DE972713C - Verstaerkerkreis zur Verbesserung der Einschwingzeit von Lautsprechern - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft Mittel zur Verbesserung der Einschwingzeit von Lautsprechern, die mit einem Verstärker verbunden sind.

Es ist bekannt, daß Lautsprecher Einschwingvorgänge nur mit wesentlicher Verzerrung wiedergeben, selbst wenn sie eine ausreichende Amplitude in Abhängigkeit von der Frequenzcharakteristik aufweisen. Daher kann man für bestimmte Musikinstrumente, wie z. B. Pianos oder Trommeln, bei denen die Einschwingvorgänge eine wichtige Rolle spielen, keine Wiedergabe von hoher Qualität erwarten. Die Mängel hinsichtlich der Einschwingzeit eines Lautsprechers können vor allem zwei Gründen zugeschrieben werden, nämlich der Trägheit der Sprechspule und dein- Konus, d. h. die

äquivalente Selbstinduktion verursacht zusammen mit der elektrischen Selbstinduktion der Spule eine beachtliche Anstiegszeit für ein Stufensignal, und die Eigenresonanzfrequenz des Lautsprechers verursacht Abweichungen, die über die Grundform des Stufensignals hinausschwingen.

Der Zweck der Erfindung besteht daher darin, Mittel zur Verbesserung der Einschwingzeit für einen mit einem Lautsprecher verbundenen Verstärker zu schaffen, so daß ζ. B. für ein Rechtecksignal die Anstiegszeit und die über die Grundform hinausschwingenden Abweichungen wesentlich verringert werden. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß der an sich mit konstantem Verstärkungsgrad arbeitende Verstärker mit einer

909 595/29

derartig frequenzabhängigen, den konstanten Frequenzgang des Verstärkungsgrades insgesamt nicht beeinflussenden Strom-Spannungs-Gegenkopplung versehen ist, daß bei hohen Frequenzen die Spannungsgegenkopplung und bei tiefen Frequenzen die Stromgegenkopplung im wesentlichen unwirksam ist und daß der innere Widerstand des Verstärkers von den tiefen zu den hohen Frequenzen . kontinuierlich ansteigt,
ίο Das wesentliche Merkmal der Erfindung wird nun an Hand der Zeichnungen, welche ein Ausführungsbeispiel darstellen, näher erläutert. Fig. ι zeigt ein Rechtecksignal; Fig. 2 zeigt die Wiedergabe des in Fig. ι dargestellten Rechtecksignals durch die Lautsprechermembran";

Fig. 3 zeigt eine geänderte Form der in Fig. 2 gezeigten Wiedergabe;

Fig. 4 zeigt eine andere geänderte Form der in so Fig. 2 gezeigten Wiedergabe;

Fig. 5 zeigt eine geänderte Form der Wiedergabe gemäß der Erfindung;

Fig. 6 zeigt eine erfindungsgetnäße Verstärkeranordnung;

Fig. 7 zeigt eine geänderte Form der in Fig. 6 dargestellten Verstärkeranordnung;

