DE574285C - UEbertragungssystem mit pupinisierten Leitungen und Phasenausgleich - Google Patents

Description

Es ist bekannt, zur Verkürzung der Einschwingzeiten in Übertragungssystemen, die lange Pupinleitungen enthalten, Netzwerke einzuschalten, die den Phasenwinkel des "5 Übertragungssystems für den Bereich der wichtigen Frequenzen so ergänzen, daß das Verhältnis des Phasenwinkels zur Kreisfrequenz, die sogenannte Phasenlaufzeit, annähernd konstant wird. Als Netzwerke sind

10' für diesen Zweck Kondensatorleitungen vorgeschlagen worden, ferner Ketten aus Brükkengliedern, von. denen zwei gegenüberliegende Zweige aus Spulen und die beiden anderen Zweige aus Kondensatoren bestehen.

Diese vorgeschlagene Regel genügt noch nicht, um die Phasenlaufzeiten annähernd gleichzumachen. So braucht durch die Anschmiegung der Phasenkurve an eine Gerade nicht unbedingt eine Verbesserung der Pha-

ao senverzerrung erreicht zu werden, da eine solche Anschmiegung auch bei einer Welligkeit der Phasenkurve eintreten kann und gerade Welligkeit vermieden werden muß. Von dieser Erkenntnis ausgehend wurde bereits vorgeschlagen, mit Hilfe der genannten Kreuzgliedernetzwerke (Brückenglieder) zum Phasenausgleich bei Pupinkabeln den Differentialquotienten des Phasenwinkels nach der Kreisfrequenz konstant zu machen.

Nach der Erfindung wird ein Übertragungssystem mit pupinisierten Leitungen und Phasenausgleich dadurch geschaffen, daß der des Phasenwinkels

Pupinleitung ein lediglich den Phasenausgleich bewirkendes Netzwerk zugeschaltet ist, das den Phasenwinkel des Übertragungssystems derart beeinflußt, daß der Differentialquotient (Γ = -j—)

nach der Kreisfrequenz in dem zu übertragenden Frequenzbereich nahezu konstant ist, so daß die Schwingungen aller Frequenzen innerhalb des zu übertragenden Frequenzbereiches nahezu gleiche Laufzeit haben, und daß die Netzwerke - einen Aufbau besitzen, der sie Brückengliedern für den Phasenausgleich von Pupinleitungen elektrisch gleichwertig, macht, jedoch eine Ersparnis an Impedanzelementen zuläßt. Dies wird durch Verwendung von Gliedern bewirkt, die aus einer T-Schaltung oder Sternschaltung bestehen, deren im Leitungszug liegende Zweige jedes Gliedes durch eine weitere Impedanz überbrückt sind, oder aber durch Verwendung von Gliedern mit einem Ausgleichs-Übertrager in Verbindung mit zueinander widerstandsreziproken Impedanzen.

Gegenüber einem älteren Vorschlag, solche Netzwerke dazu zu benutzen, um eine Ver- zögerung der Übertragung bis zum Ansprechen von Echosperren zu bewirken, besteht der Vorteil, daß man nach der Erfindung die Netzwerke nur mit Rücksicht auf die Laufzeit des Kabels zii bemessen braucht. Die Phasenentzerrung ist ja auch gefade bei Lei-

tungen großer Dämpfung, die meist in Vierdrahtbetrieb ohne Echosperren arbeiten, am wichtigsten. Mit diesen Netzwerken, unter Umständen in Verbindung mit Gliedern bereits bekannter Bauart, gelingt es, den erforderlichen genauen Ausgleich zu erreichen. Die Ausgleichsschaltungen nach der Erfindung führen auch in Fällen zum Ziel, wo die bisher bekannten Mittel aus anderen Gründen ίο versagen, z. B. wenn sowohl die tiefen als auch die hohen Frequenzen in dem Ausgleichsbereich gegenüber den mittleren Frequenzen verzögert sind. Auch können sie dazu dienen, elektrische Vorgänge um vorgeschriebene Zeiten zu verzögern, und zwar, wenn erforderlich, die Teilströme eines zusammengesetzten Wechselstromes in verschiedener Weise.

Das Wesen der Erfindung wird durch die folgenden, ins einzelne gehenden Darlegungen an Hand der Abbildungen und von Ausführungsbeispielen erläutert.

