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Schaltung für die Schaffung einer Impedanz vorbestimmter Größe Gegenstand
der Erfindung ist eine Schaltung für die Schaffung einer Impedanz vorbestimmter
Größe, deren Wirk- und Blindanteile in einem vorbestimmten Verhältnis zueinander
stehen und die sich ohne wesentliche Erhöhung des Widerstandsrauschens in einen
Signalübertragungsweg einschalten läßt. Die Besonderheit der erfindungsgemäßen Schaltung
besteht darin, daß eine Hilfsimpedanz, deren Wirk- und Blindanteile in dem vorbestimmten
Verhältnis stehen, deren Größe aber von dem gegebenen Wert abweicht, an einem zwischen
dem Übertragungskreis und dem Rückkopplungsweg eines gegengekoppelten Verstärkers
geschalteten Gabelübertrager angeschlossen ist, welcher drei induktiv miteinander
gekoppelte Wicklungen aufweist. Die Zwischenschaltung des Gabelübertragers ist dabei
derart ausgeführt, daß eine Wicklung an den Übertragungskreis, die zweite Wicklung
an den Rückkopplungsweg und die dritte Wicklung in Reihe mit der Hilfsimpedanz an
zwei Klemmen angeschlossen ist. Die dritte Wicklung liegt außerdem mit einer der
beiden anderen Wicklungen in Reihe, und das Windungsverhältnis zwischen der dritten
Wicklung und der mit ihr in Reihe liegenden Wicklung entspricht dem um Eins verminderten
Größenverhältnis zwischen der gesuchten Impedanz und der Hilfsimpedanz, wodurch
bei Vorhandensein eines hohen Rückkopplungsfaktors die gesuchte Impedanz an den
genannten Klemmen auftritt.
In ihrer weiteren Ausbildung empfiehlt
die Erfindung, die mit der dritten Wicklung in Reihe liegende Wicklung an den Rückkopplungsweg
anzuschließen, wobei die Hilfsimpedanz an der Verbindungsstelle der beiden in Reihe
liegenden Wicklungen an den Übertrager angeschlossen ist. Es empfiehlt sich, den
Gabelübertrager so aufzubauen, daß seine statische Impedanz, die bei fehlender Rückkopplung
an den erwähnten Klemmen auftritt, gegenüber der gesuchten Impedanz hoch ist.
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Weitere Besonderheiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden
Beschreibung in Verbindung mit den Darstellungen der Zeichnung. In der Zeichnung
zeigt Fig. i einen Verstärker in der erfindungsgemäßen Schaltung, Fig. 2 ein Schaltbild,
welches die Erläuterung der Betriebsweise des Verstärkers erleichtern soll, Fig.
3 ein in einen Entzerrer mündendes Zuführungskabel, wobei Entzerrer und Verstärker
erfindungsgemäß so ausgeführt sind, daß eine Vergrößerung des Verhältnisses zwischen
Widerstandsrauschen und Signal vermieden ist, Fig. q. einen Verstärker mit Gabelübertragerrückkopplungsanschlüssen,
die eine Verdopplung der Rückkopplung ermöglichen, Fig. 5 Verstärkungsfrequenzkennlinien
des Verstärkers gemäß Fig. q, Fig. 6 einen Verstärker oder ein System mit Rückkopplung
über Übertrageranschlüsse in einer von: Fig: i abweichenden Ausführung.
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Der in Fig. z dargestellte Verstärker kann ein stabilisierter rückgekoppelter
Verstärker sein. Er enthält einen Verstärkerpfad mit zwei hintereinandergeschalteten
Vakuumröhren i und 2 und einem Rückkopplungspfad f mit einem aus allgemeinen Impedanzen
bestehenden Netzwerk 3 zur Regelung der Übertragung. Der Verstärkerpfad soll als
,u-Kreis bezeichnet werden, während der Rückkopplungspfad als f-Kreis bezeichnet
wird. Das Netzwerk 3 soll ß-Kreis-Netzwerk benannt werden.
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Ein Eingangsübertrager 5 koppelt die ankommende Leitung 6 und den
Rückkopplungspfad f mit der Eingangsseite des Verstärkerpfades, während ein Ausgangsübertrager
7 die Ausgangsseite des Verstärkerpfades mit der abgehenden Leitung 8 und dem Rückkopplungspfad
koppelt. Einer der wesentlichsten Vorteile einer derartigen Rückkopplungsschaltung
ist bei beträchtlichem Rückkopplungsgrad der, daß die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen
des Verstärkers auf annähernd festen Werten stabilisiert werden, die von Änderungen
innerhalb des Verstärkers, seiner Verstärkung oder dem Rückkopplungsgrad unabhängig
sind, ohne Rücksicht darauf; ob bei nicht arbeitendem Verstärker (Verstärkungsfaktor
= o) und Fortbestehen der für den arbeitenden Verstärker geltenden Werte aller übrigen
Kreisparameter die Gabelübertrager abgeglichen sind. Da verhältnismäßig große Rückkopplungsgrade
(verhältnismäßig hohe Werte von lf ß) praktisch von großer Bedeutung sind, wird
die Ableitung der Verstärkereingangsimpedanz für diesen Fall an Hand der Fig. 2
erläutert. Die Gleichung für die Ausgangsimpedanz ist ähnlich. In Fig. 2 ist der
Gabelübertrager der Einfachheit halber in unsymmetrischer Form dargestellt, d. h.
er ist uriabgeglichen gegen Erde. Die Quelle der elektromotorischen Kraft F_ und
die Impedanz C ersetzen die Leitung 6 der Abb. i. Die Kapazität GO stellt die wirksame
Kapazität zwischen Gitter und Kathode der -Röhre i dar. Die Spannung an den Eingangsklemmen
des Verstärkers ist mit e bezeichnet. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers ist ZF.