Fig. 8 zeigt eine erfindungsgemäße Verstärkeranordnung, in welcher zwei (Hoch- und Tiefton-) Lautsprecher Verwendung finden. Von Fig. ι und 2 zeigt die erste ein Rechtecksignal, während die zweite die Verzerrungen zeigt, welche durch die Lautsprechermembran bei der Wiedergabe des in Fig. ι gezeigten Rechtecksignals entstehen. Es wurden Rechtecksignale gevrählt, da sie eine gute Veranschaulichung davon geben, wie eine Verzerrung der Einschwingungen bei der Wiedergabe durch den Lautsprecher erfolgt. Fig. 2 zeigt eine charakteristische Anstiegszeit, verursacht durch die mechanische Trägheit der beweglichen Lautsprecherelemente, d. h. der Lautsprecherspule und des Konus, und durch die Selbstinduktion der Sprechspule. Ebenfalls ist die Streuinduktivität des Ausgangstransformators für die geringe Steilheit des wiedergegebenen Signals verantwortlich. Die in Fig. 2 gezeigte Kurve erreicht ihren Höchstwert nicht unmittelbar und asymptotisch, sondern sie zeigt einzelne über die Grundform hinausschwingende Abweichungen, die von der Eigenresonanz des Lautsprechers herrühren. Eine bekannte Methode zur Vermeidung der über die Grundform hinausschwingenden Abweichungen besteht darin, daß der Lautsprecher über eine Quelle niedriger Impedanz gespeist wird. In einem solchen Fall erhält der Lautsprecher, der durch einen gedämpften Gegenresonanzkreis ersetzt werden kann, eine besondere, von der Quelle niederer Impedanz herrührende Dämpfung, und die durch die Sprechspule hervorgerufenen Verzerrungen werden daher stark durch den Kurzschlußkreis gedämpft, den dieser Kreis praktisch darstellt, welcher durch die Quelle geschaffen ist. Jedoch hat diese Methode den Nachteil, daß die Quelle konstanter Spannung nicht augenblicklich der EMK entgegenwirken kann, die in der Sprechspule infolge ihrer Verschiebung im Magnetfeld induziert wird. Daher steigt der Strom langsam an, und die Bewegungen der Membran werden jetzt durch die in Fig. 3 dargestellte Kurve ausgedrückt. Diese Kurve zeigt, daß die über die Grundform hinausschwingenden Abweichungen beseitigt sind, die Anstiegszeit aber beträchtlich vergrößert ist. Wenn andererseits eine Quelle konstanten Stromes, d. h. eine Quelle hoher Impedanz verwendet wird, so wird die Anstiegszeit sehr kurz, aber andererseits werden beträchtlich anwachsende, über die Grundform hinausschwingende Abweichungen erzeugt. Die Kurve, die die Abweichungen der Membran bei Wiedergabe eines Rechtecksignals darstellt, nimmt nun die in Fig. 4 gezeigte Form an.

Somit wird durch die Verwendung einer Quelle entweder niedriger oder hoher Impedanz nur eines der dem Lautsprecher in bezug auf die Einschwingungen anhaftenden Probleme gelöst, das andere jedoch vergrößert. Mit Rücksicht hierauf hat man sich gewöhnlich in der Praxis damit geholfen, daß man eine Quelle niedriger Impedanz wählt, durch welche die Abweichungen beseitigt werden, aber eine bemerkenswerte Anstiegszeit erzeugt wird.

Diese Effekte werden dadurch zugleich beseitigt, daß eine Quelle niedriger Impedanz bei niedriger Frequenz und eine Quelle hoher Impedanz bei hoher Frequenz vorgesehen ist.

Dies beruht auf der Einsicht, daß die Gegenresonanzfrequenz vom Lautsprecher hoher Qualitat ziemlich niedrig ist, im allgemeinen unter 100 Hz und häufig in der Größenordnung von 50 Hz. Daher ist es vor allem wichtig, daß die Impedanz der Quelle bei diesen niedrigen Frequenzen klein, d. h. daß die Ausgangsimpedanz des Verstärkers klein ist. Andererseits ergibt sich nach der Fourier-Analyse, daß die steile Flanke des Rechtecksignals von den Sinuswellen höherer Frequenz herrührt. Gemäß einer solchen Betrachtung erhält man eine kurze Anstiegszeit, wenn die Impedanzquelle hoch bei den höheren Frequenzen ist, welche wiedergegeben werden sollen.

Da eine Frequenzquelle für den Lautsprecher oder, mit anderen Worten, eine mit dem Verstärker verbundene Ausgangsimpedanz geschaffen werden soll, die klein bei niedrigen und hoch bei hohen Frequenzen sein soll, so ist es augenscheinlich, daß ein Netzwerk gewählt werden könnte, das diesen Merkmalen genügt.

