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Transistorverstärkerstufe in Basis-oder Emitterschaltung Bei elektrischen
Nachrichtengeräten wird sehr häufig zwischen den einzelnen, im Übertragungsweg liegenden
Geräten Anpassung gefordert, wie dies beispielsweise in der Schaltungsanordnung
nach Fig.l schematisch angedeutet ist. Sie zeigt zwei Netzwerke Ni und N2 mit den
Scheinwiderständen Z1 und Z". Bei Anpassung gilt Z1 = Z2. Der Eingangsscheinwiderstand
des zweiten zweier aufeinanderfolgender Geräte soll im benutzten Frequenzbereich
möglichst gut an den Ausgangsscheinwiderstand des ersten Gerätes angepaßt sein.
Da diese Übergangswiderstände sehr häufig frequenzunabhängig und reell sind oder
sein sollen, so besteht die Aufgabe, den Eingangswiderstand des nachfolgenden Gerätes
innerhalb bestimmter Toleranzen, als Reflexionsfaktor definiert, dem Übergangswiderstand
anzupassen.
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Der Verlauf des Scheinwiderstandes am Eingang eines Gerätes wird mehr
oder weniger von allen nachgeschalteten Elementen bestimmt.
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Im Falle eines Röhrenverstärkers mit geerdeter Kathode, wie sie die
Schaltungsanordnung nach Fig. 2 darstellt, wird der Eingangsscheinwiderstand durch
das Parallelschalten der Gitterkathodenstrecke der Verstärkerröhre zum Widerstand
Re im benutzten Frequenzbereich wenig beeinflußt, wenn dieser Widerstand gegenüber
dem kapazitiven Widerstand der kleinen Gitterkathodenkapazität C9k klein bleibt.
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Andere Verhältnisse ergeben sich bei in gebräuchlicher Basis- oder
Emitterschaltung ausgeführten Transistorverstärkern. Der Scheinwiderstand zwischen
Emitter und Basis ist, z. B. bei der Basisschaltung, niederohmig und bei den heute
handelsüblichen Transistoren schon von etwa 50 kHz ab in einem unerwünscht starken
Maße frequenzabhängig. Bei der Emitterschaltung liegt, bei Verwendung von Flächentransistoren
mit einem Stromverstärkungsfaktor a von 0,90 bis 9,99, die Frequenz, bei der sich
die Frequenzabhängigkeit des Eingangswiderstandes der Basisschaltung entsprechend
gleich stark bemerkbar macht, etwa um den Faktor
das ist zehn- bis hundertfach tiefer. Bei derartigen Verstärkern bestimmt also auch
das aktive Element, der Transistor, den Eingangsscheinwiderstand in erheblichem
Maße. Der Einfluß des Transistoreingangswiderstandes auf den Gesamtwiderstand könnte
durch eine genügend große Entkopplungsdämpfung beliebig vermindert werden, jedoch
wird ein großer Gewinn an Entkopplung nur mit großer Dämpfung erreicht, so daß dieses
Verfahren für die häufigsten Anwendungsfälle ausscheidet.
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Durch die deutsche Patentschrift 473038 ist eine Schaltungsanordnung
zurVerbindung einer homogenen Leitung mit einer elektrischen Vorrichtung konstanten,
reellen Scheinwiderstandes bekannt. Dabei wird der konstante, reelle Scheinwiderstand
in Reihe mit einer Überschußnachbildung einer homogenen Leitung an diese Leitung
angeschlossen, wodurch sich eine bessere Übereinstimmung des Scheinwiderstandes
mit dem Wellenwiderstand der Leitung für tiefere Frequenzen ergibt. Bei dieser Schaltungsanordnung
wird also der Scheinwiderstand des ankommenden Kabels, der bei tiefen Frequenzen
einen Abfall zeigt, korrigiert, indem der reelle Eingangswiderstand des Nachrichtengerätes
für tiefe Frequenzen an den kapazitiven Scheinwiderstand des Kabels angepaßt wird.
Es wird aber nicht der Scheinwiderstand eines Gerätes reell und frequenzunabhängig
gemacht. Durch die genannte Kompensationsschaltung ist das Nachrichtengerät nur
für ein bestimmtes Kabel brauchbar.