In der Zeichnung ist Abb. 1 eine symbolische Darstellung eines Vierdrahtübertragungssystems, bei dem die Erfindung angewandt ist. Abb. 2 ist das allgemeine Schema eines Brückengliedes. Die für Phasenausgleichzwecke bekannte Form der Brückenglieder ist in Abb. 3 als ^4-Glied bezeichnet. Das U-Glied und C-Glied in dieser Abbildung sind Brückenglieder mit mehr als vier Impedanzelementen, deren Zweige nach der Erfindung widerstandsreziprok sind. Abb. 4 erläutert die Abhängigkeit der zeitlichen Verzögerung oder Laufzeit der elektrischen Vorgänge in Abhängigkeit von der Frequenz und dient zur Erklärung der Grundgedanken des Phasenausgleichs. Abb. 5 zeigt die Lage des verbesserten Verzögerungsnetzwerkes zu anderen Teilen des Übertragungssystems. Abb. 6 zeigt die Verzögerung als Funktion der Frequenz für bestimmte Vierpole, d. h. Vorrichtungen, die ein Paar Eingangsklemmen für die aufgedrückte elektromotorische Kraft und ein Paar Ausgangsklemmen haben, an denen eine elektromotorische Kraft einer anderen Vorrichtung aufgedrückt wird, wobei die elektrischen Verhältnisse am Ausgang eine Funktion der Verhältnisse am Eingang sind. Abb. 7 gibt eine Schar von Laufzeitenkurven, die bei der Auswahl der für einen bestimmten Zweck geeigneten Netzwerke von Nutzen sind. Die Abb. 8, 9 und 10 zeigen Netzwerke, die dem A-Gl'iea von Abb. 3 in der Wirkung gleichwertig sind. Die Abb. 10 bis 31 stellen Netzwerke nach der Erfindung mit herabgesetzter Elementenzahl dar. Das Netzwerk der Abb. 11 ist gleichwertig dem Typ C in Abb. 3, und die Hintereinanderschaltung mehrerer solcher Abschnitte ist in Abb. 12 dargestellt. Abb. 13 gibt eine den beiden rechten Abschnitten der Abb. 12 gleichwertige Schaltung. Abb. 14 zeigt ein komplizierteres Netzwerk, ähnlich dem der Abb. 12, das, wie in Abb. 15 dargestellt, als Ausgleichsschaltung in ein Übertragungssystem geschaltet wird. Die Abb. 16 und 17 zeigen Vereinfachungen gegenüber Abb. 15. Abb. 18 stellt eine Ausgleichsschaltung dar, bei der die Ströme zwei Abschnitte, wie die beiden linken in Abb. 12, zweimal durchlaufen. Die Abb. 19 bis 21 sind Vereinfachungen hiervon. Die Abb. 22 bis 26 zeigen überbrückte T-Schaltungen, die dem C-Glied nach Abb. 3 in der Wirkung gleichwertig sind, Abb. 27 und 27a solche, die dem Typ C₁ Abb. 27b und 27c solche, die dem Typ C von Abb. 3 entsprechen. Die Abb. 28 bis 31 zeigen stufenweise die Ableitung elektrisch gleichwertiger Netzwerke aus Abb. 20 oder 21, und Abb. 32 bis 34 dienen zur Erläuterung eines anderen Weges hierfür. Abb. 35 erläutert die Eigenschaften der Schaltung nach Abb. 34. Die Sprechstellen W und B des Ausführungsbeispiels nach Abb. 1 sind durch ein s₅ Vierdrahtsystem mit den zwei belasteten Leitungen L und L' verbunden, in deren jeder Verstärker R liegen. N sind die Nachbildungen. Bei jedem Verstärker R ist ein Netzwerk P zur Aufhebung der¹ Verzerrung _go durch Phasenverschiebungen und ein Dämpfungsentzerrer £ eingeschaltet. Die Sprechströme von der Stelle W gehen auf der Leitung L durch den Phasenentzerrer P₁ der die Verzerrung durch verschieden lange Laufzeiten der Komponenten verschiedener Frequenzen aufhebt, indem er diese verschieden lange aufhält, so daß sie in nahezu die gleiche zeitliche Beziehung zueinander kommen wie am Sendeende. Dann gehen die Ströme durch den Dämpfungsentzerrer B₁ den Verstärker R und zum nächsten Verstärkeramt.

Zunächst sollen die besonderen Verhältnisse eines Zahlenbeispiels und dann die allgemeinen Grundsätze und andere praktische Beispiele behandelt werden.

Es sei z. B. für ein Sprechrichtung eine Leitung vorausgesetzt aus einem mittelschwer belasteten Kabel aus 0,91 mm starkem Draht von etwa 250 km Länge mit einem Verstärker in der Mitte und am Empfangsende. Am Empfangsende liege ferner ein Phasenentzerrer. Die Konstanten der belasteten Leitung seien:

Widerstand i?₀ = 59 ß/km bei 1000 Hertz, Induktivität L₀ = 0,096 H/km, Kapazität C₀ == o, 04 μ F/km, Spulenabstand =1,8 km.