Wenn eine Ausgangsimpedanz gefunden werden kann, die hoch bei hohen Frequenzen und klein bei niedrigen Frequenzen ist, so nimmt die Wiedergabe der Membran die in Fig. S gezeigte Form an. Vergleicht man diese Wiedergabe mit derjenigen in Fig. 2, so zeigt sich, daß die Anstiegszeit verkürzt ist und auch die über die Grundform hinausschwingenden Abweichungen verkleinert sind. Jedoch würde sich, selbst wenn man ein solches Netzwerk zwischen die letzte Verstärkerstufe und den Lautsprecher schaltet, keine ausreichende Lösung ergeben, da seine Amplitude in Abhängigkeit

von der Frequenzcharakteristik vollkommen unzureichend wäre.

Zur Verringerung der Ausgangsimpedanz des Verstärkers kann Spannungsgegenkopplung benutzt werden. Dies ist in der Tat eine bekannte Methode zur Verbesserung der Einschwingcharakteristik von Lautsprechern. Aber da sie eine niedrige Ausgangsimpedanz für den Verstärker liefert, würde sie nur die Abweichungen verringern, sich aber auf die Anstiegszeit nicht günstig auswirken. Es erscheint jedoch möglich, daß eine Ausgangsimpedanz, welche bei niedriger Frequenz klein und bei hoher Frequenz hoch ist, dadurch erreicht wird, daß man die Spannungsgegenkopplung von der Frequenz abhängig macht und hierdurch die Forderungen erfüllt, die in bezug auf eine verbesserte Wiedergabe der Ansprechzeit des Lautsprechers gestellt werden. Dies, hat jedoch den Nachteil, daß dann die Gesamtver-

Stärkung hoch sein muß. Auch muß das frequenzabhängige Netzwerk, welches für die frequenzabhängige Spannungsgegenkopplung benutzt werden soll, sorgfältig ausgewählt werden und ist im allgemeinen ziemlich verwickelt.

Werden dagegen zwei Rückkopplungswege benutzt, nämlich Spannungs- und Stromgegenkopplung, so lassen sich die gewünschten Frequenzabhängigkeiten leicht verwirklichen. Es ist bekannt, daß Rückkopplung die Ausgangsimpedanz eines Verstärkers merklich verändert. Bezeichnet man mit r die Ausgangsimpedanz eines Verstärkers ohne Rückkopplung, d. h. die Anodenimpedanz der letzten Röhre, und mit Z₀ die Ausgangsimpedanz des Verstärkers bei Rückkopplung, so gilt:

r—A-R_k- b
ι —Aa

wobei A die Verstärkung ohne Rückkopplung ist, R_k der Kathodenwiderstand der letzten Röhre, von der die Stromrückkopplung erreicht wird, und α und b die entsprechenden Spannungs- und Stromrückkopplungsfaktoren sind. Da diese Faktoren negativ sind, so hat die Stromgegenkopplung ein Anwachsen der Ausgangsimpedanz zur Folge, während Spannungsgegenkopplung die Ausgangsimpedanz des Verstärkers verringert.

Wird die Verstärkung mit Rückkopplung mit Ä bezeichnet, so ergibt sich diese zu:

A' =

(2)

wobei Z_L die Belastungsimpedanz des Verstärkers ist. .

Aus Gleichung (1) ist ersichtlich, daß bei niedriger Frequenz die Stromgegenkupplung vernachlässigbar ist, wenn Spannungsgegenkopplung angewandt wird, so daß man bei niedriger Frequenz eine kleine Ausgangsimpedanz erhält. Wird andererseits die Stromgegenkopplung bei hoher Frequenz angewandt, wobei die Spannungsgegenkopplung vernachlässigbar ist, so wird bei hoher Frequenz eine hohe Ausgangsimpedanz erzielt. Es ist auch ersichtlich, daß die Verstärkung für alle Frequenzen im wesentlichen konstant gehalten werden kann, wenn man die Rückkopplungsnetz-

T?

werke so auswählt, daß die Summe α -\—-^- b für '

alle Frequenzen im wesentlichen konstant bleibt.