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Die deutsche Patentschrift 485 204 behandelt eine Schaltungsanordnung
zur Umbildung des Scheinwiderstandes einer homogenen Leitung, bei der parallel zur
homogenen Leitung eine Reihenschaltung aus einem ohmschen Widerstand von der ungefähren
Größe ihres Wellenwiderstandes bei hohen Frequenzen und einer zur Überschußnachbildung
der Leitung widerstandsreziproken Impedanz geschaltet ist. Bei dieser Schaltungsanordnung
wird, ebenso wie bei der Anordnung nach der deutschen Patentschrift 473038, der
Kabelwiderstand bei tiefen Frequenzen durch ein entsprechendes Netzwerk korrigiert,
jedoch nicht der Eingangswiderstand des Nachrichtengerätes zur Anpassung an das
ankommende Kabel korrigiert. Es treten demnach dieselben Nachteile auf, wie sie
die Anordnung nach der deutschen Patentschrift 473038 aufweist.
Die
deutsche Patentschrift 857405 behandelt ein elektrisches Nachrichtenübertragungssystem,
bei dem für einen Sendeverstärker, einen Zwischenverstärker und einen Empfangsverstärker
die gleiche Verstärkertype benutzt ist und bei dem im Ausgang der Verstärker Netzwerke
vorgesehen sind, durch die erreicht wird, daß der Sendeverstärker eine frequenzunabhängige
Verstärkung bewirkt und daß diese Netzwerke beim Empfangsverstärker ganz oder zum
Teil unwirksam gemacht sind, derart, daß sich für Zwischenverstärker und Empfangsverstärker
im Ausgang die gleichen Spannungsverhältnisse ergeben. Durch Fehlanpassung einer
Seite, beispielsweise der Eingangsseite, eines elektrischen Nachrichtengerätes innerhalb
eines Leitungszuges entsteht bekanntlich ein unerwünschter Frequenzgang, der entsprechend
der Lehre nach der deutschen Patentschrift 857405 durch ein Netzwerk auf der gleichen
Seite des Gerätes derart ausgeglichen wird, daß die Übertragungseigenschaften des
gesamten Gerätes mit den Korrekturnetzwerken dem gewünschten Verlauf entsprechen.
Die hier behandelten Maßnahmen sind eine Frage der Systemtechnik, nicht jedoch die
einer einzelnen Baugruppe innerhalb dieses Systems.
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Die deutsche Patentschrift 826148 und die französische Patentschrift
1099723 befassen sich im wesentlichen nur mit dem Problem der Frequenzunabhängigkeit
der Verstärkung bei Transistorverstärkern. In dem Aufsatz von J. Walles in der Zeitschrift
»Nachrichtentechnik«, März 1956, S. 105 bis 113, sind zwar die Eingangswiderstände
von Transistoren in Basisschaltung berechnet, aber der Einfluß der Frequenz ist
in dem Aufsatz nicht berücksichtigt. Es werden vielmehr Arbeitspunktprobleme behandelt.
Der Aufsatz von C. C. Cheng in der Zeitschrift »RCA-Review«, September 1955, S.339
bis 359, befaßt sich mit Kopplungsnetzwerken von selektiven Verstärkern und nicht
mit dem Problem, den Eingangswiderstand eines Transistorverstärkers in einem breiten
Frequenzband frequenzunabhängig zu machen. In dem Buch »Principles of Transistor
Circuits« von Shea, 1953, 6. Neudruck, Mai 1956, ist ferner das Verhalten von Transistoren
bei höheren Frequenzen behandelt. Diese Angaben und die darüber hinaus in dieser
Literaturstelle enthaltenen Angaben über den Aufbau breitbandiger Verstärker führen
aber nicht ohne weiteres zu einer einfachen Lösung der der vorliegenden Erfindung
zugrunde liegenden Aufgabe.
