DE1766076B2 - Mehrstufiger gegengekoppelter breitband transistorver staerker - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft einen mehrstufigen gegen- formators. Dadurch wird der innerhalb des Durchlaßgekoppelten Breitband-Transistorverstärker, bei dem bandes erzielbare maximale Gegenkoppelungsgrad mindestens die Endstufe in Basisschaltung ausgeführt herabgesetzt. Dies bedeutet eine Verschlechterung der und über einen Transformator an die Vorendstufe Verstärkungsstabilisierung des gegengekoppelten Verangekoppelt ist und bei dem ein Rückkoppelungskreis 5 stärkers. Der Klirrfaktor wird hierdurch ungünstig zwischen dem Ausgang der Endstufe und dem Ein- beeinflußt. Infolgedessen wird der durch die Angang vorgesehen ist. Wendung der Basisschaltung in der Endstufe zu er-

Vor allem in der Richtfunktechnik für Träger- wartende Vorteil wiederaufgehoben. Es zeigt sich, system benötigt man Breitbandverstärker, in denen daß die Gesamtkennlinie eines gegengekoppelten Vereine Vielzahl von Kanälen gleichmäßig verstärkt io stärkers mit Basisschaltung der Endstufe schlechter werden kann. Damit eine einwandfreie Verstärkung als diejenige eines entsprechenden Verstärkers mit möglich ist, muß der Klirrfaktor des Verstärkers Emitterschaltung in der Endstufe ist.
klein und die Stabilität der Verstärkung groß sein. Aufgabe der Erfindung ist die Ausschaltung des Die Phasenstabilität der (jM/9)-Gegenkoppelungskenn- schädlichen Einflusses der Streuinduktivität eines linie oder Ortskurve der Schleif en verstärkung muß 15 Transformators bei einem Breitbandverstärker der genügend hoch liegen, damit am Oberende des Über- genannten Art.
tragungsbandes keine Phasenverzerrungen auftreten. Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch

Bekannt sind Transistor-Breitbandverstärker in gelöst, daß eine einzige Verstärkerstufe in Emitter-Emitterschaltung (deutsche Auslegeschrift 1 217 448, schaltung ausgeführt ist, daß der Transformator Technische Mitteilungen PTT Nr. 12, 1960, S. 421, 20 Gleichphasigkeit von Primärspannung und Sekundärdeutsche Auslegeschrift 1 098 041). Wenn jedoch die Spannung aufweist und daß die beiden spannungs-Bandbreite einige zehn Megahertz betragen soll, führenden Wicklungsenden des Transformators über kann man mit einer mehrstufigen Emitterschaltung einen Kondensator gekoppelt sind, der zusammen mit die Klirrdämpfung nicht genügend klein halten. der Streuinduktivität des Transformators eine Reso-

Deshalb wendet man dann eine Basisschaltung an 25 nanzfrequenz oberhalb der oberen Grenzfrequenz des

(vgl. deutsche Auslegeschrift 1 197 932, schweizerische Durchlaßbandes bestimmt.