Fig. 6 zeigt eine erfindungsgemäße Verstärkungsanordnung. Der Verstärkerkreis umfaßt zwei Verstärkerstufen, nämlich die Röhren V₁ und V₂ mit einem Ausgangstransformator T, der mit dem Lautsprecher LS belastet ist. Über den Widerstand R₆ und die Primärwicklung des Transformators T wird positive Batteriespannung an die Anoden der Röhren V₁ und V₂ gelegt. Kathodenwiderstände R₁ und R₇ sind für die Röhren V₁ und V₂ vorgesehen, während die üblichen Gitterkopplungskondensatoren mit C₄ und C₅ und die Gitterwiderstände mit i?₄ und R₅ bezeichnet sind.

Ein Spannungsgegenkopplungsnetzwerk geht von der Anode der Röhre V₂ aus und führt zur Kathode der Röhre V₁. Es enthält einen Reihenzweig, der aus dem Blockkondensator C₂ und dem Widerstand R₂ besteht, und einen zwischen Kathode und Masse liegenden Parallelzweig, der den Kondensator C₁ und parallel dazu den Kathodenwiderstand R₁ enthält. Das Stromgegenkopplungsnetzwerk geht von der Kathode der Röhre V₂ aus und führt zum Gitter der Röhre V₁. Der Serienzweig dieses Netzwerkes besteht aus dem Widerstand R₃ und dem Kondensator C₃, während der Gitterableitwiderstand R_i den Parallelzweig bildet. Der Kondensator C₂ wird nur deswegen dazwischengeschaltet, um zu verhindern, daß die Anodengleichspannung an die Kathode der Röhre V₁ gelangt; seine Impedenz kann als klein für alle Frequenzen angesehen werden.

Nach dem Vorstehenden kann der Spannungsrückkopplungsfaktor α leicht berechnet werden. Er ist das Verhältnis zwischen der Spannung an der Kathode der Röhre V₁ und der Spannung der Anode der Röhre V₂:

a =

-R₁

R₁+R, +PC₁R₁R,

(3)

wobei p die imaginäre Kreisfrequenz des Signals ist.

Der Stromrückkopplungsfaktor ist das Verhältnis zwischen der Spannung am Gitter der Röhre V₁ und der Spannung an der Kathode der Röhre V₂ und ist durch folgenden Ausdruck gegeben:

(4)

ι + pC_s(R_a+ R,)

Aus Gleichung (3) ist ersichtlich, daß bei den höheren zu verstärkenden Frequenzen der Spannungsrückkopplungsfaktor α gleich dem Ausdruck

^-— wird, der bei hinreichender Größe von C₁R₂ vernachlässigt werden kann. Andererseits strebt der Spannungsrückkopplungsfaktor α bei

niedrigeren zu verstärkenden Frequenzen asymptotisch gegen den Wert

TOT ⁽³⁾

Nach Gleichung (4) wird bei niedrigeren Frequenzen der Stromrückkopplungsfaktor b gleich dem Ausdruck —pC_zR_t, der vernachlässigt werden kann, wenn C₃i?₄ klein'genug ist. Andererseits wird der Stromrückkopplungsfaktor b bei höheren zu verstärkenden Frequenzen gleich dem Ausdruck

r>

(6)

R₃+ R₁'

Hieraus ist ersichtlich, daß die Ausgangsimpedanz des Verstärkers, welche durch die Gleichung (1) gegeben ist, zunimmt, wenn die Frequenz größer wird. Andererseits kann man durch passende Wahl der a- und fr-Netzwerke eine Verstärkung A' [Gleichung (2)] erhalten, die im wesentlichen von der Frequenz unabhängig ist. Setzt man α und b aus den Gleichungen (3) und (4) in Gleichung (2) ein, so können verschiedene Gleichungen für den Fall erhalten werden, daß Ä denselben Wert bei bestimmten Frequenzen haben soll (z. B. bei den beiden Frequenzen, die das wiederzugebende Frequenzband begrenzen und bei ihrem geometrischen Mittel). Es ist augenscheinlich, daß man durch entsprechende Vergrößerung des Rückkopplungsnetzwerkes ein A' erhalten kann, das praktisch von der Frequenz unabhängig ist. Dies ist jedoch nur eine Sache des Entwurfes, der nach bekannten Methoden durchgeführt werden kann.

