannung ist aber gegenüber dem Wechselspannungssignal um den Faktor^» unterdrückt. Im praktischen Zahlenbeispiel bedeutet dies eine auf den 99^³³¹ Teil unterdrückte Rauschspannung.

Die bisher nur prinzipiell beschriebene Schaltungsanordnung ist in einem Ausführungsbeispiel in Fig. 3 gezeigt. Die erste Verstärkerstufe ist mit dem Feldeffekttransistor T- bestückt, dessen Arbeitswiderstand Rg von der Betriebsspannung + Ug über den Widerstand R,- gespeist wird. Zur Einstellung des Arbeitspunktes des Feldeffekttransistors T^, dient der hochohmige Spannungsteiler, gebildet aus den Widerständen R₂ und R, und dem Zuführungswiderstand R^. Die zweite Verstärkungsstufe ist durch den Operationsverstärker V₂ bestückt, der seine Betriebsspannungen +Ug und -U-g an den Anschlüssen 7 und zugeführt erhält. Der Ausgang D der ersten Verstärkerstufe ist auf den invertierenden Eingang 2 der zweiten Verstärkerstufe geführt. Die Arbeitspunkteinstellung für den nichtinvertierenden Eingang 3 des Operationsverstärkers V₂ erfolgt durch den aus den Widerständen R^ und Rr₇ gebildeten Spannungsteiler. Die Gegenkopplung des Ausganges -1 auf den nichtinvertierenden Eingang 3 erfolgt sowohl über den Kondensator C₂ zum Knotenpunkt Kyj als auch unmittelbar zum Knotenpunkt K₂. Die Wechselspannungspotentiale der Knotenpunkte K^ und K₂ sind daher gleich groß und es kommt zu keiner Spannungsteilung durch die Widerstünde Rg und R„ der gegengekoppelten Wechselspannung. Die Kombination aus Kondensator Cj und

-ΛΟ-

Widerstand Rg unterdrückt eine eventuelle Schwingungsneigung des Operationsverstärkers bei hohen Frequenzen im Megaherzbereich durch Rückkoppeln des Ausgangs 1 auf den invertierenden Eingang 2. Der Kondensatormikrophonkapsel wird die elektrische Ladung über den sehr hochohmigen, einige Giga-Ohm betragenden Widerstand R- zugeführt. Die Ausgangsspannung der gesamten Schaltungsanordnung kann am Kondensator C^ abgenommen werden.

Fig. 4· zeigt eine Fig. 3 entsprechende Schaltungsanordnung, in der jedoch an Stelle des Arbeitswiderstandes Rg eine mit dem Transistor T^ ausgebildete Konstantstromquelle vorgesehen ist.

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Claims

Patentanwälte Dipl.-Ing. W. Scherrmann Dr.-Ing. R Rüger

⁷³⁰⁰-*«l,rg^ (Neckar) Webergasse 3 Postfach 34«

14 .^:OJct»oker 1982 τ. , ,-,.,. „

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Telegramme Paipnu ·· _;...

Patentansprüche: 3238254

(?) Impedanzwandler-Schaltung für kapazitive Spannungsquellen mit hoher Ausgangsimpedanz, insbesondere für Kondensatormikrophone, bestehend aus zwei aufeinanderfolgenden Verstärkerstufen mit einer Gesamtverstärkung von nahezu eins, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (4) der ersten Verstärkerstufe (V,.), die eine hohe Eingangsimpedanz und eine für sich hohe Verstärkung (V^) aufweist, zum invertierenden Eingang (2) der zweiten Verstärkerstufe (Vq) geführt ist, die für sich ebenfalls eine hohe Verstärkung (vp) besitzt und deren Ausgang (i) x^enigstens einen Gegenkopplungsweg zum nichtinvertierenden Eingang (3) aufweist, welcher Gegenkopplungsweg den ersten Verstärker (V^) als vom kapazitiven Wandler gesteuerten Widerstand enthält, und daß der Arbeitswiderstand (Rg) der ersten Verstärkerstufe (V,.), wechselstrommäßig betrachtet, zwischen dem invertierenden Eingang (2) und dem nichtinvertierenden Eingang (3) der zweiten Verstärkerstufe (V2) liegt, und das Bezugspotential "Null" für die Eingangs- und Ausgangswechselspannungssignale durch keinen der invertierenden oder nichtinvertierenden Eingänge der beiden Verstärkerstufen gebildet ist.
2. Impedanzwandler-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung am Eingang einen Feldeffekttransistor (T,.) aufweist, der mit einem die zweite Verstärkerstufe (V^) darstellenden Operationsverstärker (V2) galvanisch gekoppelt ist, und der Feldeffekttransistor (T^) in einer "common-source-Schaltung" eingesetzt ist.

3· Impedanzwandler-Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Arbeitswiderstand für den Feldeffekttransistor (T^) eine Stromquelle mit hohem dynamischen, Innenwiderstand vorgesehen ist, die von einem als Konstantstromquelle geschalteten Transistor (Tp) gebildet ist.

4-, Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Verstärkerstufe diskret mit zumindest zwei Transistoren aufgebaut ist.