DE914261C - Schaltung fuer die Schaffung einer Impedanz vorbestimmter Groesse - Google Patents

Schaltung fuer die Schaffung einer Impedanz vorbestimmter Groesse

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DE914261C
DE914261C DEW3468D DEW0003468D DE914261C DE 914261 C DE914261 C DE 914261C DE W3468 D DEW3468 D DE W3468D DE W0003468 D DEW0003468 D DE W0003468D DE 914261 C DE914261 C DE 914261C
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DE
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impedance
feedback
amplifier
winding
feedback path
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Expired
Application number
DEW3468D
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English (en)
Inventor
Harold Stephen Black
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AT&T Corp
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Western Electric Co Inc
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B3/00Line transmission systems
    • H04B3/02Details
    • H04B3/04Control of transmission; Equalising
    • H04B3/16Control of transmission; Equalising characterised by the negative-impedance network used

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

  • Schaltung für die Schaffung einer Impedanz vorbestimmter Größe Gegenstand der Erfindung ist eine Schaltung für die Schaffung einer Impedanz vorbestimmter Größe, deren Wirk- und Blindanteile in einem vorbestimmten Verhältnis zueinander stehen und die sich ohne wesentliche Erhöhung des Widerstandsrauschens in einen Signalübertragungsweg einschalten läßt. Die Besonderheit der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, daß eine Hilfsimpedanz, deren Wirk- und Blindanteile in dem vorbestimmten Verhältnis stehen, deren Größe aber von dem gegebenen Wert abweicht, an einem zwischen dem Übertragungskreis und dem Rückkopplungsweg eines gegengekoppelten Verstärkers geschalteten Gabelübertrager angeschlossen ist, welcher drei induktiv miteinander gekoppelte Wicklungen aufweist. Die Zwischenschaltung des Gabelübertragers ist dabei derart ausgeführt, daß eine Wicklung an den Übertragungskreis, die zweite Wicklung an den Rückkopplungsweg und die dritte Wicklung in Reihe mit der Hilfsimpedanz an zwei Klemmen angeschlossen ist. Die dritte Wicklung liegt außerdem mit einer der beiden anderen Wicklungen in Reihe, und das Windungsverhältnis zwischen der dritten Wicklung und der mit ihr in Reihe liegenden Wicklung entspricht dem um Eins verminderten Größenverhältnis zwischen der gesuchten Impedanz und der Hilfsimpedanz, wodurch bei Vorhandensein eines hohen Rückkopplungsfaktors die gesuchte Impedanz an den genannten Klemmen auftritt. In ihrer weiteren Ausbildung empfiehlt die Erfindung, die mit der dritten Wicklung in Reihe liegende Wicklung an den Rückkopplungsweg anzuschließen, wobei die Hilfsimpedanz an der Verbindungsstelle der beiden in Reihe liegenden Wicklungen an den Übertrager angeschlossen ist. Es empfiehlt sich, den Gabelübertrager so aufzubauen, daß seine statische Impedanz, die bei fehlender Rückkopplung an den erwähnten Klemmen auftritt, gegenüber der gesuchten Impedanz hoch ist.
  • Weitere Besonderheiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den Darstellungen der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt Fig. i einen Verstärker in der erfindungsgemäßen Schaltung, Fig. 2 ein Schaltbild, welches die Erläuterung der Betriebsweise des Verstärkers erleichtern soll, Fig. 3 ein in einen Entzerrer mündendes Zuführungskabel, wobei Entzerrer und Verstärker erfindungsgemäß so ausgeführt sind, daß eine Vergrößerung des Verhältnisses zwischen Widerstandsrauschen und Signal vermieden ist, Fig. q. einen Verstärker mit Gabelübertragerrückkopplungsanschlüssen, die eine Verdopplung der Rückkopplung ermöglichen, Fig. 5 Verstärkungsfrequenzkennlinien des Verstärkers gemäß Fig. q, Fig. 6 einen Verstärker oder ein System mit Rückkopplung über Übertrageranschlüsse in einer von: Fig: i abweichenden Ausführung.
  • Der in Fig. z dargestellte Verstärker kann ein stabilisierter rückgekoppelter Verstärker sein. Er enthält einen Verstärkerpfad mit zwei hintereinandergeschalteten Vakuumröhren i und 2 und einem Rückkopplungspfad f mit einem aus allgemeinen Impedanzen bestehenden Netzwerk 3 zur Regelung der Übertragung. Der Verstärkerpfad soll als ,u-Kreis bezeichnet werden, während der Rückkopplungspfad als f-Kreis bezeichnet wird. Das Netzwerk 3 soll ß-Kreis-Netzwerk benannt werden.