Eine rein sinusförmige EMK der Frequenz f = ω/2 π werde am Sendeende plötzlich eingeschaltet. Bekanntlich baut sich der

Strom am Empfangsende erst nach gewisser Zeit auf. Die Zeit, die vom Augenblick, in dem die EMK angelegt wurde, vergeht, bis der empfangene Strom die Hälfte des eingeschwungenen Wertes erreicht, werde als Laufzeit T bezeichnet. Für die belastete Leitung ist die Laufzeit T als Funktion der Frequenz f in Abb. 4 als Kurve 1 dargestellt. Die Laufzeit ist für die höheren, zur Sprachübertragung notwendigen Frequenzen größer.

Ein für diese Leitung passendes Phasenausgleichsnetzwerk besteht nach Abb. 3 aus Abschnitten dreier verschiedener Arten, und zwar acht Abschnitten der Art A₁ sechs Abschnitten der Art B und einem Abschnitt der Art C. Alle diese Arten sind Sonderfälle des allgemeinen Brücken- oder Kreuzgliedes nach Abb. 2. Die Induktivitäten und Kapazitäten des Netzwerkes nach Abb. 3 haben die folgenden Werte:

L₁ == 0,5 Henry,

C₁ == 0,2 Mikrofarad,

L₂ = 0,25 Henry /

C₂ = 0,1 Mikrofarad,

L₃ = 0,42 Henry,

L₄ => 0,059 Henry,

C₃ = 0,024 Mikrofarad,

C₄ = ο, 17 Mikrofarad. 30

Die acht .^-Glieder haben für sich die Laufzeitenkurve 6 nach Abb. 4. Liegen sie mit der Leitung hintereinander, so erhält man die Laufzeitenkurve 2 in Abb. 4.

Man sieht, daß die Kurve 1 des Pupinkabels nach rechts ansteigt und nach oben konkav ist, während die Kurve 6 der ./!-Netzwerke, nach rechts fällt und ebenfalls nach oben konkav ist. Die Summenkurve 2 hat für eine mittlere Frequenz ein Minimum. Die weiteren Glieder der Art B und C sind so gebaut, daß sie für innerhalb des Frequenzbereiches liegende Frequenzen Maxima, haben, wie die Laufzeitenkurven 7 für die B-Glieder und 5 für das C-Glied zeigen. Kurve 3 zeigt die Laufzeitenkurve für Kabel, A- und B-Glieder zusammen, Kurve 4 für die gesamte Schaltung. Nach Kurve 4 schwanken innerhalb des Bereiches der wesentlichen Sprachfrequenzen die Laufzeiten nur noch zwischen 21 und 22 m/s, sind also nahezu , gleich.

In Abb. 5 stellt X einen Vierpol zwischen der Stromquelle G und dem Empfänger Z dar. Die Laufzeitenkurve des Vierpols X wird über einen gewissen Frequenzbereich eine bestimmte Form, z. B. wie die Kurve p in Abb. 6, haben. Sollen nun die Ströme in den Empfänger Z so gelangen, daß die Komponenten verschiedener Frequenz in der gleichen zeitlichen Beziehung stehen wie beim Stromerzeuger G, so daß also die Laufzeiten für alle Komponenten gleich sind und die Laufzeitenkurve beim Empfänger eine horizontale Gerade wie q wird, so kann diese Wirkung erreicht werden durch Einschalten einer Ausgleichsschaltung, deren Laufzeitenkurve r die Kurve p ergänzt, wie es in Abb. 5 gezeigt ist.

Wenn die Laufzeitenkurve des Vierpols X nach rechts ansteigt wie p in Abb. 6, muß die Ausgleichsschaltung Y eine nach rechts fallende Kurve wie r haben. Diese Forderung erfüllen Kreuzglieder der Art A in Abb. 3, wie man aus der Kurve 6 in Abb. 4 ersieht.

Für ein Netzwerk des allgemeinen Aufbaues nach Abb. 2 mit den dort angeschriebenen Impedanzwerten sind die Fortpflanzungsgröße if- und der Wellenwiderstand Z gegeben durch

Eof g = ι + 2 %/(4 *_ä — Z₁) (1) -

Es ist wünschenswert, daß der Wellenwiderstand eine reelle Konstante K von ungefahr der Größe des nahezu reellen .Scheinwiderstandes· der Kreise ist, mit denen der Eingang und Ausgang des Netzwerkes verbunden ist. Man erreicht das, wenn

Z₁ = Kz

Z₂ = Kj ζ

(3)

gemacht werden. Wenn Z₁ und z_it wie meist üblich, reine Blindwiderstände sind, wird auch 2 ein Blindwiderstand sein. Setzt man (3) in (1) ein, so folgt:

Eof g =

(4)

Nach einer bekannten Formel für hyperbolische Funktionen ist

so daß nach Einsetzen von (4) folgt:

(5)

Im allgemeinen ist g = / α -f- b eine komplexe Größe, α ist die Phasenkonstante, b die Dämpfungskonstante und / die imaginäre Einheit.