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Die Transistorverstärkerstufe in Basisschaltung, die an sich einen
frequenzabhängigen Eingangswiderstand aufweist, wird gemäß der Erfindung so ausgebildet,
daß der Eingangswiderstand der Verstärkerstufe durch eine Parallelschaltung eines
ohmschen Widerstandes und eines Kondensators, die in Reihe zum Eingangswiderstand
des Transistors liegt, in einem gewünschten Frequenzbereich ganz oder nahezu reell
und frequenzunabhängig gemacht ist, wobei der ohmsche Widerstand des mit dem Eingangswiderstand
des Transistors zur Scheinwiderstandskorrektur in Reihe zu schaltenden Netzwerkes
so gewählt ist, daß der Widerstand die Bedingung R1 = ao - rb erfüllt, während der
Kondensator des Netzwerkes der Bedingung
genügt, wobei a, der frequenzunabhängige Wert des Stromverstärkungsfaktors a bei
tiefen Frequenzen, ,fa die Grenzfrequenz, rb der Basiswiderstand, Ce die Kollektorkapazität
des Transistors und RL der Belastungswiderstand sind (vgl. Fig. 8). Eine Abwandlung
dieser Verstärkerstufe kann auch so ausgebildet sein, daß der Kondensator des mit
dem Eingangswiderstand des Transistors zur Scheinwiderstandskorrektur in Reihe zu
schaltenden Netzwerkes die Bedingung
erfüllt, wenn der Widerstand R, des Netzwerkes nicht gleich groß wie das aus dem
frequenzunabhängigen Wert ao des Stromverstärkungsfaktors und dem Basiswiderstand
rb des Transistors gebildete Produkt ist (R, z#- ao ' rb).
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Die Transistorverstärkerstufe in Basisschaltung, die an sich einen
frequenzunabhängigen Eingangswiderstand aufweist, kann in weiterer Ausgestaltung
der Erfindung auch so ausgebildet sein, daß der Eingangswiderstand der Verstärkerstufe
durch eine Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes und einen Kondensators, die
parallel zum Eingangswiderstand des Transistors liegt, in einem gewünschten Frequenzbereich
ganz oder nahezu reell und frequenzunabhängig gemacht ist, wobei der ohmsche Widerstand
des mit dem Eingangswiderstand des Transistors zur Scheinwiderstandskorrektur parallel
zu schaltenden Netzwerkes so gewählt ist, daß der Widerstand die Bedingung
erfüllt, während der Kondensator des Netzwerkes der Bedingung
genügt, wobei re der Emitterwiderstand des Transistors ist (vgl. Fig. 16).
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Die Transistorverstärkerstufe in Emitterschaltung, die sich an einen
frequenzunabhängigen Eingangswiderstand aufweist, wird gemäß der Erfindung so ausgebildet,
daß der Eingangswiderstand der Verstärkerstufe durch eine Parallelschaltung eines
ohmschen Widerstandes und einer Spule, die in Reihe zum Eingangswiderstand des Transistors
liegt, in einem gewünschten Frequenzbereich ganz oder nahezu reell und frequenzunabhängig
gemacht ist, wobei der ohmsche Widerstand des mit dem Eingangswiderstand des Transistors
zur Scheinwiderstandskorrektur in Reihe zu schaltenden Netzwerkes so gewählt ist,
daß der Widerstand die Bedingung
erfüllt, während die Spule des Netzwerkes der Bedingung
genügt (vgl. Fig. 14).
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Die Transistorverstärkerstufe in Emitterschaltung, die an sich einen
frequenzunabhängigen Eingangswiderstand aufweist, kann in weiterer Ausgestaltung
der Erfindung auch so ausgebildet sein, daß der Eingangswiderstand
der
Verstärkerstufe durch eine Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes und einer
Spule, die parallel zum Eingangswiderstand des Transistors liegt, in einem gewünschten
Frequenzbereich ganz oder nahezu reell und frequenzunabhängig gemacht ist, wobei
der ohmsche Widerstand des mit dem Eingangswiderstand des Transistors zur Scheinwiderstandskorrektur
parallel zu schaltenden Netzwerkes so gewählt ist, daß der Widerstand die Bedingung
erfüllt, während die Spule des Netzwerkes der Bedingung
genügt (vgl. Fig. 20).