  • Ein Eingangsübertrager 5 koppelt die ankommende Leitung 6 und den Rückkopplungspfad f mit der Eingangsseite des Verstärkerpfades, während ein Ausgangsübertrager 7 die Ausgangsseite des Verstärkerpfades mit der abgehenden Leitung 8 und dem Rückkopplungspfad koppelt. Einer der wesentlichsten Vorteile einer derartigen Rückkopplungsschaltung ist bei beträchtlichem Rückkopplungsgrad der, daß die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des Verstärkers auf annähernd festen Werten stabilisiert werden, die von Änderungen innerhalb des Verstärkers, seiner Verstärkung oder dem Rückkopplungsgrad unabhängig sind, ohne Rücksicht darauf; ob bei nicht arbeitendem Verstärker (Verstärkungsfaktor = o) und Fortbestehen der für den arbeitenden Verstärker geltenden Werte aller übrigen Kreisparameter die Gabelübertrager abgeglichen sind. Da verhältnismäßig große Rückkopplungsgrade (verhältnismäßig hohe Werte von lf ß) praktisch von großer Bedeutung sind, wird die Ableitung der Verstärkereingangsimpedanz für diesen Fall an Hand der Fig. 2 erläutert. Die Gleichung für die Ausgangsimpedanz ist ähnlich. In Fig. 2 ist der Gabelübertrager der Einfachheit halber in unsymmetrischer Form dargestellt, d. h. er ist uriabgeglichen gegen Erde. Die Quelle der elektromotorischen Kraft F_ und die Impedanz C ersetzen die Leitung 6 der Abb. i. Die Kapazität GO stellt die wirksame Kapazität zwischen Gitter und Kathode der -Röhre i dar. Die Spannung an den Eingangsklemmen des Verstärkers ist mit e bezeichnet. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers ist ZF. Die Impedanz des Gabelübertragernetzwerkes ist mit ZN bezeichnet. Die Windungszahlen der Leitungs- und Rückkopplungswicklung des Gabelübertragers sind mit n, und n2 bezeichnet. Das Windungsverhältnis n1 : n2 ist t. e=ii ZB. Wenn @u ß sehr groß im Vergleich zu i ist, fließt ein Strom i2 zur Rückkopplungsseite des Übertragers zurück, der ausreicht, um den Fluß im Übertrager 5 um einen Faktor zu verringern. Das bedeutet, daß die Spannung an den Klemmen i', 2' im Vergleich zu dem Wert von e gegen Null geht. Der Rückkopplungsstrom i2, der diese Flußverringerung herbeiführt, ist Wenn die Spannung an den Klemmen i', 2' vernachlässigbar ist, so nähert sich e dem Spannungsabfall (i, - i2) - ZN an dem Netzwerk, d. h. wobei für große Rückkopplungsgrade Es ist also zu ersehen, daß für große Werte von p ß worin k die Konstante ist. Dies gibt das sehr wertvolle Resultat, däß die Impedanz des Verstärkers gleich der Impedanz des an die Brückenpunkte des Gabelübertragers angeschlossenen Netzwerks multipliziert mit i plus dem Windungsverhältnis des Gabelübertragers ist. Nimmt man also an, daß ,cc ß groß ist, so kann die Impedanz des Verstärkers soweit wie möglich der des Netzwerks angenähert werden. Macht man sich diesen Umstand zunutze, so lassen sich Verstärker mit bemerkenswert guten Impedanzen herstellen. Es ist festgestellt worden, daß die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des Verstärkers leicht verändert werden kann, beispielsweise in dem Verhältnis von ioo : i, indem man lediglich die Impedanz des Netzwerks ändert. Überdies ändert sich, wenn der Gäbelübertrager Wicklungen verschiedener Windungszahl besitzt und das Wicklungsverhältnis t groß genug ist, so daß n1 um ein Vielfaches größer ist als n2, der Eingangs- oder Ausgangsverlust kaum bei einer Änderung der Impedanz in dieser Weise. Außerdem können diese Verluste leicht auf einem Wert von unter einigen hundertstel Neper gehalten werden, anstatt der üblichen 0,35 Neper für Spulen mit gleichen Windungszahlen. Die Möglichkeit der Veränderung der Verstärkereingangs- oder -ausgangsimpedanz oder beider in einer derart gleichen Weise ohne große Beeinflussung der Übertragung ist äußerst wünschenswert. ZN ist ein überraschend genaues Abbild von ZN, das entweder vergrößert oder verkleinert ist, je nachdem, ob n1 größer oder kleiner als na ist. Wenn also ZN z. B. eine Kapazität ist, so ist die Eingangs-oder Ausgangsimpedanz des Verstärkers ebenfalls eine Kapazität.
  • Was die Abgleichungsbeziehungen bei Rückkopplung über Gabelübertrager anbelangt, so wird die Übertragung zwischen der ankommenden oder abgehenden Leitung und dem Verstärkerpfad oder ,u-Kreis durch die Impedanz des Rückkopplungspfades f oder ß-Kreises, vom Gabelübertrager gesehen, beeinflußt. Ebenso wird die Übertragung zwischen dem Verstärkerpfad und dem Rückkopplungspfad durch die Impedanz der ankommenden oder abgehenden Verbindungsleitung beeinflußt. Infolgedessen ist der Betrag der erzielten Rückkopplung für jede Einstellung des ß-Kreis-Netzwerkes etwas von der Impedanz der Verbindungsleitung abhängig. Wenn man jedoch Übertrager mit verschiedenen Wicklungszahlen verwendet, bei denen eine der beiden Windungszahlen n1 und n2 beträchtlich größer ist als die andere, z. B. wenn sie um ein Vielfaches größer ist, so kann die Wirkung der Leitungsimpedanzen auf den Betrag der Rückkopplung vernachlässigbar klein gemacht werden. Ebenso kann die Wirkung, die der Wert der Impedanzen des Rückkopplungspfades, von den Übertragern aus gesehen, auf die Übertragung zwischen der ankommenden oder abgehenden Leitung und dem Verstärkerpfad besitzt, vernachlässigbar klein gemacht werden.
  • In welchem Ausmaß Abgleichungsbeziehungen bestehen, kann man bestimmen, wenn man die Änderung von il bei einer Änderung der Impedanz des ß-Kreises feststellt. Eine Änderung der Impedanz des ß-Kreises (Generatorimpedanz, welche i2 erzeugt) ändert den Wert von ,u ß. Es ist jedoch aus der Gleichung (2) zu ersehen, daß ZF von abhängig ist.
  • Für Werte von ,u ß, die ausreichend größer sind als i, machen Änderungen in infolge von Änderungen von ,u ß nichts aus. ZF ist dann unabhängig von ,u ß. Die für den Verbindungskreis vorhandene Eingangsimpedanz ist deshalb ohne Rücksicht auf das Windungsverhältnis n1 : n2 unabhängig vom Rückkopplungspfad gemacht. Das Umgekehrte trifft jedoch nicht zu, d. h. der Wert von ,u f ist so lange nicht unabhängig von dem Verbindungskreis, wie der Gabelübertrager nicht einen Impedanzabgleich bei dem Verstärkungsfaktor Null besitzt. Da ein Gabelübertrager im Eingangs- oder Ausgangskreis die Verstärkereingangs- und -ausgangsimpedanzen unabhängig voneinander machen kann, ohne Rücksicht darauf, ob der Gabelübertrager bei dem Verstärkungsfaktor Null abgeglichen ist, so ergibt sich, daß bei Verwendung eines Gabelübertragers am Eingang oder Ausgang oder an beiden Stellen die Verstärkereingangs- und -ausgangsimpedanzen nach Belieben gleiche Werte oder verschiedene Werte erhalten können.