Die Impedanz des Gabelübertragernetzwerkes ist mit ZN
bezeichnet. Die Windungszahlen
der Leitungs- und Rückkopplungswicklung des Gabelübertragers sind mit n, und n2
bezeichnet. Das Windungsverhältnis n1 : n2 ist t.
e=ii ZB. Wenn @u
ß sehr groß im Vergleich zu i ist, fließt ein Strom i2 zur Rückkopplungsseite des
Übertragers zurück, der ausreicht, um den Fluß im Übertrager 5 um einen Faktor
zu verringern. Das bedeutet, daß die Spannung an den Klemmen i', 2' im Vergleich
zu dem Wert von e gegen Null geht. Der Rückkopplungsstrom i2, der diese Flußverringerung
herbeiführt, ist
Wenn die Spannung an den Klemmen i', 2' vernachlässigbar ist, so nähert sich e dem
Spannungsabfall (i, - i2) - ZN an dem Netzwerk, d. h.
wobei für große Rückkopplungsgrade
Es ist also zu ersehen, daß für große Werte von p ß
worin k die Konstante
ist. Dies gibt das sehr wertvolle Resultat, däß die Impedanz des Verstärkers gleich
der Impedanz des an die Brückenpunkte des Gabelübertragers angeschlossenen Netzwerks
multipliziert mit i plus dem Windungsverhältnis des Gabelübertragers ist. Nimmt
man also an, daß ,cc ß groß ist, so kann die Impedanz des Verstärkers soweit wie
möglich der des Netzwerks angenähert werden. Macht man sich diesen Umstand zunutze,
so lassen sich Verstärker mit bemerkenswert guten Impedanzen herstellen. Es ist
festgestellt worden, daß die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des Verstärkers leicht
verändert werden kann, beispielsweise in dem Verhältnis von ioo : i, indem man lediglich
die Impedanz des Netzwerks ändert. Überdies ändert sich, wenn der Gäbelübertrager
Wicklungen
verschiedener Windungszahl besitzt und das Wicklungsverhältnis t groß genug ist,
so daß n1 um ein Vielfaches größer ist als n2, der Eingangs- oder Ausgangsverlust
kaum bei einer Änderung der Impedanz in dieser Weise. Außerdem können diese Verluste
leicht auf einem Wert von unter einigen hundertstel Neper gehalten werden, anstatt
der üblichen 0,35 Neper für Spulen mit gleichen Windungszahlen. Die Möglichkeit
der Veränderung der Verstärkereingangs- oder -ausgangsimpedanz oder beider in einer
derart gleichen Weise ohne große Beeinflussung der Übertragung ist äußerst wünschenswert.
ZN ist ein überraschend genaues Abbild von ZN, das entweder vergrößert
oder verkleinert ist, je nachdem, ob n1 größer oder kleiner als na ist. Wenn also
ZN z. B. eine Kapazität ist, so ist die Eingangs-oder Ausgangsimpedanz des
Verstärkers ebenfalls eine Kapazität.
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Was die Abgleichungsbeziehungen bei Rückkopplung über Gabelübertrager
anbelangt, so wird die Übertragung zwischen der ankommenden oder abgehenden Leitung
und dem Verstärkerpfad oder ,u-Kreis durch die Impedanz des Rückkopplungspfades
f oder ß-Kreises, vom Gabelübertrager gesehen, beeinflußt. Ebenso wird die Übertragung
zwischen dem Verstärkerpfad und dem Rückkopplungspfad durch die Impedanz der ankommenden
oder abgehenden Verbindungsleitung beeinflußt. Infolgedessen ist der Betrag der
erzielten Rückkopplung für jede Einstellung des ß-Kreis-Netzwerkes etwas von der
Impedanz der Verbindungsleitung abhängig. Wenn man jedoch Übertrager mit verschiedenen
Wicklungszahlen verwendet, bei denen eine der beiden Windungszahlen n1 und n2 beträchtlich
größer ist als die andere, z. B. wenn sie um ein Vielfaches größer ist, so kann
die Wirkung der Leitungsimpedanzen auf den Betrag der Rückkopplung vernachlässigbar
klein gemacht werden. Ebenso kann die Wirkung, die der Wert der Impedanzen des Rückkopplungspfades,
von den Übertragern aus gesehen, auf die Übertragung zwischen der ankommenden oder
abgehenden Leitung und dem Verstärkerpfad besitzt, vernachlässigbar klein gemacht
werden.
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In welchem Ausmaß Abgleichungsbeziehungen bestehen, kann man bestimmen,
wenn man die Änderung von il bei einer Änderung der Impedanz des ß-Kreises feststellt.
Eine Änderung der Impedanz des ß-Kreises (Generatorimpedanz, welche i2 erzeugt)
ändert den Wert von ,u ß. Es ist jedoch aus der Gleichung (2) zu ersehen, daß ZF
von
abhängig ist.