Wenn ζ nur Blindwiderstände enthält, folgt aus Gleichung (6), daß b = ο und

/ tg aJ2 = z/2 (7)

Für die Glieder der Art A nach Abb. 3 ergibt sich dann

' /

a = 2 arctg ω YL₁C₁, (8)

worin o> die Kreisfrequenz ist.

Annähernd ist die Laufzeit T gegeben durch den Differentialquotienten der Phasenkonstante nach der Kreisfrequenz

T =

da da)

(9)

Man erhält durch Differentiieren von (8)

Γ = 2

C₁J[X + ω² L₁ C₁). (ίο)

Mit Hilfe dieser Gleichung können die Laufzeitenkurven für gegebene Werte des Produkts L₁C₁ gezeichnet und der beste Wert für L₁C₁ sowie die notwendige Zahl der Glieder bestimmt werden, die den mit den .^-Gliedern höchsten erreichbaren Ausgleich ergibt. Auf diese Weise wurde die Anzahl der ^-Glieder gemäß Abb. 3 zu 8 festgestellt und der Wert von L₁C₁ zu io~⁷. Die Werte von L₁ und C₁ wurden dann so gewählt, daß YL₁)C₁ den gewünschten Wert von K = 15 8o Ω hat.

Für die Glieder der Art B oder C möge

as die Impedanz s aus einem Reihenresonanzkreis bestehen, so daß

j ω ν

2 ~ 2 O)_n

j 2 ft)

ist. Hierin sind ν und die Resonanzfrequenz a>o Parameter, denen passende Werte gegeben werden können. Für das Netzwerk der Art B ist ν — 2 und YL₂]C₂ = K. Man bestätigt dann leicht die Gleichung (n), wenn man berücksichtigt, daß ω₀ = i/]/L₂ C₂ ist und L₂ und C₂ in der folgenden Gleichung durch ν und ω₀ ausdrückt

ζ Z₁ / ω L₂ -f- i/j ω C₂

^~Τκ~ κ

== / co ]/L_ä C₂ + i/j co ]/L₂ C₂.

Für das C-Glied ist ω₀ = :
ferner

und

Man bestätigt dies, wenn man L₃ und C₈ in ₅₅; der folgenden Gleichung durch ν und ω₀ ausdrückt :

ζ __ Jg₁ _ j co L₃ + ι// ω C₃

2 ~ 2 K — K ■■"..'■

j ων]

2 ι ω I Wie zuvor folgt für g·="/. und (ii)

b aus (6)

und daraus

a = ζ arctg (ν/ζ) [ω/ω₀ — ω_ο/ω). (13)

Differentiiert man (13) und setzt in (9) ein, so folgt

rp

)₀ — «„/ω)²

Wenn i» von ο bis unendlich zunimmt, sinkt der Wert des Zählers ständig; der Nenner jedoch geht durch ein Minimum bei' ω = O)₀- 'Wenn ν genügend groß ist, hat T nach Gleichung (14) ein Maximum in der Nähe von ω₀. Dies zeigt Abb. 7, aus der auch hervorgeht, daß für wachsende Werte von ν der Maximalwert von T ebenfalls wächst, wogegen die Kurve bei Frequenzen, die weiter ab liegen, sinkt. Die Fläche der Kurve bleibt konstant. Durch Vergrößerung der Gliederzahl kann T über den-, ganzen Frequenzbereich hin vergrößert werden. Das Maximum kann durch Änderung von co₀ nach links oder, rechts verschoben werden.

In Abb., 4 ergab sich nach- dem Ausgleich go durch die ^-Glieder ein Minimum nahe bei 1000 Hertz. In Abb. 7 ist eine Schar von Kurven gezeichnet mit ///„ und Tf₀ als Koordinaten statt / und T wie in Abb. 4. Diese Kurven können für jeden Wert von ω₀ gebraucht werden. In beiden· Fällen ist der Flächeninhalt jeder Kurve für ein Glied gleich der Einheit. Aus den Diagrammen kann man den besten Wert von .v und die anzuwendende Zahl der Glieder entnehmen. So wurde *°o der Wert ν = 2 gewählt und die Zahl der B-Glieder zu 6 bestimmt. Aus K, ω₀ und ν folgt nach (3) und" (11), daß

Z₁]¹Z = 2Ü./2 = jco.v KJ2 CO₀ Η- V-(O₀ Kjj2ω ist. ' Für die C-Glieder ist

und für die .B-Glieder, da w

L₂ =

= 2 ist,

Ferner folgt für die C-Glieder

und für die !B-Glieder mit ν = 2

■ - ■ C₂ = ι Ik (ü₀,

In den B-Gliedern sind die Induktivitäten und Kapazitäten in allen Zweigen gleich, weil ν= 2 ist.