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Durch Anwendung dieser Maßnahmen ergeben sich besonders einfache Lösungen
der der Erfindung zugrunde liegenden Aufgabe. Die Schaltungen stellen eine besonders
vorteilhafte Auswahl aus einer Vielzahl von möglichen Lösungen dar. Der durch das
Scheinwiderstandskorrekturnetzwerk entstehende Frequenzgang der Verstärkung kann
durch weitere Entzerrungsmittel ausgeglichen werden. Insbesondere ist es möglich,
die Korrektur des durch das Scheinwiderstandskorrekturnetzwerk hervorgerufenen Frequenzganges
der Verstärkung durch Resonanz im Kopplungsglied zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Verstärkerstufen mit Transistoren in Basisschaltung vorzunehmen. Die Bemessung dieser
Netzwerke, wie sie die Erfindung vorsieht, steht in engem Zusammenhang mit den Kenndaten
der verwendeten Transistoren. Bei der Messung des Eingangsscheinwiderstandes Res
eines Transistors in Basisschaltung ergibt sich ein frequenzabhängiger Verlauf,
so wie es in dem Diagramm nach Fig. 3 angedeutet ist, das die Ortskurve des Eingangsscheinwiderstandes
Res darstellt. Die Spitze des Vektors R,B verläuft also in großer Näherung nahezu
auf einem Halbkreis mit induktivem Charakter. Die Ortskurve des Eingangsscheinwiderstandes
eines Transistors in Emitterschaltung ist in dem Diagramm nach Fig.4 angedeutet.
Die Spitze des Vektors R,E verläuft auf einem Halbkreis mit kapazitivem Charakter.
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Die Schaltungsanordnung nach Fig.5 stellt das Wechselstromschaltbild
einer Transistorverstärkerstufe in Basisschaltung dar, die mit einem Abschlußwiderstand
Rr, belastet ist. Die Eingangsspannung an den Eingangsklemmen 1, 1 sei u, und die
an den Ausgangsklemmen 2, 2 liegende Ausgangsspannung u2. Im Emitterkreis fließt
der Signalwechselstrom i, und im Kollektorkreis der Strom i,. Zur Vervollständigung
ist noch die Wechselstromquelle E mit ihrem Innenwiderstand Ri strichliert eingetragen.
Man kann das wechselstrommäßige Verhalten dieses Transistors aus seinem Ersatzschaltbild,
wie es in Fig. 6 dargestellt ist, ableiten. Zwischen den Eingangsklemmen
1, 1 und den Ausgangsklemmen 2, 2 stellen re, rb und r, den Emitter-, Basis-
und Kollektorwiderstand dar, a ist der Kurzschlußstromverstärkungsfaktor und C,
die Kollektorkapazität. Die Stromquelle prägt ihren Strom a i, in den Kollektorkreis
ein. Der Eingangswiderstand Res berechnet sich danach zu
In r,' ist der Einfluß der Kollektorkapazität enthalten. Setzt man für
wobei 77e = wCere ist, berücksichtigt die Frequenzabhängigkeit des Stromverstärkungsfaktors
a durch
wenn unter
verstanden wird (wa = 2 7r f" , f a ist die Grenzfrequenz des Transistors
und a, der frequenzunabhängige Wert des Stromverstärkungsfaktors a bei tiefen Frequenzen),
so ergibt sich ein Eingangswiderstand R,B zu
Da
und da für nicht allzu große Frequenzen
ist, vereinfacht sich obige Gleichung für den Eingangswiderstand eines Transistors
in Basisschaltung zu
wofür man auch schreiben kann
Betrachtet man nun den Scheinwiderstand eines Netzwerkes, wie es die Schaltungsanordnung
nach Fig. 7 darstellt, die aus dem aus den Teilwidentänden r2' und r," zusammengesetzten
Widerstand r2 und der aus dem Widerstand r1 und der Spule L gebildeten Parallelschaltung
besteht und die bekanntlich einen Eingangswiderstand - er sei ebenfalls mit RIB
bezeichnet - besitzt, der in der Form
angebbar ist, so erkennt man den gleichen Aufbau beider Gleichungen für R,B.