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Für Werte von ,u ß, die ausreichend größer sind als i, machen Änderungen
in
infolge von Änderungen von ,u ß nichts aus. ZF ist dann unabhängig von ,u ß. Die
für den Verbindungskreis vorhandene Eingangsimpedanz ist deshalb ohne Rücksicht
auf das Windungsverhältnis n1 : n2 unabhängig vom Rückkopplungspfad gemacht. Das
Umgekehrte trifft jedoch nicht zu, d. h. der Wert von ,u f ist so lange nicht unabhängig
von dem Verbindungskreis, wie der Gabelübertrager nicht einen Impedanzabgleich bei
dem Verstärkungsfaktor Null besitzt. Da ein Gabelübertrager im Eingangs- oder Ausgangskreis
die Verstärkereingangs- und -ausgangsimpedanzen unabhängig voneinander machen kann,
ohne Rücksicht darauf, ob der Gabelübertrager bei dem Verstärkungsfaktor Null abgeglichen
ist, so ergibt sich, daß bei Verwendung eines Gabelübertragers am Eingang oder Ausgang
oder an beiden Stellen die Verstärkereingangs- und -ausgangsimpedanzen nach Belieben
gleiche Werte oder verschiedene Werte erhalten können.
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Insbesondere bei der Nachrichtenübermittlung werden vielfach Verstärker
angewendet, bei denen die Eingangs- und -ausgangsimpedanz der Impedanz der angeschlossenen
Leitungen angepaßt sein muß. Wenn die Eingangsimpedanz des Verstärkers angepaßt
sein muß, anstatt das man sie wesentlich größer sein läßt als die Impedanz des Kabels
oder des angeschossenen Kreises, so ist für die gleiche Verstärkung das verstärkte
Geräusch, das infolge des thermischen Rauschens im Ausgang des Verstärkers auftritt,
ungefähr 0,35 Neper größer als in dem Fall, bei dem die Verstärkereingangsimpedanz
verhältnismäßig hoch ist und ein störungsfreier Eingangskreis vorhanden ist. Bei
einem Gabelübertrager im Ein angskreis nach Fig. i oder 2 läßt sich jedoch der Übertrager
(und die Abschlußimpedanz an seiner Wicklung, die an Gitter und Kathode der ersten
Röhre vorhanden ist) so wählen, daß die Verstärkereingangsimpedanz ohne Rückkopplung
hoch ist. Gleichzeitig kann der Wert ZN der Impedanz des Netzwerks des Eingangsübertragers
so gewählt werden, daß die negative Rückkopplying eine Verbesserung der Verstärkereingangsimpedanz
und ihre Stabilisierung auf einen geeigneten Wert verursacht, der dem Eingang des
angeschlossenen Kreises angepaßt ist. Infolgedessen ist, wenn die Verstärkung die
gleiche ist wie die eines Verstärkers ohne Rückkopplung, der jedoch eine hohe Eingangsimpedang
besitzt, das verstärkte Widerstandsrauschen im Ausgang beider Verstärker gleich
(weil in beiden Verstärkern das in Frage kommende Geräusch von der Widerstandskomponente
der für den Verstärkungsgrad Null bestehenden Impedanz ohne Rückkopplung zwischen
Gitter und Kathode der ersten Rohre abhängt), jedoch besitzt der rückgekoppelte
Verstärker eine angepaßte Impedanz an Stelle einer sehr hohen Impedanz. Für derartige
Systeme, deren allgemeiner Störungspegel in der Größenordnung des Widerstandsrauschens
liegt, kann gezeigt werden, daß, wenn alles andere gleichbleibt, unter bestimmten
Umständen im Betrag der Ausgangsleistung unter Zugrundelegung vergleichbarer Verhältnisse
der Signalstärke zu den Störungen eine Ersparnis von 2 : i eintreten kann. Überdies
ist die Verbesserung, welche die Rückkopplung im Verhältnis der Signalstärke zum
Widerstandsrauschen einführen kann, nicht auf 0,35 Neper beschränkt, und
die Wirkung der Rückkopplung kann in Schaltungen, wie sie z. B. in Fig. i und 2
dargestellt sind, stabile Impedanzen erzeugen, welche kein Widerstandsrauschen hervorrufen
und mit denen der Verstärker betrieben werden kann.
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Ferner kann bei Schaltungen nach Fig. i und 2 die Wirkung der Rückkopplung
gewöhnliche Widerstände
oder allgemeine Impedanzen, welche ein Widerstandsrauschen
erzeugen, in entsprechende Widerstände oder Impedanzen umwandeln, die von allen
Störungen einschließlich des thermischen Rauschens frei sind. Wenn z. B. das Netzwerk
9 an den Brückenpunkten des Eingangsübertragers 5 aus einem Widerstand besteht,
kann die Rückkopplung, wie schon gesagt, diesen Widerstand dadurch, daß sie ein
vergrößertes Abbild von ihm als Verstärkerimpedanz erzeugt, zu einem störungsfreien
Widerstand umformen. Diese Eigenschaft der Störungsfreiheit ergibt sich in gleicher
Weise für den Fall, daß die Eingangsimpedanz des Verstärkers aus einer allgemeinen
Impedanz besteht, die von einer entsprechenden allgemeinen Impedanz an den Brückenpunkten
des Ausgleichsübertragers durch Rückkopplung erzeugt ist.
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Beispielsweise kann die Impedanz ZN des Netzwerks 9 des in den Fig.
i und 2 dargestellten Ausgleichsüber tragers 5 bei einem Verhältnis von
und ,u ß > i, die stabilisierte Eingangsimpedanz des Verstärkers sehr genau über
den Bereich von 12 bis 6o kHz der Impedanz eines Standardfernkabeis mit einer Kapazität
von o,o62,uF/km in unbelastetem Zustand anpassen. Diese Eingangsimpedanz ist dann
frei von Störungen durch thermisches Rauschen.