Die gestrichelte Kurve 3 in Abb. 4 gibt die Laufzeitenkurve für das Kabel zusammen mit den A- und 5-Gliedern. Sie zeigt eine Senkung bei etwa 1400 Hertz. Nach den oben erläuterten Grundsätzen ist dann das C-Glied ausgewählt, mit dem sich die endgültige Laufzeitenkurve 4 ergibt.

Es ist schon erwähnt worden, daß jedes B- oder C-Glied ungefähr eine Flächeneinheit zu den Kurven der Abb. 4 oder 7 hinzubringt. Jedes yi-Glied bringt nur eine halbe Flächeneinheit. Das ist aber kein Nachteil, da das ^4-Glied nur halb so viele Schaltelemente enthält wie die anderen.

Allgemein geht man so vor, daß die Laufzeitenkurve des auszugleichenden Vierpols 20" aufgezeichnet, dann eine geeignete Anzahl von .^-Gliedern hinzugefügt wird, so' daß die Kurve an den Enden des betrachteten Frequenzbereiches auf nahezu gleiche Höhe gebracht wird. Dann werden zur Hebung der ag Senken B- oder C-Glieder zugefügt, so daß die Minima auf etwa die gleiche Höhe gehoben werden wie- die Endwerte.

Die Tatsache, daß jedes B- oder C-Glied ungefähr eine Flächeneinheit und jedes ^4-Glied eine halbe Flächeneinheit zur Laufzeitenkurve hinzubringt, gibt einen Anhaltspunkt, wie groß die Zahl der notwendigen Schaltelemente ist. Man kann oberhalb der gegebenen Laufzeitenkurve des Vierpols (z. B. ι in Abb. 4) eine ideale Kurve ziehen und erhält aus der Fläche zwischen beiden Kurven die gebrauchte Anzahl der Schaltelemente oder Glieder. Je schmaler der Frequenzbereich ist, um so weniger Glieder braucht man, aber die Verschmälerung des Bereiches beeinträchtigt die Übertragungsgüte, die andererseits durch die Hinzufügung der Entzerrungsschaltung verbessert wird. Da Ersparnisse an Mitteln, insbesondere Netzwerkgliedern, wünschenswert sind, sei hinzugefügt, daß ohne ungebührliche Verkürzung des Frequenzbereiches eine endgültige Kurve erreicht werden kann, die etwas von der Horizontalen abweicht und nicht mehr Glieder braucht, als zur Erzielung einer Horizontalen innerhalb eines schmaleren Frequenzbereiches notwendig sind. Es wird also die wirtschaftlichste Kurve eine solche sein, die über den gewünschten Frequenzbereich hin nach rechts ein wenig ansteigt und daher weniger Glieder braucht, als für eine horizontale Kurve in demselben Bereich notwendig wären.

Bei der Ableitung von Gliedern nach der Erfindung, die den in Abb. 3 dargestellten in der Wirkung gleichwertig sind, ist es zweckmäßig, das i4-Glied der Abb. 3 wie in Abb. 8 darzustellen. Abb. 9 ist aus Abb. 8 abgeleitet durch Einführung vollkommener Übertrager. Durch diese Übertrager hat man den Vorteil, daß man dort einzelne Impedanzelemente verwenden kann, wo in Abb. 8 Paare erforderlich waren.

Eine Anordnung mit Übertragern, die die gleiche Herabsetzung der Zahl von Impedanzelementen mit sich bringt, zeigt Abb. ία, in der ein sogenannter Ausgleichtransformator benutzt ist. Die elektrische Gleichwertigkeit mit Abb. 8 ist nur dann genau, ebenso wie bei Abb. 9, wenn vollkommene Übertrager benutzt werden.'

Während Abb. 10 einem yi-Glied von Abb. 3 entspricht, ist Abb. 11 einem C-Glied der Abb. 3 gleichwertig. Ein anderer Unterschied zwischen Abb. ir und 10 ist der, daß die Anzahl der Wicklungen im Ausgleichsübertragef von 5 auf 3 vermindert ist.

In Abb. 12 sind drei Glieder nach Abb. 11 hintereinandergeschaltet. Man sieht, daß das mittlere und rechte Glied durch zwei Übertrager ohne Zwischenschaltung weiterer Einrichtungen verbunden sind. Ein erster Schritt in der Vereinfachung der beiden Glieder liegt darin, die beiden mittleren Wicklungen fortzulassen und beide Übertrager in einem zusammenzuziehen wie in Abb. 13.