  • Insbesondere bei der Nachrichtenübermittlung werden vielfach Verstärker angewendet, bei denen die Eingangs- und -ausgangsimpedanz der Impedanz der angeschlossenen Leitungen angepaßt sein muß. Wenn die Eingangsimpedanz des Verstärkers angepaßt sein muß, anstatt das man sie wesentlich größer sein läßt als die Impedanz des Kabels oder des angeschossenen Kreises, so ist für die gleiche Verstärkung das verstärkte Geräusch, das infolge des thermischen Rauschens im Ausgang des Verstärkers auftritt, ungefähr 0,35 Neper größer als in dem Fall, bei dem die Verstärkereingangsimpedanz verhältnismäßig hoch ist und ein störungsfreier Eingangskreis vorhanden ist. Bei einem Gabelübertrager im Ein angskreis nach Fig. i oder 2 läßt sich jedoch der Übertrager (und die Abschlußimpedanz an seiner Wicklung, die an Gitter und Kathode der ersten Röhre vorhanden ist) so wählen, daß die Verstärkereingangsimpedanz ohne Rückkopplung hoch ist. Gleichzeitig kann der Wert ZN der Impedanz des Netzwerks des Eingangsübertragers so gewählt werden, daß die negative Rückkopplying eine Verbesserung der Verstärkereingangsimpedanz und ihre Stabilisierung auf einen geeigneten Wert verursacht, der dem Eingang des angeschlossenen Kreises angepaßt ist. Infolgedessen ist, wenn die Verstärkung die gleiche ist wie die eines Verstärkers ohne Rückkopplung, der jedoch eine hohe Eingangsimpedang besitzt, das verstärkte Widerstandsrauschen im Ausgang beider Verstärker gleich (weil in beiden Verstärkern das in Frage kommende Geräusch von der Widerstandskomponente der für den Verstärkungsgrad Null bestehenden Impedanz ohne Rückkopplung zwischen Gitter und Kathode der ersten Rohre abhängt), jedoch besitzt der rückgekoppelte Verstärker eine angepaßte Impedanz an Stelle einer sehr hohen Impedanz. Für derartige Systeme, deren allgemeiner Störungspegel in der Größenordnung des Widerstandsrauschens liegt, kann gezeigt werden, daß, wenn alles andere gleichbleibt, unter bestimmten Umständen im Betrag der Ausgangsleistung unter Zugrundelegung vergleichbarer Verhältnisse der Signalstärke zu den Störungen eine Ersparnis von 2 : i eintreten kann. Überdies ist die Verbesserung, welche die Rückkopplung im Verhältnis der Signalstärke zum Widerstandsrauschen einführen kann, nicht auf 0,35 Neper beschränkt, und die Wirkung der Rückkopplung kann in Schaltungen, wie sie z. B. in Fig. i und 2 dargestellt sind, stabile Impedanzen erzeugen, welche kein Widerstandsrauschen hervorrufen und mit denen der Verstärker betrieben werden kann.
  • Ferner kann bei Schaltungen nach Fig. i und 2 die Wirkung der Rückkopplung gewöhnliche Widerstände oder allgemeine Impedanzen, welche ein Widerstandsrauschen erzeugen, in entsprechende Widerstände oder Impedanzen umwandeln, die von allen Störungen einschließlich des thermischen Rauschens frei sind. Wenn z. B. das Netzwerk 9 an den Brückenpunkten des Eingangsübertragers 5 aus einem Widerstand besteht, kann die Rückkopplung, wie schon gesagt, diesen Widerstand dadurch, daß sie ein vergrößertes Abbild von ihm als Verstärkerimpedanz erzeugt, zu einem störungsfreien Widerstand umformen. Diese Eigenschaft der Störungsfreiheit ergibt sich in gleicher Weise für den Fall, daß die Eingangsimpedanz des Verstärkers aus einer allgemeinen Impedanz besteht, die von einer entsprechenden allgemeinen Impedanz an den Brückenpunkten des Ausgleichsübertragers durch Rückkopplung erzeugt ist.
  • Beispielsweise kann die Impedanz ZN des Netzwerks 9 des in den Fig. i und 2 dargestellten Ausgleichsüber tragers 5 bei einem Verhältnis von und ,u ß > i, die stabilisierte Eingangsimpedanz des Verstärkers sehr genau über den Bereich von 12 bis 6o kHz der Impedanz eines Standardfernkabeis mit einer Kapazität von o,o62,uF/km in unbelastetem Zustand anpassen. Diese Eingangsimpedanz ist dann frei von Störungen durch thermisches Rauschen.