Setzt
man die einzelnen Summenglieder der Gleichung für den Eingangsscheinwiderstand des
Transistors in Basisschaltung und der Schaltungsanordnung nach Fig.7 gleich, so
kann man die Schaltungsanordnung nach Fig.7 als Ersatzschaltbild für den Eingangswiderstand
eines Transistors in Basisschaltung benutzen unter Verwendung der Relationen
r2 = re r," = rb (1 - xo) r2 = rz T
r." = r" -I- rb (1 - xo) r1 = xo rb
Der Scheinwiderstandsverlauf des in der Fig. 7 dargestellten Netzwerkes ist also
gleich dem in dem Diagramm nach Fig. 3 gezeigten. Der induktive Anteil wird dabei
durch die Größe der Ersatzinduktivität L bestimmt. Durch Vorschalten eines genügend
großen ohmschen Widerstandes könnte nun der Realteil des Scheinwiderstandes beliebig
vergrößert werden, um einen kleinen Reflexionsfaktor innerhalb eines bestimmten
Frequenzbereiches zu erhalten. In diesem Vorwiderstand ginge jedoch ein großer Teil
der dem Eingang zugeführten Leistung verloren, so daß die Verstärkung dieser angepaßten
Stufe beträchtlich vermindert werden würde. Außerdem würde der Reflexionsfaktor,
bezogen auf einen reellen Widerstand, nur verkleinert, aber nicht zu Null gemacht
werden können.
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Eine Ausführungsform der Erfindung sieht nun vor, wie es die Schaltungsanordnung
nach Fig. 8 zeigt, dem Eingangswiderstand einen Widerstand R1 mit einem parallel
geschalteten Kondensator Cl vorzuschalten, um so bei richtiger Dimensionierung der
beiden zusätzlichen Elemente zwischen dem Klemmenpaar 1,1 einen frequenzunabhängigen
und reellen Eingangswiderstand Re' zu erhalten. Das zur Schaltungsanordnung nach
Fig. 8 gehörige Ersatzschaltbild ist in Fig.9 gezeigt. Wie dieser Ersatzschaltung
zu entnehmen ist, ergibt sich nach der allgemeinen Netzwerktheorie eine optimale
Bemessung des Widerstandes R1 und des Kondensators Cl des Entzerrernetzwerkes zu
R1 = r1 und
Verwendetman die dem Transistor eigentümlichen Größen in diesen Gleichungen, so
folgt
Für den Fall der Bemessung des Netzwerkes nach obig angegebenen Bedingungen ist
der Eingangswiderstand Rpä = r1 -I- r2 = r, -f- rb reell und frequenzunabhängig,
so lange das in Fig.7 gezeigte Ersatzschaltbild für den Eingangswiderstand dieser
Transistorstufe gültig ist.
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Der Betrag des Eingangswiderstandes wird gegenüber dem Ausgangswert
ungefähr um den Wert von rb erhöht. Betrachtet man die Verhältnisse, wie sie sich
für die Praxis ergeben, so findet man für ein re = 20S2, rb = 100 S2 und cxo = 0,96,
das sind Durchschnittswerte der heute handelsüblichen Flächentransistoren, einen
Eingangswiderstand zu R,B = 20
-I- 100 (1 - 0,96) = 24 9, wenn man
die oben angegebene, näherungsweise gültige Gleichung für Res
verwendet und
die Berechnungen bei niedrigeren Frequenzen (co - > 0) vornimmt. Ein gemäß der Erfindung
optimal korrigierter Eingangswiderstand mit dem in Reihe zum Eingangswiderstand
des Transistors liegenden R, C,-Glied ergibt einen Eingangswiderstand R'eB
= re -f- rb = 20 -I- 100 = 120 0.
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Diese Erhöhung erscheint zunächst beträchtlich, jedoch ist zu berücksichtigen,
daß den Transistorverstärkerstufen meist ohnehin Widerstände von der gleichen Größenordnung
vor dem Emitter geschaltet werden, um unerwünschte Resonanzerscheinungen außerhalb
des Übertragungsbereiches zu bedämpfen.