Die Impedanzelemente eines einzelnen Netzwerkgliedes können so zusammengesetzt werden, daß das einzelne Glied einer Mehrzahl einfacherer hintereinanderliegender Glieder gleichwertig ist. Dieser Grundsatz kann benutzt werden, um die Anzahl der Übertrager in einem Netzwerk wie Abb. 12 zu vermindern, da die Mehrzahl der Übertrager lästig kein kann, weil sie die Kosten erhöhen und wegen der Abweichung vom vollkommenen Übertrager sich auch im elektrischen Verhalten spürbar "machen. So ist in Abb. 14 ein einfacher Abschnitt dargestellt, der nur einen Transformator enthält und bei dem die Impedanzen so zusammengesetzt sind, daß dieses einzelne Glied den drei Gliedern der Abb. 12 mit passenden Werten gleichwertig ist.

In Abb. 15 ist dargestellt, wie das Netzwerk von Abb. 14 in einer Entzerrungsschaltung angewendet werden kann. Der Ausgleich zwischen dem Netzwerk oberhalb der Punkte Si und 52 und dem Nachbildungswiderstand BR ist für stationäre Vorgänge nicht vollkommen. Es treten bei 53 Reflexionen auf, wenn der Übertrager dort offen oder kurzgeschlossen ist, aber der Wert von AR wird so gewählt, daß bei BR keine Reflexion auftritt. Während die direkte Welle keine Wirkung in der Sekundärwicklung- des Übertragers 54 ausübt, ist die bei 53 reflektierte

Welle wirksam und gibt einen verzögerten Ausgangsstrom im Sekundärkreis des genannten Übertragers. Durch passende Bemessung des Netzwerkes kann die Verzögerung im Ausgangsstrom für verschiedene Frequenzen in gewünschter Weise verschieden gemacht werden, so daß die Laufzeiten in einem angeschlossenen Vierpol ausgeglichen werden. Eine Reflexion wird bei 53 auftreten, gleichgültig, ob der Kreis offen oder kurzgeschlossen ist; der einzige Unterschied zwischen beiden Fällen ist eine Phasendifferenz. Wenn bei 53 kurzgeschlossen ist, wird die Schaltung gleichwertig der in Abb. 16 dargestellten. Ist die Schaltung bei 53 offen, so ist sie gleichwertig der Abb. 17.

Eine andere Entzerrungsschaltung mit einem Ausgleichsübertrager ist in Abb. 18 dargestellt, wo der Nachbildungswiderstand BR auf der einen Seite und auf der anderen Seite ein Gliederpaar liegt, ähnlich dem linken und mittleren Glied der Abb. 12, mit dem Unterschied, daß die Impedanzen in Abb. 18 allgemein symbolisch dargestellt sind. Wird der Kreis bei 53 kurzgeschlossen, so vereinfacht sich die Schaltung Abb. 18 wie in Abb. 19 und dann in Abb. 20.

Läßt man dagegen den Kreis von Abb. 18 bei 53 offen, so vereinfacht er sich zu dem von Abb. 21. Es ist augenscheinlich, daß in allen Fällen der Abb. 15 bis 21 ein einfacher Widerstand BR als Nachbildung dienen kann. Die Netzwerke der Abb. 20 und 21 zwischen den Eingangsklemmen links und den Ausgangsklemmen rechts sind alle vier Brückengliedern von irgendeiner der in Abb. 3 dargestellten Arten (oder auch komplizierteren Arten) gleichwertig.

Das überbrückte T-Glied, die weitere Ausführungsform nach der Erfindung, z. B. nach der Abb. 22, ist bei richtigem Wicklungssinn der Spulen dem Brückenglied der Art C von Abb. 3 gleichwertig, wenn die Impedanzelemente die in Abb. 22 und 3 angegebenen Werte haben. Das überbrückte T-Glied kann auch aufgefaßt werden als Sternschaltung (Kettenleiterglied zweiter Art), bei dem zwei Zweige von einer vierten Impedanz überbrückt sind.

In Abb. 23 ist eine Ersatzschaltung für die beiden gekoppelten Spulen der Abb. 22 dargestellt, die drei gleichwertige Spulen, ohne gegenseitige Induktivität enthält. Eine dieser Spulen hat eine negative Induktivität, die physikalisch nicht erzeugt werden kann. Wenn jedoch L₃ größer als L₄ ist, kann das Netzwerk ' leicht in der in Abb. 24 dargestellten Form physikalisch verwirklicht werden. Abb. 25 ergibt sich aus Abb. 24 durch den bekannten Übergang von der Stern- zur Dreiecksschaltung.

Eine andere zur Abb. 24 gleichwertige Schaltung ergibt sich in Abb. 26 beim Ersatz der Sternschaltung durch einen Übertrager.