  • Fig. 3 zeigt z. B. einen Entzerrer ii und einen Verstärker 12, die ungeachtet der Tatsache, daß der Entzerrer, wenn gewünscht, Widerstände enthalten kann, frei von Widerstandsrauschen sind. Der Entzerrer kann z. B. aus einem konstanten Widerstand besitzenden Netzwerk zur Entzerrung derKabeldämpfung bestehen. Der Verstärker kann nach Fig. i ausgebildet sein und jede gewünschte Stufenzahl enthalten. G und P bezeichnen das Gitter der ersten Röhre und die Anode der letzten Röhre; dies gilt auch für die übrigen Abbildungen. Die ankommende Leitung 6 kann z. B. ein koaxiales System oder ein anderes Kabel sein, das dem Entzerrer Signale zuführt; deren untere Grenze des Übertragungspegels durch das Widerstandsrauschen im Kabel festgelegt ist. Der Gabelübertrager 5 im Eingang kann so ausgebildet sein, daß die Verstärkereingangsimpedanz ohne Rückkopplung hoch im Vergleich zur Impedanz des Entzerrers ist, mit dem der Verstärker betrieben wird. Das Netzwerk 9 kann ein Widerstand oder eine Impedanz mit einem solchen Wert sein, daß die Verstärkereingangsimpedanz durch Rückkopplung der Entzerrerimpedanz angepaßt wird. Vorzugsweise ist das Windüngsverhältnis n1: n2 des Ausgleichsübertragers 5 groß, so daß sich ein geringer Verlust für die Übertragung vom Entzerrer zum Gitter G und dementsprechend ein hoher Verlust für die Übertragung vom Rückkopplungspfad f auf das Gitter G ergibt. Wenn dann die Impedanzelemente, aus denen der Entzerrer besteht, welche beispielsweise als ein Serienzweig mit der Impedanz ZFl und ein Parallelzweig mit der Impedanz ZFZ dargestellt sind, störungsfreie Impedanzen sind; die als Eingangsimpedanzen von Verstärkern mit negativer Rückkopplung, wie oben erwähnt, dargestellt werden, so kann der Entzerrer die gewünschte Entzerrung ausführen; ohne daß ein Widerstandsrauschen hinzukommt. Der Verstärker stellt dann den Signalpegel wieder her, indem er die Signale ohne Einführung eines Widerstandsrauschens verstärkt. Die gewünschte Entzerrung und Verstärkung der Signale kann also ohne Verringerung des Verhältnisses der Signalstärke zum Widerstandsrauschen durchgeführt werden.
  • Die Impedanzen ZFr und ZFZ sind die Eingangsimpedanzen von geeigneten Verstärkern mit Rückkopplung. Beispielsweise können sie die Eingangsimpedanzen von Verstärkern nach Fig. i oder 2 sein, und sie können durch die Netzwerke der Gabelübertrager im Eingang der Verstärker mit den Impedanzwerten dargestellt werden.
  • Da bei beträchtlicher negativer Rückkopplung in dem Verstärker nach Fig. i die Impedanz des Netzwerks ro die Impedanz, auf welche die Röhre 2 arbeitet, nicht wesentlich beeinflußt, kann die Röhre, obgleich ihre Impedanz von ihrer optimalen Belastungsimpedanz verschieden sein kann, auf eine Impedanz mit dem Optimalwert arbeiten, und die Impedanz des Netzwerkes kann dennoch den Wert erhalten, der erforderlich ist, um die Impedanz der Leitung 8 der Verstärkerausgangsimpedanz anzupassen. Das vorteilhafte Arbeiten dieser Anordnung wird vielleicht am klarsten, wenn als Endröhre 2 eine Pentode verwendet wird. Es soll angenommen werden, daß die Ausgangsimpedanz R, der Pentode i ooö ooo Ohm beträgt und daß sie Maximalleistung abgibt, wenn die Ausgangsimpedanz, auf die sie arbeitet, 25 ooo Ohm hat. Dann wäre, wenn sie über einen Transformator mit zwei Wicklungen mit einer Ausgangsleiteng, die einen Widerstand von ioo Ohm besitzt, verbunden werden soll, ein Ausgangstransformator mit einem Impedänzverhältnis von 25 ooo : ioo erforderlich. Gewöhnlich ist es in solchen Fällen außerdem nötig, daß die Ausgangsimpedanz des Transformators auf seiner Seite mit niedriger Windungszahl der Impedanz der angeschlossenen Leitung oder der Verstärkerbelastung ängepaßt ist. Bei dem gegebenen Beispiel könnte diese Anforderung ohne Rückkopplung nicht erfüllt werden, weil die Ausgangsimpedanz des Verstärkers die Impedanz der Seite mit niedriger Windungszahl sein würde; während die Seite mit hoher Windungszahl mit i Megohm abgeschlossen oder praktisch offen ist. Die Seite mit hoher Windungszahl des Übertragers würde dagegen mit 25 ooo Ohm abgeschlossen werden, wobei die Impedanz der Seite mit niedriger Windungszahl ioo Ohm beträgt. Natürlich könnten durch Wahl eines Ausgangstransformators mit einem Impedanzverhältnis von 5o ooo : ioo und durch Zuschaltung eines Widerstandes von 5o ooo Ohm an die Wicklung hoher Windungszahl parallel zur Röhre diese beiden Anforderungen (eine Ausgangsimpedanz von ioö Ohm für den Verstärker und eine Belastung von 25 ooo Ohm für die Röhre) gleichzeitig erfüllt werden, jedoch würde in diesem Fall die Hälfte der von der Röhre gelieferten Ausgangsleistung vernichtet werden. Wenn man jedoch an der Ausgangsseite des Verstärkers einen Gabelübertrager mit verschiedener Windungszahl anwendet, der selbst nur einen geringen Verlust einführt, so können diese beiden Anforderungen gleichzeitig erfüllt und praktisch die gesamte Röhrenleistung ausgenutzt werden. Wenn z. B. in der Verstärkerschaltung nach Fig. i die Impedanz des Netzwerks io so bemessen ist, daß sie die Verstärkerausgangsimpedanz gleich 3500 Ohm macht und die Röhre 2 eine Röhre mit einer Impedanz von 3500 Ohm ist, die auf einen Widerstand von 3500 Ohm arbeitet, so würde, wenn diese Röhre durch eine Kraftpentode mit einer Impedanz R, von 75 ooo Ohm, deren optimale Belastungsimpedanz 3500 Ohm ist, ersetzt wird, diese Pentode auf einen Widerstand von 3500 Ohm arbeiten, so daß also die erste Anforderung erfüllt wäre. Es würde sich ferner ergeben, daß der Ersatz durch die Pentode praktisch keine Veränderung des Verstärkungsgrades hervorrufen würde, weil der Betrag der negativen Rückkopplung schon groß war und der Ersatz durch eine Röhre mit noch höherer Verstärkung die Rückkopplung weiter erhöht hat. Bei einer Messung würde sich ergeben, daß sich auch die Verstärkerausgangsimpedanz nicht verändert hat, so daß auch die zweite Anforderung erfüllt ist, weil, wie oben erläutert, der-Wert der Verstärkerausgangsimpedanz durch die Impedanz des Netzwerks zo bestimmt ist, das nicht verändert wurde.
  • Es ergibt sich also, daß man bei Verwendung der Ausgleichsübertragerschaltung die Pentode auf ihre optimale Belastungsimpedanz arbeiten lassen kann, und daß gleichzeitig die Ausgangsimpedanz des Verstärkers angepaßt sein kann, so daß infolgedessen, da praktisch keine Leistung vernichtet wird die Ausgangsleistung gegenüber dem Fall ohne Rückkopplung verdoppelt wird.
  • Da bei beträchtlichen Graden negativer Rückkopplung im Verstärker nach Fig. i die Impedanz des Netzwerks 3 die Verstärkereingangs- oder -ausgangsimpedanz nicht wesentlich beeinflußt, kann das Netzwerk zur Regelung der Übertragung jede gewünschte Form besitzen. Beispielsweise kann es aus einem Serien- oder einem Parallelwiderstand bestehen, der zur Erzielung von frequenzunabhängigen Verstärkungsänderungen einstellbar ist oder aus einem einstellbaren Netzwerk, um eine veränderliche Entzerrung oder Änderungen der Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz zu erzielen. Wenn es gewünscht ist, daß die Verstärkungscharakteristiken parallel und flach verlaufen, werden sie vorzugsweise so parallel wie erforderlich oder möglich und zusätzlich so flach wie möglich gemacht. Diese Feststellung wird deshalb gemacht, weil bei Anordnungen, welche große Genauigkeit erfordern, wenn die Kurven parallel oder nahezu flach verlaufen, der geringe Fehler im flachen Verlauf durch Zufügung eines festen Entzerres berichtigt werden kann.
  • Mit der Verstärkungsregelung im Rückkopplungspfad eines stabilisierten rückgekoppelten Verstärkers, wie sie z. B. mit 3 in Fig. i bezeichnet' ist, wird die Verringerung der Verstärkung durch entsprechende Vergrößerung des Betrages der negativen Rückkopplung herbeigeführt. Hierdurch wird das Arbeiten des Verstärkers entsprechend verbessert. Beispielsweise wird die Modulation verringert, die Verstärkerstabilität vergrößert und bei Verwendung von Gabelübertragern, die passiv unabgeglichen sind, die Unabhängigkeit der Verstärkereingangs- und ausgangsimpedanz gegenüber den Impedanzen des Netzwerks 3 vergrößert. Da die Verstärkung praktisch dem Verlust im Rückkopplungskreise gleichkommt und die wirksame Entdämpfung gewöhnlich bemerkenswert ist wird ein Verlust im Rückkopplungspfad gewöhnlich erforderlich gemacht. Infolgedessen kann in der Verstärkungsregelungseinrichtung im Rückkopplungspfad ein beträchtlicher Verlust auftreten, ohne daß dies notwendigerweise einen Nachteil darstellt.
  • Die Verstärkungsregelung 3 in Fig. i kann von Hand betätigt werden. Wenn gewünscht, kann sie auch automatisch betätigt werden, z. B. als ein die Verstärkung veränderndes Element, welches mittels eines Steuergerätes der bei Übertragungssteuerungssystemen bekannten Art beeinflußt wird.
  • Fig. q. zeigt ein zweites Beispiel für die doppelte Anwendung der Rückkopplung, bei dem die zweite Rückkopplung durch einen äußeren Rückkopplungspfad f von einem Ausgangsübertrager 7 auf einen Eingangsübertrager 5 erfolgt. Der Verstärker enthält hintereinandergeschaltete Röhren 151, 152 und 153 und besitzt im Ausgangskreis eine Brückenschaltung 15q., welche die Röhre 153 mit dem Gabelübertrager 7 und einem inneren Rückkopplungskreis 155 verbindet. Dieser Kreis 155 führt die Spannung der Brückenschaltung 154 einer in Serie mit der Sekundärwicklung des Eingangsübertragers liegenden Rückkopplungsimpedanz gegenüber der Gitter-Kathoden-Impedanz der Röhre 151 zu. Die innere Rückkopplung ist also eine Serien-Brücken-Rückkopplung. Wenn die Rückkopplungsleitung 155 anstatt mit dem Ende der Sekundärwicklung des Eingangsübertragers mit ihrem Anfang verbunden wird, so wird die innere Rückkopplung eine Parallel-Brücken-Rückkopplung; wobei das System immer noch eine Verdoppelung der Rückkopplung darstellt. Wenn die Brücke 154 weggelassen wird und die Rückkopplungsleitung 155 beispielsweise mit der Anode der Röhre 153 verbunden wird, stellt jedoch das System kein Beispiel für eine Verdoppelung der Rückkopplung dar.
  • Die vier Arme der Brücke 154 sind die Anoden-Kathoden-Impedanz der Röhre 153, der Widerstand i 156, der Widerstand 157 und die Impedanz 158. Der Arm 158 enthält in Parallelschaltung zu einer Kapazität 16o (Größenordnung von 50 pF) einen Widerstand 159 zur Regelung des Anstiegs der Dämpfungs-Frequenz-Charakteristik des inneren Rückkopplungspfades, um die Phasenverschiebung über das übertragene Band zu regeln. Die Brücke 154 kann, wenn gewünscht, unabgeglichen sein, wobei sich Vorteile ergeben.
  • Die Rückkopplungsleitung 155 enthält einen Blockkondensator 161, um das Fließen von Gleichstrom durch diese Verbindung zu verhindern: Die in Serie zur Sekundärwicklung des Übertragers 5 und in der Rückkopplungsdiagonalen der Brücke 154 liegende Rückkopplungsimpedanz besteht aus zwei hintereinandergeschalteten Elementen, nämlich einem Rückkopplungswiderstand 162 und einem parallel zu einer Induktivität 164 liegenden Rückkopplungswiderstand 163. Diese Induktivität dient zur Beseitigung der durch den Blockkondensator ift im inneren Rückkopplungspfad für niedrige Frequenzen eingeführten Phasenverschiebung. Ein Gitterableitwiderstand 165 und ein parallel geschalteter Kondensator 166 liegen im Gitterkreis der Röhre 151.