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Die Scheinwiderstandskorrektur läßt sich aber auch bei einer anderen
als nur optimalen Bemessung des Netzwerkes verwenden. Mit einem kleineren Vorwiderstand
R1, d. h. für R1 < r1, und einem größeren Kondensator Cl, d. h.
kann auch in einem gewissen Teilfrequenzbereich eine gute Kompensation des induktiven
Eingangswiderstandes erreicht werden. Dieser Frequenzbereich ist aber immer noch
größer als der durch den Abfall des Stromverstärkungsfaktors a bestimmte, so daß
das aus dem Widerstand R1 und dem Kondensator Cl bestehende Entzerrernetzwerk auch
für niederohmigere Eingangswiderstände verwendbar ist. Nach der allgemeinen Netzwerktheorie
ergibt sich für Cl auch noch eine optimale Bemessung mit einer geringsten Frequenzabhängigkeit
des Eingangswiderstandes, wenn
ist. Verwendet man wieder die dem Transistor eigentümlichen Größen in dieser Gleichung
für Cl, so folgt
Eine Erhöhung des Eingangswiderstandes einer Transistorstufe durch ein derartiges
scheinwiderstandskorrigierendes Netzwerk hat eine Verringerung der Verstärkung dieser
Stufe zur Folge, wenn sie aus einer Signalwechselstromquelle mit niedrigem Innenwiderstand
gespeist wird. Ist diese Stromquelle ein vorgeschalteter Transistor in Basisschaltung
mit seinem hohen Innenwiderstand, so tritt keine Verminderung der Verstärkung auf.
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Ein Anwendungsbeispiel für die Scheinwiderstandskorrektur eines R,
Cl-Gliedes im Eingang des Transistors, wie es eine Ausführungsform der Erfindung
vorsieht, ist in der Schaltungsanordnung nach Fig. 10 gezeigt. Diese Schaltungsanordnung
stellt einen dreistufigen Transistorverstärker in Basisschaltung im Prinzipstromlauf
dar. Der Eingangswiderstand der ersten Stufe und der der dritten Stufe sind durch
das vorgeschaltete R, Cl-Netzwerk reell gemacht, und zwar der der ersten Stufe,
um Anpassung an ein vorgeschaltetes Gerät, z. B. einen vorgeschalteten Entzerrer,
zu erzeugen, und der der dritten Stufe, um einen definierten, reellen Abschlußwiderstand
für den Zwischenentzerrer ZE zu bilden.
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Wie bereits festgestellt, zeigt das Diagramm nach Fig. 4 die Ortskurve
des Eingangswiderstandes R,E eines Transistors in Emitterschaltung. Der Vektor von
R,E bewegt sich mit zunehmender Frequenz auf einem Halbkreis mit kapazitiver Charakteristik.
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Aus dem in Fig. 12 dargestellten Ersatzschaltbild für eine Transistorverstärkerstufe
in Emitterschaltung nach Fig. 11 kann man ableiten, daß der frequenzabhängige Verlauf
des Eingangsscheinwiderstandes durch den Scheinwiderstandsverlauf eines Netzwerkes,
wie
es die Schaltungsanordnung nach Fig. 13 zeigt, dargestellt wird.
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Die in den Fig. 11 und 12 gewählte Bezeichnung entspricht der
in den Fig. 5 und 6 verwendeten. ib ist der Basisstrom des Transistors. Das in Fig.
13 dargestellte Ersatznetzwerk besteht aus dem Widerstand r4, der in Reihe zu der
aus dem Widerstand r$ und dem Kondensator C gebildeten Parallelschaltung liegt.
Zwischen den Transistordaten und den Elementen des Ersatznetzwerks bestehen folgende
Beziehungen: r4=rb+re,
Um den frequenzabhängigen Scheinwiderstand R,E reell und frequenzunabhängig zu machen,
sieht, wie die Schaltungsanordnung nach Fig. 14 zeigt, die Erfindung vor, auf der
Eingangsseite, z. B. in die Basiszuleitung, einen ohmschen Widerstand R3 vorzuschalten,
zu dem die Spule L, parallel liegt. Das zugehörige Ersatzschaltbild ist in der Fig.
15 dargestellt. Nach der allgemeinen Netzwerktheorie ergibt sich für R3 und L, ein
frequenzunabhängiger Eingangswiderstand R.', wenn R3 = r3 und L, = C,r,z gewählt
werden. Verwendet man die dem Transistor eigentümlichen Größen in den Gleichungen
für R3 und L,, so folgt
Es folgt dann ein frequenzunabhängiger, reeller Eingangswiderstand
Eine Erhöhung des Eingangswiderstandes Re' gegenüber dem Wert von R,E bei der Frequenz
(u = 0 tritt hierbei nicht auf.