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Fig. 3 zeigt z. B. einen Entzerrer ii und einen Verstärker 12, die
ungeachtet der Tatsache, daß der Entzerrer, wenn gewünscht, Widerstände enthalten
kann, frei von Widerstandsrauschen sind. Der Entzerrer kann z. B. aus einem konstanten
Widerstand besitzenden Netzwerk zur Entzerrung derKabeldämpfung bestehen. Der Verstärker
kann nach Fig. i ausgebildet sein und jede gewünschte Stufenzahl enthalten. G und
P bezeichnen das Gitter der ersten Röhre und die Anode der letzten Röhre; dies gilt
auch für die übrigen Abbildungen. Die ankommende Leitung 6 kann z. B. ein koaxiales
System oder ein anderes Kabel sein, das dem Entzerrer Signale zuführt; deren untere
Grenze des Übertragungspegels durch das Widerstandsrauschen im Kabel festgelegt
ist. Der Gabelübertrager 5 im Eingang kann so ausgebildet sein, daß die Verstärkereingangsimpedanz
ohne Rückkopplung hoch im Vergleich zur Impedanz des Entzerrers ist, mit dem der
Verstärker betrieben wird. Das Netzwerk 9 kann ein Widerstand oder eine Impedanz
mit einem solchen Wert sein, daß die Verstärkereingangsimpedanz durch Rückkopplung
der Entzerrerimpedanz angepaßt wird. Vorzugsweise ist das Windüngsverhältnis n1:
n2 des Ausgleichsübertragers 5 groß, so daß sich ein geringer Verlust für die Übertragung
vom Entzerrer zum Gitter G und dementsprechend ein hoher Verlust für die Übertragung
vom Rückkopplungspfad f auf das Gitter G ergibt. Wenn dann die Impedanzelemente,
aus denen der Entzerrer besteht, welche beispielsweise als ein Serienzweig mit der
Impedanz ZFl und ein Parallelzweig mit der Impedanz ZFZ dargestellt sind, störungsfreie
Impedanzen sind; die als Eingangsimpedanzen von Verstärkern mit negativer Rückkopplung,
wie oben erwähnt, dargestellt werden, so kann der Entzerrer die gewünschte Entzerrung
ausführen; ohne daß ein Widerstandsrauschen hinzukommt. Der Verstärker stellt dann
den Signalpegel wieder her, indem er die Signale ohne Einführung eines Widerstandsrauschens
verstärkt. Die gewünschte Entzerrung und Verstärkung der Signale kann also ohne
Verringerung des Verhältnisses der Signalstärke zum Widerstandsrauschen durchgeführt
werden.
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Die Impedanzen ZFr und ZFZ sind die Eingangsimpedanzen von geeigneten
Verstärkern mit Rückkopplung. Beispielsweise können sie die Eingangsimpedanzen von
Verstärkern nach Fig. i oder 2 sein, und sie können durch die Netzwerke der Gabelübertrager
im Eingang der Verstärker mit den Impedanzwerten
dargestellt werden.
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Da bei beträchtlicher negativer Rückkopplung in dem Verstärker nach
Fig. i die Impedanz des Netzwerks ro die Impedanz, auf welche die Röhre 2 arbeitet,
nicht wesentlich beeinflußt, kann die Röhre, obgleich ihre Impedanz von ihrer optimalen
Belastungsimpedanz verschieden sein kann, auf eine Impedanz mit dem Optimalwert
arbeiten, und die Impedanz des Netzwerkes kann dennoch den Wert erhalten, der erforderlich
ist, um die Impedanz der Leitung 8 der Verstärkerausgangsimpedanz anzupassen. Das
vorteilhafte Arbeiten dieser Anordnung wird vielleicht am klarsten, wenn als Endröhre
2 eine Pentode verwendet wird. Es soll angenommen werden, daß die Ausgangsimpedanz
R, der Pentode i ooö ooo Ohm beträgt und daß sie Maximalleistung abgibt, wenn die
Ausgangsimpedanz, auf die sie arbeitet, 25 ooo Ohm hat. Dann wäre, wenn sie über
einen Transformator mit zwei Wicklungen mit einer Ausgangsleiteng, die einen Widerstand
von ioo Ohm besitzt, verbunden werden soll, ein Ausgangstransformator mit einem
Impedänzverhältnis von 25 ooo : ioo erforderlich. Gewöhnlich ist es in solchen Fällen
außerdem nötig, daß die Ausgangsimpedanz des Transformators auf seiner Seite mit
niedriger Windungszahl der Impedanz der angeschlossenen Leitung oder der Verstärkerbelastung
ängepaßt ist. Bei dem gegebenen Beispiel könnte diese Anforderung ohne Rückkopplung
nicht erfüllt werden, weil die Ausgangsimpedanz des Verstärkers die Impedanz der
Seite mit niedriger Windungszahl sein würde; während die Seite mit hoher Windungszahl
mit i Megohm abgeschlossen oder praktisch offen ist. Die Seite mit hoher Windungszahl
des Übertragers würde dagegen mit 25 ooo Ohm abgeschlossen werden, wobei die Impedanz
der Seite mit niedriger Windungszahl ioo Ohm beträgt. Natürlich könnten durch Wahl
eines Ausgangstransformators mit einem Impedanzverhältnis von 5o ooo : ioo und durch
Zuschaltung eines Widerstandes von 5o ooo Ohm an die Wicklung hoher Windungszahl
parallel zur Röhre diese beiden Anforderungen (eine Ausgangsimpedanz von ioö Ohm
für den Verstärker und eine Belastung von 25 ooo Ohm für die Röhre) gleichzeitig
erfüllt werden, jedoch würde in diesem Fall die Hälfte der von der Röhre gelieferten
Ausgangsleistung vernichtet werden.