Nach Fig. 6 ist ein zweistufiger Verstärker mit Trioden gewählt worden. Es können selbstverständlich auch andere Kreisanordnungen verwendet werden, z. B. andere Röhren oder eine andere Anzahl von Verstärkerstufen.

Der Blockkondensator C₂, der in dem in Fig. 6 dargestellten Kreis verwendet ist, könnte in gewissen Fällen von Nachteil sein, wenn er eine niedrige Impedanz für alle Frequenzen haben soll. Dies kann durch Verwendung des in Fig. 7 gezeigten Kreises vermieden werden. In Fig. 7 ist das Spannungsgegenkopplungsnetzwerk R₁C₁, R₂ C₂ durch ein T-Netzwerk ersetzt worden, das die Widerstände R₈ und R₉ und den Kondensator C₆ enthält, der zwischen die beiden Anoden und Masse geschaltet ist. Die Batteriespannung gelangt jetzt über die Widerstände R₈ und R_s an die Röhre V₁ statt über einen einzelnen Widerstand R_G. Bei dieser zweiten Anordnung ist das Spannungsgegenkopplungsnetzwerk wiederum von der Frequenz abhängig, da der Kondensator für die höheren Frequenzen gegen Masse eine niedrige Impedanz darstellt und somit den Betrag der Rückkopplung bei diesen höheren Frequenzen genau wie bei der in Fig. 6 [Gleichung (3)] gezeigten Anordnung verringert. Bei der Wahl dieses Kreises für eine Verstärkung, die im wesentlichen von der Frequenz unabhängig ist, muß darauf geachtet werden, daß der Betrag für das Spannungsgegenkopplungsnetzwerk nicht derselbe ist wie derjenige für das Stromgegenkopplungsnetzwerk, mit Rücksicht darauf, daß das Spannungsgegenkopplungsnetzwerk jetzt an die Anode der Röhre V₁ statt an die Kathode gelegt wird.

Während die Wahl zweier Gegenkopplungsnetzwerke nach der Erfindung eine wesentliche Verbesserung der Einschwingzeit eines Lautsprechers ergibt, sind die bekannten Vorteile der Gegenkopplung, z. B. Verbesserung hinsichtlich der Verzerrungen, ebenfalls für alle Frequenzen in den Gegenkopplungsbereichen gewährleistet.

Die Erfindung ist auch für diejenigen Verstärker zu verwenden, die mit zwei oder mehr Lautsprechern mit Hilfe einer Anzahl von Ausgangskreisen verbunden sind. Anordnungen, bei denen die niedrigen Frequenzen von einem ersten Lautsprecher, während die höheren Frequenzen von einem zweiten Lautsprecher wiedergegeben werden, sind durchaus bekannt, und wie Fig. 8 zeigt, kann die Erfindung auch auf diese Systeme angewandt werden. Diese Figur zeigt den Ausgang eines Verstärkers, der zwei Ausgangskreise besitzt. Der erste Kreis enthält ein Tiefpaßfilter .F₁, welches zu einem Verstärkerkreis oder einer Verstärkerröhre A₁ führt, die mit dem Tieftonlautsprecher LS₁ belastet ist. Der Ausgangskreis für die hohen Frequenzen enthält das Hochpaßfilter F₂, den Verstärkerkreis A₂ und den Hochtonlautsprecher LS₂.

Der Verstärkerkreis A₁ ist mit einem Spannungsgegenkopplungsnetzwerk B₁ versehen, das die Ausgangsimpedanz des Verstärkerkreises A₁ bei niedriger Frequenz verringert und auf diese Weise die über die Grundform hinausschwingenden Abweichungen bezüglich der Einschwingzeit des Lautsprechers LS₁ verkleinert. Andererseits ist der Verstärkerkreis A₂ mit einem Stromgegenkopplungsnetzwerk B₂ versehen, welches die Ausgangsimpedanz des Verstärkerkreises A₂ bei hoher Frequenz vergrößert und hierdurch die Anstiegszeit der Einschwingung des Lautsprechers LS₂ verringert.