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In gleicher Weise wie bei der Emitterschaltung kann der frequenzabhängige
Eingangswiderstand eines Transistors in Kollektorschaltung durch ein vorgeschaltetes
Netzwerk reell und frequenzunabhängig gemacht werden. Das Ersatzschaltbild für den
Eingangswiderstand eines Transistors in Kollektorschaltung gleicht in seinem Aufbau
dem der in Fig. 13 dargestellten Emitterschaltung. Lediglich die numerischen Werte
für r4, r3 und C sind andere. Durch Vorschalten eines entsprechend bemessenen Widerstandes,
dem eine Induktivität parallel liegt, kann der frequenzabhängige Eingangswiderstand
ebenfalls reell und frequenzunabhängig gemacht werden.
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Der der Schaltungsanordnung nach Fig.7 angehörende Eingangswiderstand
Res wird nach einer anderen Ausführung des Erfindungsgedankens durch ein parallel
geschaltetes Netzwerk, das aus der Reihenschaltung eines Widerstandes und einer
Kapazität besteht, reell und damit frequenzunabhängig gemacht. Ein entsprechendes
Ausführungsbeispiel zeigt die Schaltungsanordnung nach Fig.l6. Der Eingangswiderstand
der Transistorverstärkerstufe R"" wird reell, wenn der ohmsche Widerstand des Netzwerkes
und der Kondensator
gewählt ist. Diese Bedingungen können auch geschrieben werden
Die in Fig. 16 dargestellte Schaltungsanordnung, ihr Ersatzschaltbild ist in Fig.
17 dargestellt, hat gegenüber der Schaltungsanordnung nach Fig. 8 den Vorteil, daß
ihr Eingangswiderstand R... gegenüber R1 wesentlich niedriger ist, so daß ein dem
Eingang vorgeschalteter Anpassungsübertrager eine höhere Stromübersetzung hat, wenn
der an den Eingangsklemmen des Übertragers gemessene Widerstand einen bestimmten
Wert besitzen soll.
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Der Eingangswiderstand der Schaltungsanordnung nach Fig. 8 ist R.B
= r, + rz, während bei der Schaltungsanordnung nach Fig.16 der Eingangswiderstand
R,,, = r$ ist.
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Allerdings hat die Schaltungsanordnung nach Fig. 16 gegenüber der
nach Fig.8 den Nachteil, daß mit zunehmender Frequenz der in den Emitter fließende
Wechselstrom 1e kleiner als der Gesamtstrom ie' wird, wodurch die Verstärkung abnimmt.
Das Verhältnis der Wechselströme errechnet sich zu
wobei unter
verstanden wird. Hierin ist
(u ist die Kreisfrequenz ri r" r2 und
L sind die Elemente des Ersatznetzwerkes
für Res. Das Stromverhältnis `` 1e ist in der entsprechenden Tabelle für die verchiedenen
Werte von o als Funktion von 17 angegeben.
| 17 1 0,1 1 0,2 0,4 , 0,6 0,8
1 1 |
| Werte P = 0x1 0,994 0,977 0,916 0,836 0,753 0,666 |
| von = 0,2 0,993 0,974 0,904 0,817 0,731 0,653 |
| le |
| = |
| iel 0,5 0,990 0,963 0,875 0,777 0,69 0,619 |
Der Verstärkerabfall kann durch Entzerrungsmaßnahmen an anderer Stelle der Schaltung
ausgeglichen werden. Handelt es sich z. B. um einen mehrstufigen Transistorverstärker,
so kann diese Entzerrung z. B.
durch geeignete Bemessung von Kopplungsgliedern
zwischen den Transistoren erfolgen.
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In der Schaltungsanordnung nach Fig. 18 ist als Beispiel ein zweistufiger
Verstärker angegeben, bei dem beide Verstärkerstufen in Basisschaltung betrieben
werden. Der am Eingangsübertrager gemessene Eingangswiderstand Re des Verstärkers
soll möglichst frequenzunabhängig und reell sein. Der induktive Eingangswiderstand
des Transistors Tr, wird durch das R,C2-Glied reell gemacht. Das Ersatzschaltbild
für das Kopplungsglied zwischen den beiden Transistorstufen ist in der Schaltungsanordnung
nach Fig. 19 angegeben, wobei die Querinduktivität des Kopplungsübertragers Ü2,
der das übersetzungsverhältnis besitzt, vernachlässigt wird. Die Daten sind auf
die Primärseite des Übertragers ü2 bezogen. siel ist der dem Kollektorkreis des
Transistors Tr, eingeprägte Wechselstrom, Q die Kollektorkapazität des Transistors,
Cü die Übertragungskapazität, C, eine eventuell notwendige Zusatzkapazität,
L rr die Streuinduktivität des Kopplungsübertragers Ü2, RIB ' ii2 der übersetzte
Eingangswiderstand des Transistors Tr2 und L" - ü2 eine zur Verstärkungsanhebung
eventuell zusätzlich einzuschaltende Induktivität. Durch das Zusammenwirken des
induktiven Eingangswiderstandes des Transistors Tr2, der Streuinduktivität La, der
zusätzlich einzuschaltenden übersetzten InduktivitätLzü2 und der Kapazitäten Q,
Cü und C2 kann in einem gewissen Frequenzbereich ein mit der Frequenz über den Wert
1 hinaus ansteigendes Stromverhältnis
gewonnen werden, das im Übertragungsbereich des Verstärkers den Verstärkungsabfall
durch das den Eingangswiderstand reell machende RC-Glied ausgleicht.
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Vernachlässigt man am Eingangswiderstand des Transistors Tr, den Widerstand
r, gegen die Induktivität L, so wird das Stromverhältnis
Zur Abkürzung ist
gesetzt; hierin bedeutet L9 = (L + LZ) ü2 --I- L@; ferner
Das Stromverhältnis
wird für k > 0,5 in einem gewissen Bereich von ?i' kleiner als 1, und damit
wird
Zweckmäßigerweise werden die Streuinduktivität L,. und die Übertragungskapazität
Cü des Übertragers 0Z so bemessen, daß keine Zusatzinduktivität L" und keine Zusatzkapazität
CZ notwendig sind.
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Selbstverständlich sind auch andere Entzerrungsmaßnahmen an anderer
Stelle der Verstärkerschaltung möglich, die eine Anhebung der Verstärkung mit zunehmender
Frequenz bewirken. Der Übertrager ü3 der Schaltungsanordnung nach Fig. 18 dient
zur Anpassung zwischen dem Belastungswiderstand Ry und dem die ausgangsseitige Anpassung
herstellenden Widerstand Ra im Kollektorkreis der zweiten Verstärkerstufe.
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Eine andere Ausführungsform der Erfindung schlägt vor, bei der Emitterschaltung
den Eingangswiderstand durch Parallelschaltung eines Netzwerkes, das, wie die Schaltungsanordnung
nach Fig. 20 zeigt, aus der Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes R4 und der
Spule ZZ besteht, reell zu machen. Das zugehörige Ersatzschaltbild zeigt die Schaltungsanordnung
nach Fig. 21. Der Eingangswiderstand R E der Parallelschaltung von Entzerrernetzwerk
und Transistor wird reell und frequenzunabhängig, wenn
und L, = C .42f dann wird der Eingangswiderstand Re " =
r, Die Bedingungen für R, und L2 sind auch in der Form
angebbar. Bei tiefen Frequenzen ist das Stromverhältnis
Bei höheren Frequenzen steigt der zur Basis fließende Wechselstrom ib an und damit
die Verstärkung der Transistorverstärkerstufe. Dieser Anstieg des in den Transistoreingang
fließenden Wechselstromes ib wirkt der Abnahme des Stromverstärkungsfaktors der
Emitterschaltung
bei zunehmender Frequenz, entgegen, so daß auch der Frequenzbereich der Verstärkerstufe
erweitert wird. Überwiegt die Zunahme des Stromes ib gegenüber der Abnahme des Stromverstärkungsfaktors
ß, so kann die resultierende Zunahme der Verstärkung mit der Frequenz z. B. zur
Entzerrung der frequenzabhängigen Dämpfung einer Fernsprechleitung dienen.
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Der Anwendungsbereich des Erfindungsgedankens erstreckt sich auf alle
Transistorverstärker, bei denen Impedanzforderungen gestellt werden.