Wenn man jedoch an der Ausgangsseite
des Verstärkers einen Gabelübertrager mit verschiedener Windungszahl anwendet, der
selbst nur einen geringen Verlust einführt, so können diese beiden Anforderungen
gleichzeitig erfüllt und praktisch die gesamte Röhrenleistung ausgenutzt werden.
Wenn z. B. in der Verstärkerschaltung nach Fig. i die Impedanz des Netzwerks io
so bemessen ist, daß sie die Verstärkerausgangsimpedanz gleich 3500 Ohm macht
und die Röhre 2 eine Röhre mit einer Impedanz von 3500 Ohm ist, die auf einen Widerstand
von 3500 Ohm arbeitet, so würde, wenn diese Röhre durch eine Kraftpentode
mit einer Impedanz R, von 75 ooo Ohm, deren optimale Belastungsimpedanz
3500 Ohm ist, ersetzt wird, diese Pentode auf einen Widerstand von 3500 Ohm
arbeiten, so daß also die erste Anforderung erfüllt wäre. Es würde sich ferner ergeben,
daß der Ersatz durch die Pentode praktisch keine Veränderung des Verstärkungsgrades
hervorrufen würde, weil der Betrag der negativen Rückkopplung schon groß war und
der Ersatz durch eine Röhre mit noch höherer Verstärkung die Rückkopplung weiter
erhöht hat. Bei einer Messung würde sich ergeben, daß sich auch die Verstärkerausgangsimpedanz
nicht verändert hat, so daß auch die zweite Anforderung erfüllt ist, weil, wie oben
erläutert, der-Wert der Verstärkerausgangsimpedanz durch die Impedanz des Netzwerks
zo bestimmt ist, das nicht verändert wurde.
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Es ergibt sich also, daß man bei Verwendung der Ausgleichsübertragerschaltung
die Pentode auf ihre optimale Belastungsimpedanz arbeiten lassen kann, und daß gleichzeitig
die Ausgangsimpedanz des Verstärkers angepaßt sein kann, so daß infolgedessen, da
praktisch keine Leistung vernichtet wird die Ausgangsleistung gegenüber dem Fall
ohne Rückkopplung verdoppelt wird.
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Da bei beträchtlichen Graden negativer Rückkopplung im Verstärker
nach Fig. i die Impedanz des Netzwerks 3 die Verstärkereingangs- oder -ausgangsimpedanz
nicht wesentlich beeinflußt, kann das Netzwerk zur Regelung der Übertragung jede
gewünschte Form besitzen. Beispielsweise kann es aus einem Serien- oder einem Parallelwiderstand
bestehen, der zur Erzielung von frequenzunabhängigen Verstärkungsänderungen einstellbar
ist oder aus einem einstellbaren Netzwerk, um eine veränderliche Entzerrung oder
Änderungen der Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz zu erzielen. Wenn es
gewünscht ist, daß die Verstärkungscharakteristiken parallel und flach verlaufen,
werden sie vorzugsweise so parallel wie erforderlich oder möglich und zusätzlich
so flach wie möglich gemacht. Diese Feststellung wird deshalb gemacht, weil bei
Anordnungen, welche große Genauigkeit erfordern, wenn die Kurven parallel oder nahezu
flach verlaufen, der geringe Fehler im flachen Verlauf durch Zufügung eines festen
Entzerres berichtigt werden kann.
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Mit der Verstärkungsregelung im Rückkopplungspfad eines stabilisierten
rückgekoppelten Verstärkers, wie sie z. B. mit 3 in Fig. i bezeichnet' ist, wird
die Verringerung der Verstärkung durch entsprechende Vergrößerung des Betrages der
negativen Rückkopplung herbeigeführt. Hierdurch wird das Arbeiten des Verstärkers
entsprechend verbessert. Beispielsweise wird die Modulation verringert, die Verstärkerstabilität
vergrößert und bei Verwendung von Gabelübertragern, die passiv unabgeglichen sind,
die Unabhängigkeit der Verstärkereingangs- und ausgangsimpedanz gegenüber den Impedanzen
des Netzwerks 3 vergrößert. Da die Verstärkung praktisch dem Verlust im Rückkopplungskreise
gleichkommt und die wirksame Entdämpfung gewöhnlich bemerkenswert ist wird ein Verlust
im Rückkopplungspfad gewöhnlich erforderlich gemacht. Infolgedessen kann in der
Verstärkungsregelungseinrichtung im Rückkopplungspfad ein beträchtlicher Verlust
auftreten, ohne daß dies notwendigerweise einen Nachteil darstellt.
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Die Verstärkungsregelung 3 in Fig. i kann von Hand betätigt werden.
Wenn gewünscht, kann sie auch automatisch betätigt werden, z. B. als ein die Verstärkung
veränderndes Element, welches mittels eines Steuergerätes der bei Übertragungssteuerungssystemen
bekannten Art beeinflußt wird.
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Fig. q. zeigt ein zweites Beispiel für die doppelte Anwendung der
Rückkopplung, bei dem die zweite Rückkopplung durch einen äußeren Rückkopplungspfad
f von einem Ausgangsübertrager 7 auf einen Eingangsübertrager 5 erfolgt. Der Verstärker
enthält hintereinandergeschaltete Röhren 151, 152 und 153 und besitzt im Ausgangskreis
eine Brückenschaltung 15q., welche die Röhre 153 mit dem Gabelübertrager 7 und einem
inneren Rückkopplungskreis 155 verbindet. Dieser Kreis 155 führt die Spannung
der Brückenschaltung 154 einer in Serie mit der Sekundärwicklung des Eingangsübertragers
liegenden Rückkopplungsimpedanz gegenüber der Gitter-Kathoden-Impedanz der Röhre
151 zu. Die innere Rückkopplung ist also eine Serien-Brücken-Rückkopplung. Wenn
die Rückkopplungsleitung 155 anstatt mit dem Ende der Sekundärwicklung des Eingangsübertragers
mit ihrem Anfang verbunden wird, so wird die innere Rückkopplung eine Parallel-Brücken-Rückkopplung;
wobei das System immer noch eine Verdoppelung der Rückkopplung darstellt. Wenn die
Brücke 154 weggelassen wird und die Rückkopplungsleitung 155 beispielsweise mit
der Anode der Röhre 153 verbunden wird, stellt jedoch das System kein Beispiel
für eine Verdoppelung der Rückkopplung dar.
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Die vier Arme der Brücke 154 sind die Anoden-Kathoden-Impedanz der
Röhre 153, der Widerstand i 156, der Widerstand 157 und die Impedanz 158. Der Arm
158 enthält in Parallelschaltung zu einer Kapazität 16o (Größenordnung von 50 pF)
einen Widerstand 159 zur Regelung des Anstiegs der Dämpfungs-Frequenz-Charakteristik
des inneren Rückkopplungspfades, um die Phasenverschiebung über das übertragene
Band zu regeln. Die Brücke 154 kann, wenn gewünscht, unabgeglichen sein, wobei sich
Vorteile ergeben.
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Die Rückkopplungsleitung 155 enthält einen Blockkondensator 161, um
das Fließen von Gleichstrom durch diese Verbindung zu verhindern: Die in Serie zur
Sekundärwicklung des Übertragers 5 und in der Rückkopplungsdiagonalen der Brücke
154 liegende Rückkopplungsimpedanz besteht aus zwei hintereinandergeschalteten Elementen,
nämlich einem Rückkopplungswiderstand
162 und einem parallel zu
einer Induktivität 164 liegenden Rückkopplungswiderstand 163. Diese Induktivität
dient zur Beseitigung der durch den Blockkondensator ift im inneren Rückkopplungspfad
für niedrige Frequenzen eingeführten Phasenverschiebung. Ein Gitterableitwiderstand
165 und ein parallel geschalteter Kondensator 166 liegen im Gitterkreis der Röhre
151.
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Eine 24-Volt-Heizbatterie oder eine andere geeignete Gleichstromquelle
ist mit ihrem positiven Pol geerdet und liegt mit ihrem negativen Pol an der negativen
Heizklemme. Sie liefert den Heizstrom für die in Serie geschalteten Heizfäden der
Röhren 151, 152 und 153. Eine 13ö-Volt-Anodenbatterie oder -eine andere geeignete
Gleichstromquelle; die zwischen Erde und dem positiven Anodenspannungsanschluß liegt,
liefert den Anodenstrom für die Röhren 151 und 152. Die Heiz- und Anodenbatterie
in Serienschaltung liefert den Anodenstrom für die Röhre 153.
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Ein Gitterwiderstand 170, dem ein Kondensator 171 parallel geschaltet
ist, führt der Röhre 152 die Gittervorspannung zu. Die Gittervorspannung für die
Röhre 153 wird über den Filterwiderstand 198 durch die Gittervorspannbatterie und
den Spannungsabfall, der an der in Serie zu der Batterie 172 und dem Gleichstrompfad
von der Kathode zum Gitter liegenden Induktivität 173 auftritt, zugeführt. Diese
Induktivität dient zusammen mit dem Kondensator 175, welcher einen Nebenschlüß von
der Kathode der Röhre 153 zur Erde bildet, als Filter, welches das Fließen von Anodenwechselstrom
der Röhre 153 durch die Heizbatterie verhindern soll. Der Kondensator 176 und der
Widerstand 198 filtern die Vorspannung für das Gitter der Röhre 153. Der Kondensator
176 bildet einen Nebenschluß über die Batterie 172; den Widerstand 198 und die in
Serie liegende Heizbatterie. Eine Drossel 177 und ein Kondensator 178 dienen als
Filter, um die Anodenbatterie gegen Wechselstrom zu schützen. Die Kondensatoren
175 und 178 bilden für Wechselstrom zwischen der Kathode der Röhre 153 und dem Brückenzweig
156 einen Nebenschluß: Die Widerstands-Käpazitäts-Filter für den Anodengleichstrom
und die Schirmgittervorspannungen der Röhren 151 und 152 bestehen aus den Widerständen
ift, 182 und 18o und den Kapazitäten 183, 18¢, 185 und 186.
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Die Fig. 5 zeigt die Verstärkungs-Frequenz-Charakteristik A und B
für den Verstärker der Fig. q. beim Arbeiten ohne und mit Rückkopplung. Der Verstärker,
für den diese Charakteristiken aufgenommen wurden, war ein zur Übertragung von 12
bis 6o kHz dienender Verstärker für eine Kabelträgerfrequenzanlage mit zwölf Kanälen.
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Bei diesem Verstärker sind die Röhren 151 und 1522 durch ein Kopplungsnetzwerk
igo verbunden, das aus einem Transformator 187 mit oder ohne magnetischem Kern,
einem Parallelresonanzkreis 188, einem Widerstand 189 und Blockkondensatoren igi
und 192 besteht. Der Transformator besitzt eine Primärwicklung 193 und eine Sekundärwicklung
19q., welche beispielsweise ein Windungsverhältnis von i : i haben können. Diese
Windungen sind an einem Ende mit dem Blockkondensator rgi, der die Anode der Röhre
151 mit denn Gitter der Röhre 152 verbindet, und am anderen Ende mit dem Kondensator
=g, verbunden. Die Kondensatoren igi: und =g? können beispielsweise eine Kapazität
in der Größenordnung von o,1ßF haben. Der Widerstand 189 dient als Gitterableitung
und hat beispielsweise eine Größenordnung von 6oooo Ohm. Er bildet einen Gleichstrompfad
für die Gittervorspannung der Röhre 152, ohne daß er eine übermäßige Nebenschlnßwirküng
auf den Resonanzkreis 188 ausübt. Dieser Resonanzkreis 188 ist als eine Spule 195
und eine Kapazität 196, welche die Eigenkapazität der Spule oder ein besonderer
Kondensator sein kann, dargestellt. Das Netzwerk igo kommt in Parallelresonanz mit
der Parallelkapazität zwischen den Stufen, welche die Eigenkapazität des Transformators
enthält, bei einer Frequenz in der Nachbarschaft der bei 6o kHz liegenden Spitze
P1 der Kurve A. Der Resonanzkreis 188 ist bei einer Frequenz in der Nachbarschaft
der bei 15 kHz liegenden Spitze P2 der Kurve A in Resonanz. Der Transformator 187
macht die Kopplungsimpedanz des Netzwerks igö für den oberen Teil des benutzten
Frequenzbereichs hoch, und der Resonanzkreis 188 macht die Impedanz des Netzwerks
igo für den unteren Teil des benutzten Frequenzbereichs hoch, so daß die beiden
gemeinsam die Impedanz des Kopplungskreises über den gesamten benutzten Frequenzbereich
auf einem hohen Wert halten, damit die Verstärkung des Verstärkers ohne Rückkopplung
über den benutzten Frequenzbereich hoch ist und sich nicht übermäßig mit der Frequenz
ändert.
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Die Röhren 152 und 153 sind durch ein Netzwerk igo' gekoppelt, das
in seinem Aufbau und seiner Wirkungsweise dem Netzwerk 19o ähnlich ist. Die Frequenz
der Spitze P1 der Kurve A ist durch die Resonanzfrequenzen des Transformators 187
und des entsprechenden Transformators im Netzwerk igo' i bestimmt, wobei diese Resonanzfrequenzen
etwas voneinander abweichen können: In ähnlicher Weise ist die. Frequenz der Spitze
P2 der Kurve B durch die Resonanzfrequenzen des Kreises 188 und des entsprechenden
Resonanzkreises im Netzwerk igo' i bestimmt, wobei diese beiden Resonanzfrequenzen
gegeneinander versetzt werden können.
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Im Rückkopplungspfad f ist ein aus einer Parallelschaltung eines Widerstandes
2o1, einer Induktivität 2o2 und einer Kapazität 203 bestehender Entzerrer eingeschaltet.
Dieser Entzerrer im äußeren Rückkopplungspfad macht die Charakteristik der Gesamtverstärkung
in Abhängigkeit von der Frequenz über dem benutzten Frequenzbereich des Verstärkers
praktisch vollkommen flach. Beispielsweise machte dieser Entzerrer bei seinem Verstärker
zur Übertragung von i2 bis 6o kHz in einer Trägerfrequenzanlage mit zwölf Kanälen
die Verstärkung innerhalb eines Bereichs von ungefähr o,oi Neper über das Übertragungsband
flach: Wenn die Möglichkeit vorhanden sein soll; die Entdämpfüng eines Verstärkers
mit Rückkopplung auf einen möglichst niedrigen Wert zu verringern und ein Entzerrer
im Rückkopplungspfad verwendet werden soll, ist es vorteilhaft, daß die ,uß-Schleife
die Eingangs- undAusgangstransformatoren z. B. nach der Art der Fig. 4 enthält.
Im
Rückkopplungspfad f ist ein aus den Widerständen 2o6, 207 und 208 und der
Kapazität 211 bestehendes Dämpfungsnetzwerk 2o5 angeordnet, welches dazu dient,
den Übertragungsverlust im Pfad f innerhalb des Übertragungsbandes des Verstärkers
zu erhöhen, wodurch die Verstärkung gegenüber der ohne Übertragungsverlust im Rückkopplungspfad
erhöht wird. Der Kondensator 211 mit dem parallel geschalteten Widerstand 20; dient
zur Verbesserung der Phasenverschiebung bei hohen Frequenzen und zur Verringerung
des durch das Netzwerk 205 verursachten Verlustes bei Frequenzen, die oberhalb
des verwendeten Frequenzbereichs liegen.
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Im Rückkopplungspfad f ist ein Transformator 215 mit einem Windungsverhältnis
von i : i oder einem anderen beliebigen Verhältnis angeordnet. Der Trans-
oder allgemein
für n Rückkopplungsschleifen.
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Die Mehrfachrückkopplung ist nur ein Sonderfall der Parallelrückkopplung,
nämlich mit einer zusätzlichen Beschränkung bezüglich der Abgleichungsbeziehungen.
Wenn bei allen Fällen der Mehrfachrückkopplung ß, ß2 . . . ß" gegenüber der
einfachen Schleife definiert werden, die sich ergibt, wenn man die gesamte Anordnung
als einen einfachen Fall einer Einschleifenparallelrückkopplung betrachtet, wird
die Forderung der Abgleichung lediglich ein zusätzliches Erfordernis bezüglich der
parallelen Pfade, und es ist
ohne Beschränkung für die Annäherung. Betrachtet man beispielsweise Fig. q. auf
diese Weise, so enthält ß2 den durch die Brücke 154 eingeführten Verlust und den
Verlust des an die Ausgangsspule angeschlossenen Kreises f, der Übertragerspulen
215 sowie die Übertragung durch die Eingangsübertrager auf das Gitter der Röhre
151, und es wird
Unabgeglichenheit der Brücke 154 beeinflußt wie schon gesagt, das Arbeiten des Verstärkers
hinsichtlich seiner Ausgangsimpedanz so lange nicht, als eine angemessene Rückkopplung
über den Ausgangstransformator vorhanden ist. Die Rückkopplung verringert die Unabgeglichenheit
der Brücke und erzeugt dabei einen bestimmten Impedanzabschluß für den Transformator.
Die Verstärkerausgangsimpedanz ist jedoch eine Funktion des Windungsverhältnisses
und der Impedanz des Netzwerkes io bei hohen Rückkopplungsgraden. Wenn die Brücke
:154 unabgeglichen formator verbessert den Längsabgleich des Systems und gibt die
Möglichkeit, daß die an seine Windungen angeschlossenen Kreise beide unsymmetrisch
(unabgeglichen gegen Erde) oder beide symmetrisch sind oder daß einer symmetrisch
und der andere unsymmetrisch ist.
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Nimmt man an, daß die Brücke 154 passiv, d. h. auch beim Fehlen von
Rückkopplung abgeglichen ist, so sind der innere und der äußere Rückkopplungspfad
gegenseitig abgeglichen, so daß bei Einführung einer elektromotorischen Kraft in
den einen Pfad dieser in dem anderen Pfad keinen Strom erzeugt.
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Bezeichnet man dann die Werte von ß für die betreffenden Schleifen
mit ß1 und ß., so ist die Verstärkung Ap vom Gitter, der ersten Röhre zum Anodenkreis
der letzten Röhre ist, stellt die Rückkopplung in der Verstärkerschaltung wieder
ein Beispiel für Wiederholung des Rückkopplungsvorganges dar. Die innere Schleife
bewirkt, daß zwischen dem äußeren Rückkopplungspfad für das ganze Frequenzband,
in dessen Bereich eine merkliche negative Rückkopplung in der inneren Schleife vorhanden
ist, und der abgehenden Leitung eine Abgleichungsbeziehung besteht; wenn dabei die
Bandbreite der Transformatoren überschritten wird, wird die Gefahr des Pfeifens
verringert.
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Bei dem Verstärker, dessen Verstärkungs-Frequenz-Charakteristiken
in Fig. 5 dargestellt sind, war eine negative Rückkopplung von 5,2 bis 6,9 Neper
über die Gabelübertrager nicht möglich. 2,3 Neper waren jedoch möglich, und daher
wurden die übrigen 2,9 bis 4,6 Neper auf die innere Schleife übertragen. Die Rückkopplung
über die Gabelübertrager beseitigte praktisch die Impedanz- und Übertragungsanforderungen
für die Transformatoren und verursachte die Verringerung der Modulationsanforderungen
um 2,3 Neper.
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Fig.6 zeigt als Beispiel eine Rückkopplungsschaltung mit einer abgeänderten
Form des Gabelübertragers der Rückkopplungsschaltungen nach Fig. i. Diese Schaltung
kann z. B. eine Verstärkerschaltung mit negativer Rückkopplung nach der Art der
Fig. i mit einer Gabelübertragerrückkopplung über einen Verstärker 35o durch den
Rückkopplungspfad f sein. Der Sendekreis oder die ankommende Leitung 6 ist mit den
Brückenpunkten des Eingangsübertragers Hl verbunden, dessen Ausgleichsnetzwerk mit
351 bezeichnet wird. Der Empfangskreis oder die abgehende Leitung 8 ist mit den
Brückenpunkten des Ausgangsübertragers Ha verbunden, dessen Ausgleichsnetzwerk mit
352 bezeichnet ist.
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Fig.6 veranschaulicht nur eine der zahllosen Möglichkeiten für verschiedene
Fälle eines .Netzwerkes, von welchen zwei Zweige in Abgleichungsbeziehung miteinander
stehen; alle diese Möglichkeiten besitzen die gleichen grundsätzlichen Vorteile:
Das spezielle Beispiel ist zum Anschluß an unabgeglichene
Kreise,
wie z. B. koaxiale Leitungen, geeignet und besitzt die Vorteile der genau angepaßten
Impedanzen auch bei Transformatoren mit hoher und ungleichförmiger Spannungsaufwärtstransformierung.
Es besitzt ferner den Vorteil, daß der Rückkopplungspfad f von der restlichen Schaltung
elektrisch isoliert ist und daß infolgedessen der größtmögliche Spielraum für den
Impedanzwert oder die Art des in den Rückkopplungspfad einzuschaltenden Netzwerks
vorhanden ist, um die Übertragungseigenschaften des Verstärkers genau zu regeln.
Diese Schaltung besitzt alle Vorteile der Rückkopplung über Eingangs- und Ausgangstransformatoren.