Die Merkmale der Erfindung sind im vorstehenden an Hand einer besonderen Anordnung erläutert worden. Diese Beschreibung stellt jedoch nur ein Ausführungsbeispiel dar und soll keine Einschränkung in bezug auf die Erfindung bedeuten.

Claims (4)

1. PATENTANSPRÜCHE:

   i. Anordnung zur Verbesserung der Einschwingzeit eines an einen Verstärker angeschlossenen Lautsprechers mit tiefer Resonanzlage, dadurch gekennzeichnet, daß der an sich mit konstantem Verstärkungsgrad arbeitende Verstärker mit, einer derartig frequenzabhängigen, den konstanten Frequenzgang des Verstärkungsgrades insgesamt nicht beeinflussenden Strom-Spannungs-Gegenkopplung versehen iao ist, daß bei hohen Frequenzen die Spannungsgegenkopplung und bei tiefen Frequenzen die Stromgegenkopplung im wesentlichen unwirksam ist, derart, daß der innere Widerstand des Verstärkers von den tiefen zu den hohen Frequenzen kontinuierlich ansteigt.
2. 2. Anordnung nach Anspruch ι mit einem Verstärker mit zwei Ausgangsstufen, von denen die erste zu einem Tiefton- und die zweite zu einem Hochtonlautsprecher führt, dadurch gekennzeichnet, daß für die erste Ausgangsstufe Spannungsgegenkopplung in der Weise angewandt wird, daß eine niedrige Ausgangsimpedanz erreicht wird, und daß für die zweite Ausgangsstufe Stromgegenkopplung in der ίο Weise angewandt wird, daß eine hohe Ausgangsimpedanz erreicht wird.
3. 3. Anordnung nach Anspruch 1 mit einem Verstärker mit in Kaskade geschalteter Eingangs- und Ausgangsröhre, einem an den Ausgangskreis der Ausgangsröhre angeschlossenen Transformator und Gitterableitung und Kathodenwiderstand gegen Masse für jede Röhre, dadurch gekennzeichnet, daß die Anode der Ausgangsröhre mit der Kathode der Eingangsröhre über einen in Reihe liegenden ersten Widerstand und ersten Kondensator verbunden ist, daß dem Kathodenwiderstand der ersten Röhre ein zweiter Kondensator parallel geschaltet ist und daß die Kathode der Ausgangsröhre mit dem Gitter der Eingangsröhre über die Reihenschaltung eines zweiten Widerstandes und eines dritten Kondensators verbunden ist.
4. 4. Anordnung nach Anspruch 1 mit einem Verstärker mit in Kaskade geschalteter Eingangs- und Ausgangsröhre, einem an den Ausgangskreis der Ausgangsröhre angeschlossenen Transformator und Gitterableitung und Kathodenwiderstand gegen Masse für jede Röhre, dadurch gekennzeichnet, daß die Anoden der zwei Röhren durch zwei in Reihe geschaltete Widerstände verbunden sind und der Verbindungspunkt der Widerstände über einen ersten Kondensator mit Masse verbunden ist und daß die Kathode der Ausgangsröhre mit dem Gitter der Eingangsröhre über einen in Reihe mit einem dritten Kondensator liegenden zweiten Widerstand verbunden ist.

   In Betracht gezogene Druckschriften:

   Deutsche Patentschrift Nr. 584781;

   österreichische Patentschrift Nr. 159204;

   USA.-Patentschrift Nr. 1 822 758;

   Zeitschrift »Wireless World«, Februar 1950, S. 48, 49, und Mai 1950, S. 166 bis 170;

   »Zeitschrift für Hochfrequenztechnik und Elektroakustik«, November 1941, S. 107 bis 109;

   Zeitschrift »FTM«, 1939, S. 220 bis 224;

   Zeitschrift »Philips Technische Rundschau«,
   tober 1937, S. 293, 294;

   Zeitschrift »Electronics«, 1937, S. 13/14;

   »Lehrbuch der Funkempfangstechnik«,
   Pitsch, 1948, S. 497, 500, 501, 508, 511.

   Ok

   von

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

   ©909 595/29 9.59