  • Eine 24-Volt-Heizbatterie oder eine andere geeignete Gleichstromquelle ist mit ihrem positiven Pol geerdet und liegt mit ihrem negativen Pol an der negativen Heizklemme. Sie liefert den Heizstrom für die in Serie geschalteten Heizfäden der Röhren 151, 152 und 153. Eine 13ö-Volt-Anodenbatterie oder -eine andere geeignete Gleichstromquelle; die zwischen Erde und dem positiven Anodenspannungsanschluß liegt, liefert den Anodenstrom für die Röhren 151 und 152. Die Heiz- und Anodenbatterie in Serienschaltung liefert den Anodenstrom für die Röhre 153.
  • Ein Gitterwiderstand 170, dem ein Kondensator 171 parallel geschaltet ist, führt der Röhre 152 die Gittervorspannung zu. Die Gittervorspannung für die Röhre 153 wird über den Filterwiderstand 198 durch die Gittervorspannbatterie und den Spannungsabfall, der an der in Serie zu der Batterie 172 und dem Gleichstrompfad von der Kathode zum Gitter liegenden Induktivität 173 auftritt, zugeführt. Diese Induktivität dient zusammen mit dem Kondensator 175, welcher einen Nebenschlüß von der Kathode der Röhre 153 zur Erde bildet, als Filter, welches das Fließen von Anodenwechselstrom der Röhre 153 durch die Heizbatterie verhindern soll. Der Kondensator 176 und der Widerstand 198 filtern die Vorspannung für das Gitter der Röhre 153. Der Kondensator 176 bildet einen Nebenschluß über die Batterie 172; den Widerstand 198 und die in Serie liegende Heizbatterie. Eine Drossel 177 und ein Kondensator 178 dienen als Filter, um die Anodenbatterie gegen Wechselstrom zu schützen. Die Kondensatoren 175 und 178 bilden für Wechselstrom zwischen der Kathode der Röhre 153 und dem Brückenzweig 156 einen Nebenschluß: Die Widerstands-Käpazitäts-Filter für den Anodengleichstrom und die Schirmgittervorspannungen der Röhren 151 und 152 bestehen aus den Widerständen ift, 182 und 18o und den Kapazitäten 183, 18¢, 185 und 186.
  • Die Fig. 5 zeigt die Verstärkungs-Frequenz-Charakteristik A und B für den Verstärker der Fig. q. beim Arbeiten ohne und mit Rückkopplung. Der Verstärker, für den diese Charakteristiken aufgenommen wurden, war ein zur Übertragung von 12 bis 6o kHz dienender Verstärker für eine Kabelträgerfrequenzanlage mit zwölf Kanälen.
  • Bei diesem Verstärker sind die Röhren 151 und 1522 durch ein Kopplungsnetzwerk igo verbunden, das aus einem Transformator 187 mit oder ohne magnetischem Kern, einem Parallelresonanzkreis 188, einem Widerstand 189 und Blockkondensatoren igi und 192 besteht. Der Transformator besitzt eine Primärwicklung 193 und eine Sekundärwicklung 19q., welche beispielsweise ein Windungsverhältnis von i : i haben können. Diese Windungen sind an einem Ende mit dem Blockkondensator rgi, der die Anode der Röhre 151 mit denn Gitter der Röhre 152 verbindet, und am anderen Ende mit dem Kondensator =g, verbunden. Die Kondensatoren igi: und =g? können beispielsweise eine Kapazität in der Größenordnung von o,1ßF haben. Der Widerstand 189 dient als Gitterableitung und hat beispielsweise eine Größenordnung von 6oooo Ohm. Er bildet einen Gleichstrompfad für die Gittervorspannung der Röhre 152, ohne daß er eine übermäßige Nebenschlnßwirküng auf den Resonanzkreis 188 ausübt. Dieser Resonanzkreis 188 ist als eine Spule 195 und eine Kapazität 196, welche die Eigenkapazität der Spule oder ein besonderer Kondensator sein kann, dargestellt. Das Netzwerk igo kommt in Parallelresonanz mit der Parallelkapazität zwischen den Stufen, welche die Eigenkapazität des Transformators enthält, bei einer Frequenz in der Nachbarschaft der bei 6o kHz liegenden Spitze P1 der Kurve A. Der Resonanzkreis 188 ist bei einer Frequenz in der Nachbarschaft der bei 15 kHz liegenden Spitze P2 der Kurve A in Resonanz. Der Transformator 187 macht die Kopplungsimpedanz des Netzwerks igö für den oberen Teil des benutzten Frequenzbereichs hoch, und der Resonanzkreis 188 macht die Impedanz des Netzwerks igo für den unteren Teil des benutzten Frequenzbereichs hoch, so daß die beiden gemeinsam die Impedanz des Kopplungskreises über den gesamten benutzten Frequenzbereich auf einem hohen Wert halten, damit die Verstärkung des Verstärkers ohne Rückkopplung über den benutzten Frequenzbereich hoch ist und sich nicht übermäßig mit der Frequenz ändert.
  • Die Röhren 152 und 153 sind durch ein Netzwerk igo' gekoppelt, das in seinem Aufbau und seiner Wirkungsweise dem Netzwerk 19o ähnlich ist. Die Frequenz der Spitze P1 der Kurve A ist durch die Resonanzfrequenzen des Transformators 187 und des entsprechenden Transformators im Netzwerk igo' i bestimmt, wobei diese Resonanzfrequenzen etwas voneinander abweichen können: In ähnlicher Weise ist die. Frequenz der Spitze P2 der Kurve B durch die Resonanzfrequenzen des Kreises 188 und des entsprechenden Resonanzkreises im Netzwerk igo' i bestimmt, wobei diese beiden Resonanzfrequenzen gegeneinander versetzt werden können.
  • Im Rückkopplungspfad f ist ein aus einer Parallelschaltung eines Widerstandes 2o1, einer Induktivität 2o2 und einer Kapazität 203 bestehender Entzerrer eingeschaltet. Dieser Entzerrer im äußeren Rückkopplungspfad macht die Charakteristik der Gesamtverstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz über dem benutzten Frequenzbereich des Verstärkers praktisch vollkommen flach. Beispielsweise machte dieser Entzerrer bei seinem Verstärker zur Übertragung von i2 bis 6o kHz in einer Trägerfrequenzanlage mit zwölf Kanälen die Verstärkung innerhalb eines Bereichs von ungefähr o,oi Neper über das Übertragungsband flach: Wenn die Möglichkeit vorhanden sein soll; die Entdämpfüng eines Verstärkers mit Rückkopplung auf einen möglichst niedrigen Wert zu verringern und ein Entzerrer im Rückkopplungspfad verwendet werden soll, ist es vorteilhaft, daß die ,uß-Schleife die Eingangs- undAusgangstransformatoren z. B. nach der Art der Fig. 4 enthält. Im Rückkopplungspfad f ist ein aus den Widerständen 2o6, 207 und 208 und der Kapazität 211 bestehendes Dämpfungsnetzwerk 2o5 angeordnet, welches dazu dient, den Übertragungsverlust im Pfad f innerhalb des Übertragungsbandes des Verstärkers zu erhöhen, wodurch die Verstärkung gegenüber der ohne Übertragungsverlust im Rückkopplungspfad erhöht wird. Der Kondensator 211 mit dem parallel geschalteten Widerstand 20; dient zur Verbesserung der Phasenverschiebung bei hohen Frequenzen und zur Verringerung des durch das Netzwerk 205 verursachten Verlustes bei Frequenzen, die oberhalb des verwendeten Frequenzbereichs liegen.
  • Im Rückkopplungspfad f ist ein Transformator 215 mit einem Windungsverhältnis von i : i oder einem anderen beliebigen Verhältnis angeordnet. Der Trans- oder allgemein für n Rückkopplungsschleifen.
  • Die Mehrfachrückkopplung ist nur ein Sonderfall der Parallelrückkopplung, nämlich mit einer zusätzlichen Beschränkung bezüglich der Abgleichungsbeziehungen. Wenn bei allen Fällen der Mehrfachrückkopplung ß, ß2 . . . ß" gegenüber der einfachen Schleife definiert werden, die sich ergibt, wenn man die gesamte Anordnung als einen einfachen Fall einer Einschleifenparallelrückkopplung betrachtet, wird die Forderung der Abgleichung lediglich ein zusätzliches Erfordernis bezüglich der parallelen Pfade, und es ist ohne Beschränkung für die Annäherung. Betrachtet man beispielsweise Fig. q. auf diese Weise, so enthält ß2 den durch die Brücke 154 eingeführten Verlust und den Verlust des an die Ausgangsspule angeschlossenen Kreises f, der Übertragerspulen 215 sowie die Übertragung durch die Eingangsübertrager auf das Gitter der Röhre 151, und es wird Unabgeglichenheit der Brücke 154 beeinflußt wie schon gesagt, das Arbeiten des Verstärkers hinsichtlich seiner Ausgangsimpedanz so lange nicht, als eine angemessene Rückkopplung über den Ausgangstransformator vorhanden ist. Die Rückkopplung verringert die Unabgeglichenheit der Brücke und erzeugt dabei einen bestimmten Impedanzabschluß für den Transformator. Die Verstärkerausgangsimpedanz ist jedoch eine Funktion des Windungsverhältnisses und der Impedanz des Netzwerkes io bei hohen Rückkopplungsgraden. Wenn die Brücke :154 unabgeglichen formator verbessert den Längsabgleich des Systems und gibt die Möglichkeit, daß die an seine Windungen angeschlossenen Kreise beide unsymmetrisch (unabgeglichen gegen Erde) oder beide symmetrisch sind oder daß einer symmetrisch und der andere unsymmetrisch ist.
  • Nimmt man an, daß die Brücke 154 passiv, d. h. auch beim Fehlen von Rückkopplung abgeglichen ist, so sind der innere und der äußere Rückkopplungspfad gegenseitig abgeglichen, so daß bei Einführung einer elektromotorischen Kraft in den einen Pfad dieser in dem anderen Pfad keinen Strom erzeugt.
  • Bezeichnet man dann die Werte von ß für die betreffenden Schleifen mit ß1 und ß., so ist die Verstärkung Ap vom Gitter, der ersten Röhre zum Anodenkreis der letzten Röhre ist, stellt die Rückkopplung in der Verstärkerschaltung wieder ein Beispiel für Wiederholung des Rückkopplungsvorganges dar. Die innere Schleife bewirkt, daß zwischen dem äußeren Rückkopplungspfad für das ganze Frequenzband, in dessen Bereich eine merkliche negative Rückkopplung in der inneren Schleife vorhanden ist, und der abgehenden Leitung eine Abgleichungsbeziehung besteht; wenn dabei die Bandbreite der Transformatoren überschritten wird, wird die Gefahr des Pfeifens verringert.
  • Bei dem Verstärker, dessen Verstärkungs-Frequenz-Charakteristiken in Fig. 5 dargestellt sind, war eine negative Rückkopplung von 5,2 bis 6,9 Neper über die Gabelübertrager nicht möglich. 2,3 Neper waren jedoch möglich, und daher wurden die übrigen 2,9 bis 4,6 Neper auf die innere Schleife übertragen. Die Rückkopplung über die Gabelübertrager beseitigte praktisch die Impedanz- und Übertragungsanforderungen für die Transformatoren und verursachte die Verringerung der Modulationsanforderungen um 2,3 Neper.
  • Fig.6 zeigt als Beispiel eine Rückkopplungsschaltung mit einer abgeänderten Form des Gabelübertragers der Rückkopplungsschaltungen nach Fig. i. Diese Schaltung kann z. B. eine Verstärkerschaltung mit negativer Rückkopplung nach der Art der Fig. i mit einer Gabelübertragerrückkopplung über einen Verstärker 35o durch den Rückkopplungspfad f sein. Der Sendekreis oder die ankommende Leitung 6 ist mit den Brückenpunkten des Eingangsübertragers Hl verbunden, dessen Ausgleichsnetzwerk mit 351 bezeichnet wird. Der Empfangskreis oder die abgehende Leitung 8 ist mit den Brückenpunkten des Ausgangsübertragers Ha verbunden, dessen Ausgleichsnetzwerk mit 352 bezeichnet ist.