Patentschrift 400 243, IRE Transactions Circuit Theory In RCA Review, September 1955, S. 339 bis 359, 1956, III, S. 61). Die Basisschaltung ermöglicht eine sind Berechnungen zur Berücksichtigung parasitärer hohe Klirrdämpfung. Es fehlt eine Phasenverzerrung Schaltelemente in abgestimmten Transistorschaltungen infolge parasitärer Schaltelemente. Infolge der Gleich- 30 angegeben. Darin finden sich jedoch weder Hinweise phasigkeit von Eingangssignal und Ausgangssignal auf Breitbandverstärker noch auf die Berücksichtigung tritt keine Phasenverzerrung auf. Deshalb läßt die des asymptotischen Verhaltens der Verstärkungskenn-Auslegung der Endstufe in Basisschaltung eine hohe linie. P i t s c h, Lehrbuch der Funkempfangstechnik, Klirrdämpfung und eine hohe Phasenstabilitätsgrenze Bd. I, 3. Auflage, 1959, S. 336 und 337, schlägt für der (jU^-Gegenkoppelungskennlinie erwarten. In der 35 Röhrenschaltungen zum Ausgleich der Verstärkungs-Basisschaltung ist die Stromverstärkung eines Tran- Verluste bei hohen Frequenzen eine Reihenresonanz sistors kleiner als 1. Deshalb ist die Ankoppelung für die höchste Frequenz vor. Diese Maßnahme kann der Basisschaltung an die Vorstufe über einen Trans- auf Transistorschaltungen jedenfalls nicht übertragen formator bereits bekannt (deutsche Auslegeschrift werden, weil sich dann gerade am Oberende des 1197 932). Damit kann man in der Endstufe eine aus- 40 Durchlaßbandes unerwünschte Phasenverzerrungen reichende Verstärkung erzielen und gleichzeitig durch einstellen würden. Für Transistorbreitbandverstärker Verringerung der notwendigen Verstärkung in den mit einem Durchlaßband bis 6 MHz ist für den oberen Vorstufen den Klirrfaktor herabsetzen. Der Ver- Bereich des Frequenzbandes eine Anhebung der stärker nach der deutschen Auslegeschrift 1197 932 Signalfrequenzen durch Induktivitäten bekannt (deutverwendet eine Gegenkoppelung nur innerhalb der 45 sehe Auslegeschrift 1 098 041). Eine solche Maßnahme einzelnen Stufen. ist jedoch bei einem Breitbandverstärker der in Rede

Es ist allerdings bei einem mehrstufigen Breitband- stehenden Bauart mit noch breiterem Übertragungsverstärker auch bekannt, eine Gegenkoppelung über band nicht anwendbar, da dies den Klirrfaktor nicht eine Mehrzahl von Stufen vorzusehen (IRE Trans- in der gewünschten Weise beeinflussen würde. Des actions-Circuit Theory 1956, III, S. 61, Technische 50 weiteren ist es für einen Transistor-Breitbandver-Mitteilungen PTT Nr. 12, 1960, S. 421, deutsche Aus- stärker nach der deutschen Auslegeschrift 1 195 813 legeschrift 1 217 448, schweizerische Patentschrift ebenfalls bekannt, die Frequenzen im oberen Bereich 400 234). Diese Gegenkoppelung mittels einer Gegen- des Übertragungsbandes anzuheben. In letzterem koppelungsschleife über mehrere Verstärkerstufen ist Fall handelt es sich um einen Fernsehverstärker, für die Stabilität des gesamten Verstärkers sehr vor- 55 dessen Übertragungsband jedoch geringer als das teilhaft. Die Vorteile einer Basisschaltung in der Übertragungsband des in Rede stehenden Verstärkers Ausgangsstufe eines Verstärkers sind bereits dar- ist.

gelegt. Wenn man bei einem mehrstufigen Verstärker Für einen Breitbandverstärker zur Zwischenver-

mit einer über mehrere Stufen reichenden Gegen- Stärkung in einem Trägerfrequenzsystem kommt es

koppelungsschleife die Endstufe in Basisschaltung 60 nicht allein auf den Übertragungsfaktor selbst, son-

über einen Transformator ankoppelt, treten Schwierig- dem auch auf die Frequenzabhängigkeit der Schleifen-

keiten auf. Der maximal zulässige Gegenkoppelungs- verstärkung an. Gerade die Frequenzabhängigkeit der

grad innerhalb des Durchlaßbandes ist im wesentlichen Schleifenverstärkung läßt sich durch eine Anhebung

durch den asymptotischen Verlust der Verstärkungs- der Frequenzen am Oberende des Durchlaßbandes

kennlinie im Bereich hoher Frequenzen außerhalb 65 nicht günstig beeinflussen. Die Erfindung liegt darin,

des Durchlaßbandes bestimmt. Der Koppeltrans- daß die kompensierende Resonanz oberhalb der

formator erhöht den asymptotischen Verlust infolge oberen Grenzfrequenz des Durchlaßbandes liegt,

der unvermeidlichen Streuinduktivität des Trans- damit das asymptotische Verhalten der Verstärkungs-

kennlinie beeinflußt wird. Durch diese Maßnahme wird die Anwendung eines Koppelungsübertragers in einem gegengekoppelten Breitbandverstärker ermöglicht, weil die Verlegung der Reihenresonanz oberhalb des Übertragungsbandes die Phasendrehung innerhalb des Übertragungsbandes selbst günstig beeinflußt. Damit lassen sich die Vorteile eines Koppeltransformators mit der Unterdrückung des Klirrfaktors der Vorstufen erst ausnutzen. Die Kleinhaltung des asymtotischen Verlustes nach der Erfindung ermöglicht einen hohen Gegenkoppelungsgrad und damit eine stabile Verstärkung. Die weitgehende Verwendung der Basisschaltung innerhalb des gesamten Verstärkers verringert Phasenverzerrungen durch parasitäre Elemente. Die Erhöhung der Phasenstabilitätsgrenze der (,M/^-Gegenkoppelungskennlinie ermöglicht eine Verbreiterung des Durchlaßbandes.

Die Erfindung wird unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsbeispiele an Hand der Zeichnungen erläutert. Der Einfachheit halber ist die jeweilige Gleichspannungsversorgung dargestellt.

F i g. 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung;

F i g. 2 gibt zugehörige Verstärkungskennlinien wieder;

F i g. 3 ist ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung und

F i g. 4 ebenso.

Bei der Ausführungsform nach F i g. 1 ist nur ein Transistor Tr₁ in Emitterschaltung geschaltet, die anderen Transistoren Tr₂ und Tr₃ der Mittel- und Endstufe sind in Basisschaltung ausgeführt. Eine Eingangsstufe 1 und Ausgangsstufe 6 sind in Kaskadenschaltung ausgeführt. Ein Gegenkoppelungskreis führt vom Kollektor 303 des Transistors Tr₃ zur Basis des Transistors Tr₁ zurück. Man hat insgesamt einen gegengekoppelten Dreistufen-Transistorverstärker. Zur Erzielung der Gegenkoppelung ist nur ein Transistor Tr₁ in Emitterschaltung benutzt. Zwischen den Kollektor 303 des Vorendstufentransistors Tr₂ und den Emitter 302 des Endstufentransistors Tr₃ ist ein Transformator 3 eingeschaltet. Das Windungszahlverhältnis der Primärwicklung 31 zu Sekundärwicklung 32 ist

-γ- > 1, Eingangs- und Ausgangssignale des Transformators haben gleiche Polarität. Zwischen die spannungsführenden Enden der Wicklungen 31 und 32 des Transformators 3 ist ein Kondensator 4 geschaltet, dessen Kapazität so bestimmt ist, daß sich zusammen mit der Streuinduktivität des Transformators 3 eine Resonanzfrequenz oberhalb der Grenzfrequenz des Durchlaßbandes ergibt. Ein Blindwiderstandselement 5 aus einer Reihenschaltung eines Widerstandes 51 und eines Kondensators 52 dient zur Einstellung der Güte Q der genannten Resonanz. Der Blindwiderxtand dieses Blindwiderstandselements 5 muß groß genug sein, damit kein unerwünschter Verlust in der Verstärkung des Transformators 3 auftritt.

Der Transformator 3 dient zur Anpassung des hohen Ausgangswiderstands Z₂₀ des Vorendstufentransistors Tr₂ an den Eingangswiderstand Z₃J der Basisendstufe, wodurch der Verstärkungsgrad in entsprechendem Maße angehoben wird. Der aus dem Kollektor 203 des Transistors Tr₂ in die Primärwicklung 31 fließende Strom wird um einen Faktor η in der Sekundärwicklung 32 aufwärts transformiert. Damit kann der Emitterstrom des Transistors Tr₃ angehoben werden.

Dies bedeutet eine Anhebung der Stromverstärkung der Transistor-Basisschaltung auf das «-fache, wenn man die Koppelstufe mit in Betracht zieht. Außerdem kann infolge von dieser Verstärkungsanhebung der Ausgangsstrompegel der Transistoren Tr₁ und Tr₂ vergleichsweise klein gegenüber dem Ausgangsstrompegel des Transistors Tr₃ sein. Infolgedessen hat der Klirrfaktor der Transistoren Tr₁ und Tr₂ nur einen geringen Einfluß auf den Gesamtklirrfaktor der Verstärkerschaltung. Die geringe Stromverstärkung der Transistorbasisschaltung ist damit ohne Nachteil, und der Klirrfaktor der vorhergehenden Stufe kann herabgesetzt werden. Da die Transistor-Basisschaltung an sich eine Verbesserung der Klirrdämpfung bringt, kann eine Verbesserung der Klirrdämpfung der gesamten Verstärkerschaltung erreicht werden.

Bei Verwendung des Transformators 3 wird jedoch die Verstärkung außerhalb des Durchlaßbandes des Verstärkers infolge der unvermeidlichen Streuinduktivität des Transformators merklich herabgesetzt. F i g. 2 zeigt den Verlauf der Verstärkung. Die Kurve α gibt die Verstärkung der Schaltung ohne Transformator 3 an. Die Kurve b gibt die Verstärkung bei Einfügung des Transformators 3 wieder. Nach F i g. 2 wird das Durchlaßband durch Einfügung des Transformators 3 vergrößert. Dagegen wird die Verstärkung außerhalb des Durchlaßbandes infolge der Streuinduktivität des Transformators 3 herabgesetzt. Die Größe der Verstärkungsabnahme nimmt mit ansteigender Frequenz in einem Verhältnis von 6 dB/Oktave zu. Dies bedeutet, daß der asymptotische Verlust im Verhältnis von 6 dB/Oktave ansteigt. Da der maximale Gegenkoppelungsfaktor eines gegengekoppelten Verstärkers im wesentlichen durch den asymptotischen Verlust außerhalb des Durchlaßbandes bestimmt ist, erhält man auf Grund der Kurve b als ideale (μ /S)-Gegenkoppelungskennlinie die Kurve /, wenn man für die Kurve α als ideale (μ /3)-Gegenkoppelungskennlinie die Kurve e ansetzt. Infolgedessen wird der erzielbare Gegenkoppelungsgrad innerhalb des Durchlaßbandes stark herabgesetzt.

Diese nachteilige Herabsetzung des Gegenkoppelungsgrades infolge der Einfügung des Transformators 3 allein wird nach der Erfindung durch den Kondensator 4 nach F i g. 1 behoben. Die Frequenz, bei der die Streuinduktivität des Transformators 3 und der Kondensator 4 eine Reihenresonanz ergeben, wird höher als die Grenzfrequenz des Durchlaßbandes gewählt. Damit kann man den Zuwachs der Verstärkung innerhalb des Durchlaßbandes auf Grund der Einfügung des Transformators 3 ausnutzen. Da die Signalkomponenten oberhalb der genannten Resonanzfrequenz durch den Kondensator 4 übertragen werden, kann man eine Verstärkungskennlinie c erreichen, die sich asymptotisch der Kennlinie α nähert. Da der Hochfrequenzverlust dieser Kennlinie c nahezu der gleiche wie derjenige der Kennlinie α ist, kann man für die Kennlinie c eine ideale (μ /3)-Gegenkoppelungskennlinie e erhalten.

Im einzelnen kann die Resonanzfrequenz des Kondensators 4 und der Streuinduktivität des Transformators 3 durch geeignete Bemessung des Kondensators 4 festgelegt werden. Die Resonanzgüte Q kann nach der Kurve d in Fig. 2 beeinflußt werden, indem man ein Scheinwiderstandselement 5 aus einem Widerstand 31 in Reihe mit einem Kondensator 52 gemäß F i g. 1 einfügt. Damit kann die Gegenkopplung entsprechend gesteuert werden. Dieses

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Scheinwiderstandselement 5 ist nicht auf einen Aufbau lungskennlinie bewirkt, die auf den Differentialüberaus einem Widerstand 51 und einem Kondensator 52 trager 12 zurückzuführen wäre,
beschränkt. Es ist lediglich wichtig, daß dieses Element Ein Dreistufenverstärker wurde an Hand der F i g. 1 einen hohen Scheinwiderstand hat, damit es die Wir- und 3 erläutert. Eine höhere Stufenzahl kann durch kung des Transformators 3 innerhalb des Durchlaß- 5 Vermehrung der Anzahl der Transistoren in Basisbandes nicht beeinflußt, jedoch die Resonanzgüte Q bei schaltung innerhalb des Verstärkers erhalten werden der Resonanzfrequenz bestimmt. sowie durch geeignete Auslegung der Koppelstufen auf

Nach F i g. 1 ist der Kollektor des Transistors Tr₁ der Eingangsseite eines jeden Transistors in Basisschalunmittelbar mit dem Emitter des Transistors Tr₂ ver- tung. Der Transformator 3 nach den F i g. 1 und 3 bebunden. Wenn jedoch eine hohe Verstärkung innerhalb io sitzt zwei Wicklungen; man kann statt dessen auch eides Durchlaßbandes erwünscht ist, muß eine Koppel- nen Spartransformator vorsehen,
stufe zwischen den Transistoren Tr₁ und Tr₂ eingefügt F i g. 4 zeigt eine Abwandlung der Erfindung. Der werden, wie im Fall der Koppelstufe zwischen den Emitter 302 und der Kollektor 303 des Transistors 7>₃ Transistoren Tr₂ und Tr₃. in Basisschaltung sind über einen Kondensator 7

F i g. 3 zeigt eine weitere Ausführungsform der Er- 15 miteinander verbunden, und eine Spule 8 ist zwischen findung. Die Transistoren Tr₁ und Tr₂ der Eingangs- Basis 301 und Erde eingefügt. Der Stromverstärkungsund Vorendstufe sind in Emitterschaltung ausgelegt; faktor des Transistors Tr₃ in Basisschaltung zeigt eine der Endstufentransistor Tr₃ ist in Basisschaltung ge- Verstärkungsabnahme von 6 dB/Oktave für Freschaltet. Der Anschluß 21 der Rückkoppelungsschlei- quenzen oberhalb der x-Grenzfrequenz. Durch den fe 2 ist vom Kollektor des Transistors Γλ, abgenommen, 20 Kondensator 7 wird ein Hochfrequenzsignal auf den der Anschluß 22 ist unmittelbar zu dem Emittei des Kollektor 303 übertragen, durch die Spule 8 wird der Transistors Tr₁ geführt, so daß man eine Gegenkoppe- von der Basis 301 nach Erde fließende Hochfrequenzlung erhält. Die Koppelstufe zwischen den Transistoren strom gedämpft. Infolgedessen wird ein Hochfrequenz- Tr₂ und Tr₃ ist in gleicher Weise wie an Hand der signal unmittelbar übertragen, und die Verstärkungs-F i g. 1 beschiieben aufgebaut. Bei dieser Ausführungs- 25 abnähme von 6 dB/Oktave kann herabgesetzt werden, form der Erfindung arbeiten der Eingangs- und Vor- Der Hochfrequenzverlust der Verstärkungskennlinie endstufentransistor Tr₁ und Tr₂ in Emitterschaltung des Verstärkers kann gemäß Kurve g in F i g. 2 herabhinsichtlich des zwischen Eingang und Ausgang zu ver- gesetzt werden. Dadurch wird die Phasenstabilitätsstärkenden Signals. Infolgedessen kann der Verstär- grenze der (μ ß)-Gegenkoppelungskennlinie heraufgekungsgrad der Verstärkerschaltung hoch gewählt wer- 30 setzt. Da der Betrag dieser Anhebung für eine Verbreiden. Bezüglich der Signalspannung der Gegenkoppe- terung des Durchlaßbandes ausgenutzt werden kann, lungsschleife arbeitet der Transistor Tr₁ in Basisschal- erhält man einen gegengekoppelten Verstärker mit tung; nur der Transistor der Vorendstufe ist in Emitter- einem breiteren Durchlaßband gemäß der Kurve h schaltung betrieben. in F i g. 2.

Nach F i g. 3 wird ein Gegenkoppelungssignal von 35 Es wird darauf hingewiesen, daß der Zusatz dieses dem Anschluß 22 der Gegenkoppelungsschleife 2 zu der Kondensators 7 und der Spule 8 in einer Transistor-Anschlußklemme 123 eines Diffeientialübertragers 12 Emitterschaltung einen nachteiligen Einfluß bedingt, über die Leitung des Emitters geführt und auch über Da in der Transistor-Emitterschaltung die Phase des den Impedanzabgleichwiderstand 13. Dieses Signal Eingangssignals umgekehrt wird, erhält man ein zuwird in dem Übertrager transformiert und in der Phase 40 sätzliches Phasenverzerrungsnetzwerk, wenn eine unumgekehrt und sodann über die Anschlußleitung mittelbare Übertragung erfolgt. Dies bedingt eine zwischen der Anschlußklemme 121 und der Basis 101 Herabsetzung der Phasenstabilitätsgrenze. Deshalb ist auf den Transistor Tr₁ gekoppelt. Auf diesem Über- die in F i g. 4 dargestellte Schaltung nur in einer tragungsweg wird das Signal infolge der unvermeid- Transistor-Basisschaltung oder einer Transistor-Kollichen Streuinduktivität des Differentialübertragers 12 45 lektorschaltung anwendbar, wo Eingangssignal und und der parasitären Kapazität bei hoher Frequenz Ausgangssignal gleiche Phase haben,
außerhalb des Durchlaßbandes stark gedämpft. In- Die Erfindung wird nunmehr durch ein Schaltungsf olgedessen dient dieser Übertragungsweg nicht zur beispiel erläutert. Innerhalb der Schaltung nach F i g. 3 Übertragung des Gegenkopplungssignals, so daß nur werden folgende Annahmen gemacht:
der Übertragungsweg der Emitterleitung für das Gegen- 50

kopplungssignal bei einer hohen Frequenz außerhalb ft ^von Tr₁ 2500 MHz

des Durchlaßbandes geeignet ist. Damit ist der Transi- ft von Tr₂ 1300 MHz

stör Tr₁ hinsichtlich der Gegenkoppelungsschleife in f_{t von} Jr₃ 1300 MHz

Basisschaltung betrieben. ,.,,.„, . Gesamt-Leistungsaufnahme 21V 150mA

Innerhalb der Eingangsstufe nach F 1 g. 1 kann eine 55

Antiresonanz zwischen dem Hochfrequenz-Überbrük- Unter diesen Voraussetzungen erhält man einen ge-

kungskondensator 14 und der äquivalenten Streuin- gengekoppelten Breitbandverstärker mit folgenden

duktivität zwischen den Anschlußklemmen 121 und Werten:
122 des Differentialübertragers 12 auftreten, oder diese

Eingangsstufe 1 kann durch die Resonanz des Diffe- 60 Durchlaßband 0,3 bis 40 MHz

rentialübertragers 12 selbst beeinflußt werden. Dadurch Gegenkoppelung innerhalb des

tritt für die (μ /S)-Gegenkoppelungskennlinie eine un- Durchlaßbandes 25 dB

erwünschte Resonanzerscheinung auf Die Eingangs- Gegenkoppelung bei der Frequenz

stufe nach F1 g. 3 bringt den Vorteil, daß die Emitter- _γ^_η 40 mhz 20 dB

leitung der Gegenkoppelungsschleife keinen Verlust 65 ' 'J'· V_n'*tu' « jt>

innerhalb und außerhalb de? Durchlaßbandes bringt Klirrfaktor 2. Ordnung bei 40MHz 66 dB

und daß die Übertragungsleitung zur Basis 101 kaum Klirrfaktor 3. Ordnung bei 40MHz 90 dB

eine unerwünschte Resonanz für die (μ ß)-Gegenkoppe- Ausgangspegel +10 dB

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Mehrstufiger gegengekoppelter Breitband-Transistorverstärker, bei dem mindestens die Endstufe in Basisschaltung ausgeführt und über einen Transformator an die Vorendstufe angekoppelt ist und bei dem ein Rückkoppelungskreis zwischen dem Ausgang der Endstufe und dem Eingang vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Verstärkerstufe (Tr₁) in Emitterschaltung ausgeführt ist, daß der Transformator (3) Gleichphasigkeit von Primärspannung und Sekundärspannung aufweist und daß die beiden spannungsführenden Wicklungsenden des Transforma-

tors über einen Kondensator (4) gekoppelt sind, der zusammen mit der Streuinduktivität des Transformators eine Resonanzfrequenz oberhalb der oberen Grenzfrequenz des Durchlaßbandes bestimmt.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem Kondensator (4) zur Einstellung der Güte (Q) des genannten Resonanzkreises eine Schaltung aus einem Widerstand (51) und einen Kondensator (52) liegt, dessen Wert einen hohen Widerstand innerhalb des Durchlaßbandes und einen niederen Widerstand bei der genannten Resonanzfrequenz ergibt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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