Wenn L₃ gleich L₄ gemacht wird, gehen die Schaltungen der Abb. 23 bis 26 alle auf Abb.. 27 zurück, die also das zum ΰ-Glied der Abb. 3 gleichwertige überbrückte T-Netzwerk darstellt.

Das überbrückte T-Netzwerk der Abb. 22 hat den Vorteil vor dem C-Glied der Abb. 3, daß die Anzahl der Spulen und Kondensatoren von vier auf zwei vermindert ist. Ein weiterer Vorteil der Abb. 22 vor anderen besprochenen gleichwertigen Schaltungen ist der, daß es keinen Ausgleichsübertrager braucht. In Abb, 26 wird nur eine Spule benutzt, bei der die Kopplung geringer als 1 ist. Daher enthält sie zwei magnetische Kreise und entspricht zwei Spulen. Abb. 27 hat den praktischen Vorteil, daß die beiden Spulen gleich und nicht gekoppelt sind, so daß der Entwurf und Bau sich vereinfacht.

Abb. 27a ist der Abb. 27 gleichwertig, und entsprechende, dem C-Glied der Abb. 3 gleichwertige Schaltungen sind in den Abb. 27b und 27c dargestellt.

Bei Abb. 20 und 21 kann es vorteilhaft sein, die Impedanzelemente, die durch die vier Vierecke symbolisch dargestellt sind, zusammenzuziehen. Der obere Teil von Abb. 20 wird dann wie in Abb. 28, worin Z₁ = S₁ S₁Z=U und ι/Z₂ + IJs₂ = ¹It ist. Die durch diese Gleichungen angedeuteten Veränderungen sind physikalisch leicht zu verwirklichen.

Abb. 28 kann auch als Ersatz für den oberen Teil von Abb. 21 eintreten, wenn Z₁ = S, Z₁ = U und (Z₂ + Ag)/4= t gemacht wird.

Nun kann für den Stern aus s, t, u in Abb. 28 das gleichwertige Dreieck nach Abb. 29 eingeführt werden. Das Netzwerk der Abb. 29 besteht aus drei Teilen, von denen einer an die ganze, die beiden anderen an je eine halbe Übertragerwicklung angeschlossen sind. Bekanntlich sind die beiden letzten gleichwertig zu Impedanzen vom vierfachen Werte dieser Teile, die an die ganze Wicklung angeschlossen sind. Diese Betrachtung führt zu Abb. 30. In Abb. 31 sind die drei zueinander in Nebenschluß liegenden Impedanzen n₀ der Abb. 30 zu einer zusammengefaßt. Wenn diese physikalisch verwirklicht werden kann, kann sie in Abb. 20 oder 21, je nach dem Fall, eingesetzt werden.

In anderer Weise als an Hand der Abb. 28 n₅ bis 31 dargestellt, kann man eine Verzögerungs- oder Entzerrungsschaltung erhalten in der Weise, wie sie in Abb. 32 bis 35 erläutert ist. In Abb. 32 ist ein Brückennetzwerk b dargestellt, das eine Reihe von Brückenglie- _iao dem enthält, die an einen Ausgleichsübertrager angeschlossen sind. Es wird gewünscht,

eine Impedanz Z (Abb. 33) zu bestimmen, die diesem Gliedernetzwerk gleichwertig ist.

Abb. 34 zeigt eine Anzahl von Brückengliedern hintereinander. Die Glieder können verschieden sein, sollen aber alle den Wellenwiderstand K haben. Ein Widerstand von der Größe K ist an einem Ende angeschlossen, und das andere Ende ist entweder kurzgeschlossen oder offen. An diesem Ende erfolgt vollständige Reflexion, während an dem Ende, an dem der Widerstand K liegt, keine Reflexion stattfindet, sondern die ganze Welle vom Widerstand K aufgenommen wird.
Nun möge eine Sinusspannung E am Eingang wirken. Der Wert des in das Netzwerk eintretenden Stromes ist EJ2 K. Die Phasenverschiebung dieses Stromes beim einmaligen Durchfließen des Netzwerkes möge a/2 sein. Dann ist die vollständige Phasenverschiebung für die zurückgeworfene Welle, die das Netzwerk in beiden Richtungen durchlaufen hat, a, wenn das ferne Ende kurzgeschlossen ist, und von α um π verschieden, wenn es offen ist. Daher ist der Strom entweder

oder

(E/2 K) (cos a — / sin a)
— (BJ2 K) (cos a — j sin a).