  • Fig.6 veranschaulicht nur eine der zahllosen Möglichkeiten für verschiedene Fälle eines .Netzwerkes, von welchen zwei Zweige in Abgleichungsbeziehung miteinander stehen; alle diese Möglichkeiten besitzen die gleichen grundsätzlichen Vorteile: Das spezielle Beispiel ist zum Anschluß an unabgeglichene Kreise, wie z. B. koaxiale Leitungen, geeignet und besitzt die Vorteile der genau angepaßten Impedanzen auch bei Transformatoren mit hoher und ungleichförmiger Spannungsaufwärtstransformierung. Es besitzt ferner den Vorteil, daß der Rückkopplungspfad f von der restlichen Schaltung elektrisch isoliert ist und daß infolgedessen der größtmögliche Spielraum für den Impedanzwert oder die Art des in den Rückkopplungspfad einzuschaltenden Netzwerks vorhanden ist, um die Übertragungseigenschaften des Verstärkers genau zu regeln. Diese Schaltung besitzt alle Vorteile der Rückkopplung über Eingangs- und Ausgangstransformatoren.

Claims (7)

  1. PATENTANSPRÜCHE: i. Schaltung für die Schaffung einer Impedanz vorbestimmter Größe, deren Wirk- und Blindanteile in einem vorbestimmten Verhältnis zueinander stehen und die sich ohne wesentliche Erhöhung des Widerstandsrauschens in einen Signalübertragungsweg einschalten läßt, dadurch gekennzeichnet, daß eine Hilfsimpedanz (g, io), deren Wirk- und Blindanteile in dem vorbestimmten Verhältnis stehen, deren Größe jedoch von dem gegebenen Wert abweicht, an, einen drei induktiv miteinander gekoppelte Wicklungen aufweisenden Gabelübertrager angeschlossen ist, der zwischen den Übertragungskreis und den Rückkopplungsweg eines gegengekoppelten Verstärkers geschaltet ist, derart, daß eine Wicklung an den Übertragungskreis, die zweite Wicklung an den Rückkopplungsweg und die dritte Wicklung in Reihe mit der Hilfsimpedanz an zwei Klemmen angeschlossen ist, wobei diese dritte Wicklung außerdem in Reihe mit einer der beiden anderen Wicklungen liegt und das Windungsverhältnis zwischen der dritten Wicklung und der mit ihr in Reihe liegenden Wicklung dem um Eins verminderten :Größenverhältnis zwischen der gesuchten Impedanz und der Hilfsimpedanz entspricht, wodurch bei Vorhandensein eines hohen Rückkopplungsfaktors die gesuchte Impedanz an den genannten Klemmen auftritt.
  2. 2. Schaltung nach Anspruch i, dadurch Bekennzeichnet, daß die mit der dritten Wicklung in Reihe liegende Wicklung an den Rückkopplungsweg angeschlossen ist, wobei die Hilfsimpedanz an der Verbindungsstelle der beiden in Reihe liegenden Wicklungen an den Übertrager angeschlossen ist.
  3. 3. Schaltung nach Anspruch i oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Gabelübertrager so aufgebaut ist, daß seine statische Impedanz, die bei fehlender Rückkopplung an den genannten Klemmen auftritt, gegenüber der gesuchten Impedanz hoch ist.
  4. 4. Schaltung nach einem der Ansprüche x bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Windungsverhältnis größer als Eins ist.
  5. 5. Schaltung nach einem der Ansprüche i bis q, bei der die Phasendrehung in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers bei außerhalb eines auszuwertenden Frequenzbereichs liegenden Frequenzen schädliche Werte annimmt, die bei Abwesenheit weiterer'Maßnahmen den Verstärker zum Pfeifen veranlassen würden, dadurch Bekennzeichnet, daß in den Rückkopplungsweg ein aus Wirk- und Blindwiderständen bestehendes Dämpfungsnetzwerk (2o6, 207, 2o8, 2,11) eingeschaltet ist, das bei außerhalb des auszuwertenden Frequenzbereichs liegenden Frequenzen die Dämpfung im Rückkopplungsweg erhöht und damit den Rückkopplungsfaktor verkleinert.
  6. 6. Schaltung nach einem der Ansprüche i bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsweg (f in Fig. 4) zwischen zwei gleichartigen, laut Anspruch i aufgebauten Gabelübertragern (5, 7) angeordnet ist, wobei die Klemmen der Gabelübertrager an eine ankommende bzw. an eine abgehende Leitung angeschlossen sind.
  7. 7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß neben dem sich zwischen den Gabelübertragern erstreckenden Rückkopplungsweg (f) noch ein zweiter Rückkopplungsweg (155) vorhanden ist, der über ein Brückennetzwerk (154) mit dem erstgenannten Rückkopplungsweg gekoppelt ist, wobei die Brücke bei starker Rückkopplung wenigstens annähernd abgeglichen ist. Angezogene Druckschriften Deutsche Patentschrift Nr. 613 352; USA.-Patentschriften Nr. 1 g4$ 976; '2007 172; britische Patentschrift Nr. 317 005.
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB317005A (en) * 1928-08-08 1930-10-22 Standard Telephones Cables Ltd Electric signal wave amplifying and translation systems
US1948976A (en) * 1932-04-22 1934-02-27 Bell Telephone Labor Inc Electric wave amplifying system
DE613352C (de) * 1931-01-23 1935-05-17 Kolster Brandes Ltd Vorrichtung zur selbsttaetigen Begrenzung von Stroemen und Spannungen im Verstaerkerausgangskreis mittels Rueckkopplung
US2007172A (en) * 1933-03-29 1935-07-09 Bell Telephone Labor Inc Wave translation system

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