Der Gesamtstrom, der vom Netzwerk in den Widerstand eintritt, ist also

oder

(E/2 K) (1 + cos a — j sin a) (EJ2 K) (1— cos a +./ sin a)

je nachdem, ob der Schalter rechts in Abb. 34 geschlossen oder offen ist. Es folgt, daß die gesamte stationäre Impedanz entweder

2,K

ι -j- cos a —j sin a

oder

ι ·—· cos α + / sin a

ist. Hieraus erhält man die Impedanz Z des Netzwerkes durch Abziehen von K₁ d. h. es ist

Z =

7 sin a

—

ι -f cos a

K = 1 K tg «/2

oder

cos a

Abb. 35 gibt für den ersten dieser Ausdrücke, d. h. für den Fall der geschlossenen Taste rechts in Abb. 34, eine Darstellung von ZlJK = tga[2.

Nun kann α leicht bestimmt werden aus der bekannten Laufzeit, die das Netzwerk hinzubringen soll. Wenn daher a als Funktion der Frequenz dargestellt wird, ist es leicht, mit Hilfe der Abb. 35 zu Z als Funktion der Frequenz überzugehen. Man sieht, daß Z für alle Frequenzen imaginär ist und stetig zwischen einem sehr großen negativen • Reaktanzwert und einem sehr großen positiven Wert veränderlich ist. Eine Unstetigkeit besteht, wenn Z unendlich wird. Diese Unstetigkeit entspricht also dem Scheinwiderstand einer Schaltung aus reinen Blindwiderständen für den Fall einer Spannungsresonanz. Aus diesen Betrachtungen kann das Netzwerk Z der Abb. 33 mit Annäherung bestimmt und an Stelle der Reihe von Brückengliedern in Abb. 32 eingesetzt werden.

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Übertragungssystem mit pupinisierten Leitungen und Phasenausgleich, dadurch gekennzeichnet, daß der Pupinleitung ein lediglich den Phasenausgleich bewirkendes Netzwerk zugeschaltet ist, das den Phasenwinkel des Übertragungssystems derart beeinflußt, daß der Differentialquotient (T =d a\d ω·) des Phasenwinkeis nach de'r Kreisfrequenz, in dem zu übertragenden Frequenzbereich nahezu konstant ist, also die Schwingungen aller Frequenzen innerhalb des zu übertragenden Frequenzbereiches nahezu gleiche Laufzeit haben, und daß die Netzwerke einen Aufbau besitzen, der sie Brücken-

' glie'dern für den Phasenausgleich von Pupinleitungen elektrisch gleichwertig macht, jedoch eine Ersparnis an Impedanzelementen dadurch zuläßt, daß sie entweder Glieder enthalten, die aus einer T-Schaltung oder Sternschaltung bestehen, deren im Leitungszug liegende Zweige jedes Gliedes durch eine weitere Impedanz überbrückt sind, oder daß die Glieder mit einem Ausgleichsübertrager in Verbindung mit zueinander widerstandsreziproken Impedanzen enthalten.

2. Übertragungssystem nach Anspruch 1 unter Verwendung von Gliedern in T-Schaltung oder Sternschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß die Längsglieder aus gekoppelten Induktivitäten bestehen.

3. Übertragungssystem nach Anspruch ι unter Verwendung von Gliedern mit einem Ausgleichsübertrager in Verbindung mit

• zueinander ,widerstandsreziproken Impedanzen, dadurch gekennzeichnet, daß auf jeder Seite des Ausgleichsübertragers eine Impedanz, vorzugsweise ein möglichst reiner Blindwiderstand liegt und die beiden Impedanzen zueinander widerstandsreziprok sind.

4. Übertragungssystem nach Anspruch 1 unter Verwendung von Gliedern mit einem Ausgleichsübertrager in Verbindung mit

zwei zueinander widerstandsreziproken Impedanzen, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleichsübertrager auf der einen Seite mit einer Impedanz, vorzugsweise einem nahezu reinen Blindwiderstand, und auf der anderen Seite mit einem Ohmschen Widerstand- belastet ist.

5. Übertragungssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die auf der einen Seite des Ausgleichsübertragers liegende Impedanz selbst eine nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgebildete oder bekannte Ausgleichsschaltung ist, die an der Ausgangsseite mit einem von ihrem vorzugsweise reellen und konstanten Wellenwiderstand abweichenden Scheinwiderstand belastet (z. B. offen oder kurzgeschlossen) ist, und auf der anderen Seite des Ausgleichsübertragers eine Nachbildung des Wellenwiderstandes dieser Ausgleichsschaltung liegt.

6. Übertragungssystem nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgleichsschaltung aus einem Ausgleichsübertrager besteht, an dessen einer Seite zwei Impedanzen parallel oder in Reihe zueinander liegen und an dessen anderer Seite ein Ohmscher Widerstand angeschlossen ist, und daß die beiden Impedanzen mit Bezug auf den Wert dieses Ohmschen Widerstandes zueinander widerstandsreziprok sind.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen