DE68921330T2

DE68921330T2 - Transversale und rekursive Filter.

Info

Publication number: DE68921330T2
Application number: DE68921330T
Authority: DE
Inventors: Manfred J Schindler; Yusuke Tajima
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1989-01-03
Filing date: 1989-12-20
Publication date: 1995-10-19
Anticipated expiration: 2009-12-21
Also published as: DE68921330D1; EP0377300A3; JPH02228115A; JPH0767061B2; EP0377300A2; EP0377300B1; US5021756A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Hochfrequenz- Filterschaltungen und, genauer, Hochfrequenz-Transversalfilter und -Rekursivfilter.
Wie in der Technik bekannt tastet beispielsweise ein Transversalfilter ein Signal zu einer Anzahl von Zeitintervallen ab, gewichtet jedes der einzelnen abgetasteten Signale und summiert jedes der einzelnen Abtastungssignale zur Erzeugung eines Ausgangssignals.
Transversalfilter sind bei der digitalen Signalverarbeitung gebräuchlicher. Es sind aber auch analoge Versionen von Transversalfiltern bekannt. Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verbesserung an einem Filter der Art, welche einen Eingangsanschluß und einen Ausgansanschluß sowie eine ausgewählte Filterfrequenz-Ansprechcharakteristik aufweist und folgendes enthält: ein Eingangsausbreitungsnetzwerk, das ein erstes ausgewähltes Durchlaßband-Filterfrequenzansprechverhalten aus der Gruppe von Frequenzansprechverhaltensweisen hat, die aus einem Tiefpaßfrequenzansprechen, einein Hochpaßfrequenzansprechen, und einem Bandpaßfrequenzansprechen besteht, und das mit seinem ersten Ende an den Eingangsanschluß gelegt ist; ein Ausgangsausbreitungsnetzwerk, das ein zweites ausgewähltes Durchlaßband-Frequenzansprechverhalten aus der Gruppe von Frequenzansprechverhaltensweisen hat, die aus einem Tiefpaßfrequenzansprechen, einem Hochpaßfrequenzansprechen und einem Bandpaßfrequenzansprechen besteht, und das mit seinem ersten Ende an den Ausgangsanschluß gelegt ist; und Gewichtungsmittel zur Lieferung mindestens eines Signalanteils mit gewichteter Amplitude zwischen dem Eingangsausbreitungsnetzwerk und dem Ausgangsausbreitungsnetzwerk. Beispielhaft für ein analoges Transversalfilter dieser Art, das aus diskreten Bauteilen hergestellt wird, ist ein Filter, das in dem U.S.-Patent 4,291,286, erteilt an Wagner, dargestellt ist. Wagner beschreibt ein Transversalfilter mit einer Eingangsverzögerungsleitung, welche durch eine Mehrzahl von Transversalelementen an eine Ausgangsverzögerungsleitung angekoppelt ist. Sowohl die Eingangsverzögerungsleitung als auch die Ausgangsverzögerungsleitung sind verteilte Mikrostreifen- Übertragungsleitungen. Die Leitungen haben Tiefpaß-Charakteristiken mit Abschneidfrequenzen oberhalb derjenigen der Transversalelemente. Als Transversalelemente werden Feldeffekttransistoren verwendet, um Signale zu gewichten, die zwischen der Eingangsleitung und der Ausgangsleitung übergekoppelt werden. Die Transistoren sind aufeinanderfolgend durch die Eingangsleitung gekoppelt und durch eine Phasenverschiebung ta entsprechend einer vorbestimmten Phasenverzögerung beabstandet. In entsprechender Weise sind auch die Ausgangselektroden durch eine Phasenverschiebung tb entsprechend einer vorbestimmten Phasenverzögerung beabstandet.
Ein Eingangssignal breitet sich längs der Eingangsverzögerungsleitung aus und wird anteilsweise aufeinanderfolgend an die Transversalelemente angekoppelt. Jeder aufeinanderfolgende Anteil erhält eine fortschreitend zunehmende Phasenverzögerung, welche durch Nta gegeben ist. In gleicher Weise werden Ausgangssignale von jedem der Transistoren der Reihe nach an einen Ausgangsanschluß durch die Ausgangsleitungen mit fortschreitenden Phasenverzögerungen N(ta + tb) angekoppelt, worin N die Anzahl der Phasenverschiebungslängen zwischen den Eingangselektroden der Transistoren ist.
Aus der Transversalfiltertheorie ist es bekannt, daß durch Auswahl der Werte der Gewichtungsfaktoren für die Transversalelemente ein ausgewähltes Filteransprechverhalten erreicht wird. Beispielsweise kann mit einer solchen Anordnung wahlweise eine Bandpaß-, Tiefpaß-, oder Hochpaß-Filteransprechcharakteristik verwirklicht werden.
Zur Schaffung einer Bandpaßcharakteristik mit steilen oder scharfen Frequenzgrenzen an der Bandrändern ist es bei dem Wagner-Filter und den Filtern nach dem Stande der Technik im allgemeinen erforderlich, eine große Zahl von Transversalelementen, typischerweise über 20 bis 26, vorzusehen. Dies ergibt sich bei der Wagner-Schaltung daraus, daß die Mikrostreifen-Übertragungsleitungen Abschneidfrequenzen wesentlich oberhalb der Frequenzeignung der Transistoren haben. Die Übertragungsleitungen tragen daher nicht zu der grundsätzlichen Gestalt des Frequenzbandes des Filters bei.
Wenn man in Betracht zieht, daß die Phasenverzögerungen ta und tb in dem Wagner-Filter von einem Vielfachen einer Viertelwellenlänge bei einer Betriebsfrequenz des Filters abhängig sind, wird deutlich, daß zur Schaffung einer Bandpaßcharakteristik mit sehr steilen Neigungen an den Bandrändern erforderlich sein kann, 25 x λ/4 oder 6.25 λ als Längen sowohl für die Eingangsverzögerungs-Übertragungsleitung als auch die Ausgangs-Verzögerungsübertragsungsleitung in der Länge vorzusehen. Das bedeutet, daß ein Transversalfilter mit 25 Elementen eine Eingangsverzögerungsleitung und eine Ausgangsverzögerungsleitung gleich 6,25 Wellenlängen für eine Gesamtlänge von 12,5 Wellenlängen bei der Nennfrequenz des Filters hat.
Beispielsweise ist in Galliumarsenid, einem bevorzugten Material für die Herstellung monolithischer integrierter Schaltungen für Mikrowellen, eine Wellenlänge bei 10 GHz annähernd 11 mm. Demgemäß würde bei 10 GHz solch ein Transversalfilter eine Länge von annähernd 132 mm haben. Eine derartige Schaltung ist für eine integrierte monolithische Schaltungstechnik für Mikrowellen extrem groß. Da weiter jedes Chip sehr groß wäre, wird zwangsläufig die Zahl von Chips, die je Täfelchen bearbeitet werden kann, reduziert und die kosten für eine solche Schaltung wären relativ hoch. Einer der Vorteile von monolithischen integrierten Schaltungen für Mikrowellen ist die Möglichkeit der Herstellung großer Zahlen identischer Schaltungen auf einem einzigen Täfelchen in einem Fabrikationsvorgang. Dieser Vorteil wird bei sehr großen Abmessungen der Chips vermindert. Weiter würde die Ausbeute guter Geräte von irgendeinem Täfelchen ebenfalls zwangsläufig vermindert, nämlich aufgrund der niedrigeren Anzahl von Schaltungen je Täfelchen und aufgrund des Erfordernisses, daß eine ordnungsgemäße Herstellung über eine große Fläche vorgenommen werden muß, um ein einziges vollständiges arbeitsfähiges Gerät herzustellen. Elektrisch bereitet die Länge der Übertragungsleitungen ebenfalls Schwierigkeiten für den Konstrukteur von Mikrowellenschaltungen. Die 132 mm langen Leitungen neigen zu extremen Verlusten und erfordern eine komplexe Kompensation zur Aufrechterhaltung der konstruktionsmäßig eingeplanten Koeffizienten für die Gewichtungsfaktoren. Weiter ergeben sich für sehr große integrierte Schaltungen, wie sie bei dieser Technik zu erwarten sind, Schwierigkeiten für die Verwendung in bestimmten Anwendungsfällen solcher Schaltungen. Eine Anwendung eines Transversalfilters bestünde in der Verwendung als Teil einer phasengesteuerten Gruppenschaltung oder einer Phased-Array-Schaltung für eine phasengesteuerte Gruppenantenne (Phased-Array-Antenne). Extrem große Schaltungen, wie oben angedeutet, würden ihre Verwendung in einer phasengesteuerten Gruppenschaltung extrem schwierig machen, da die Elemente der phasengesteuerten Gruppenschaltung im allgemeinen etwa λ/4 bis λ/2 Wellenlängen im freien Raum voneinander Abstand haben. Aus diesem Grunde ist die Packung dieser Schaltungen in einer phasengesteuerten Gruppenschaltung oder einem Phased-Array- Netzwerk zusammen mit anderen erforderlichen Bauteilen der Phased-Array-Schaltung extrem schwierig.
Ein zweites Problem bei herkömmlichen Transversalfiltern, wie sie von Wagner beispielsweise dargestellt sind, besteht darin, daß auch Durchlaßbänder entsprechend Bandpaßfilter- Harmonischen vorhanden sind. Die harmonischen Durchlaßbänder werden erzeugt, da die wesentlichen Bandpaßcharakteristiken der Mikrostreifen-Übertragungsleitungen, welche die Eingangs- und Ausgangs leitungen bilden, Tiefpaßfiltern entsprechen, die sehr hohe Abschneidfrequenzen jenseits des gewünschten Durchlaßbandes des Filters haben. Die Schaltung ist so ausgelegt, daß oberhalb eines bestimmten Frequenzbandes die Signalkomponenten durch jedes Element hindurch sich in einer vorbestimmten Phasenbeziehung aufaddieren. Bei Harmonischen dieses Frequenzbandes gilt jedoch diese Beziehung ebenfalls. Bei jeder Harmonischen des Transversalfilters gäbe es so ein entsprechendes Durchlaßband. In bestimmten Anwendungsfällen von Transversalfiltern, beispielsweise einem elektronischen Überwachungssystem, gestaltet das Vorhandensein von harmonischen Durchlaßbändern die Verarbeitung empfangener Signale schwieriger oder macht die Verwendung einer zusätzlichen Filterung notwendig, um die harmonischen Durchlaßbänder auszuscheiden.
Ein Rekursivfilter ist einem Transversalfilter ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, daß das Rekursivfilter rekursive Elemente enthält, nämlich Elemente, welche das Ausgangssignal über Zeitintervalle hin tasten und das Ausgangssignal zu der Eingangsseite des Filters zurückkoppeln. Wird ein Rekursivfilter in der Weise hergestellt, wie sie in dem Patent von Wagner beschrieben ist, wobei rekursive Elemente verwendet werden, so ergeben sich die Probleme, welche bei Transversalfiltern auftreten, in gleicher Weise auch bei Rekursivfiltern. Aufgrund der Rückkopplung sind Rekursivfilter im allgemeinen kleiner als Transversalfilter. Der von Wagner beschriebene Aufbau gilt nicht in einfacher Weise für rekursive Elemente, da er zwei Feldeffekttransistoren erforderlich machte, die in zwei zueinander entgegengesetzten Richtungen beschaltet sind. Die resultierende Rückkopplung bei dieser besonderen Anordnung wäre in hohem Maße unstabil.
Demgemäß ist es wünschenswert, ein analoges Transversalfilter oder ein analoges Rekursivfilter zu schaffen, das die gewünschten Frequenzflankeneigenschaften hat, wie sie vorgesehen werden, wenn eine große Anzahl von Transversalelementen und/oder Rekursivelementen verwendet wird, jedoch ohne den großen Raumbedarf. Weiter ist es auch wünschenswert, ein transversales und/oder rekursives Bandpaßfilter zu schaffen, das keine harmonischen Durchlaßbänder aufweist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie in den anliegenden Ansprüchen definiert ist, ist ein Filter der zuvor grundsätzlich dargestellten Art dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eines der beiden Durchlaßbandansprechverhalten so dimensioniert ist, daß es eine Abschneidfrequenzcharakteristik hat, die mit dem Frequenzansprechen des Filter zusammenfällt.
Ein Bandpaßfilter, welches eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, enthält eine Phasenverzögerungsleitung mit einer Abschneidfrequenz entsprechend einem eines Paares von Bandrändern des Bandpaßfilters, wobei diese Phasenverzögerungsleitung mit einem Eingangsanschluß oder einem Ausgangsanschluß des Filters verbunden ist, sowie eine Phasenvorverschiebungsleitung mit einer Abschneidfrequenz entsprechend dem jeweils anderen des Paares von Bandrändern des Bandpaßfilters, wobei diese Phasenvorverschiebungsleitung an den Ausgangsanschluß oder den Eingangsanschluß (also dem jeweils anderen Anschluß) des Filters angeschlossen ist, sowie Mittel zur Gewichtung aufeinanderfolgender, phasenverschobener Anteile des Signals, welche zwischen der Phasenverzögerungsleitung und der Phasenvorverschiebungsleitung übertragen werden. Die Abschneidfrequenzen der Phasenverzögerungsleitung und der Phasenvorverschiebungsleitung werden so gewählt, daß sie mit den Frequenzen der Bandränder (d.h., den Frequenzgrenzen) des Bandpaß-Transversalfilters zusammenfallen. Bei dieser besonderen Anordnung wird das grundsätzliche Filteransprechen oder die Gestalt der Filtercharakteristik durch die Phasenverzögerungsleitung und die Phasenvorverschiebungsleitung bestimmt. Es werden weniger Transversalelemente oder Rekursivelemente benötigt, um ein Bandpaßfilteransprechen mit den gewünschten steilen oder scharfen Flanken an den Bandrändern zu erreichen. Die Phasenverzöge rungsleitung wird so gewählt, daß sie eine Abschneidfrequenz entsprechend dem oberen Rand der Bandpaßcharakteristik hat, während die Phasenvorverschiebungsleitung so gewählt wird, daß sie eine Abschneidfrequenz entsprechend dem unteren Rand der Bandpaßcharakteristik hat. Hierdurch ergibt sich das Filter mit der Basis-Bandpaßcharakteristik. Durch geeignete Auswahl der Gewichtungen für jedes der aufeinanderfolgenden Signale kann das Bandpaßfilter an den Bandrändern mit einem scharfen Frequenzabfall versehen werden. Die Gewichtungsmittel können durch irgendeine ausgewählte Kombination von Transversalelementen und Rekursivelementen gebildet sein. Aufgrund der Basis-Bandpaßcharakteristik der Kombination aus der Phasenvorverschiebungsleitung und der Phasenverzögerungsleitung werden harmonische Durchlaßbänder ausgeschieden, ohne daß eine zusätzliche Filterung vorgesehen werden muß. Weiter wird aufgrund der Basis-Bandpaßcharakteristik die Notwendigkeit einer großen Zahl von Transversalelementen oder Rekursivelementen zum Erreichen eines scharfen Frequenzabfalls vermieden, wie sie im allgemeinen bei früheren Lösungen erforderlich ist. Es wird also eine kompakte, leicht herzustellende, billige monolithische Lösung geschaffen.
In einer bevorzugten Ausführungsform enthalten die Gewichtungsmittel eine Mehrzahl von Transversalelementen, von denen jedes einen Feldeffekttransistor enthält, der so angeordnet ist, daß er eine Kopplung zwischen der Phasenverzögerungsleitung und der Phasenvorverschiebungsleitung vornimmt. Die Gewichtungsmittel sind so gewählt, daß sie eine selektive Gewichtung an dem übertragenen Signalen durch Auswahl der Größe der Transistoren entsprechend dem gewünschten Gewichtungswert vornehmen, der den durch die Transistoren durchgeleiteten Signalen zugeordnet ist.
Vorzugsweise werden in einem Transversalfilter gemäß der vorliegenden Erfindung mit einer Hochpaß-, Tiefpaß-, oder Bandpaß-Frequenzcharakteristik eine erste und eine zweite Leitung mit Tiefpaßcharakteristik oder Hochpaßcharakteristik oder Bandpaßcharakteristik verwendet, wobei jede dieser Leitungen eine Anzahl konzentrierter Elemente enthält. Die Frequenzcharakeristik der Leitungen sind so gewählt, daß sie mit den entsprechenden Frequenzcharakteristiken des Transversalfilters zusammenfallen. Eine erste des Paars von Leitungen ist an den Eingangsanschluß, und eine zweite des Paars von Leitungen ist an den Ausgangsanschluß gelegt. Gewichtungsmittel sind aufeinanderfolgend zwischen die Leitungen geschaltet, um eine Anzahl von Signalanteilen mit gewichteter Amplitude von einem Signal, das sich längs der mit dem Eingangsanschluß verbundene Leitung zu der mit dem Ausgangsschluß verbundene Leitung ausbreitet, zu erzeugen. Bei dieser besonderen Anordnung wird die grundsätzlich Gestalt der gewünschten Bandpaßcharakteristik des Transversalfilters durch Wahl der Abschneidfrequenz des Paars von Netzwerken in solcher Weise vorgesehen, daß sie bei den Bandpaß-Grenzfrequenzen des Filters liegen. Daher wird die Anzahl von Transversalelementen, die zur Erzeugung eines scharfen Frequenzabfalls an den Bandrändern des Transversalfilters erforderlich ist, wesentlich herabgesetzt, da das Basis-Filteransprechen durch das gewählte Filteransprechen der Netzwerke, und nicht durch die Transversalelemente verwirklicht wird. Dies gestattet den Bau eines Transversalfilters aus weniger Elementen und daher geringere Chipgröße als monolithische integrierte Mikrowellenschaltung. Durch geeignete Auswahl der Gewichtungswerte der Transversalelemente können weiter andere Filteransprechverhaltensweisen neben dein gewählten Tiefpaß oder Hochpaß vorgesehen werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorerwähnten Merkmale der vorliegenden Erfindung sowie diese selbst werden noch umfänglicher aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Zeichnungen verständlich, in welchen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines typischen elektronischen Überwachungsempfängers in dessen vorderem Bereich ist;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines 8-Kanal-Frequenzmultiplexers darstellt, der eine Mehrzahl von Diplexerelementen enthält;
Fig. 3 eine alternative Ausführungsform eines 8-Kanal-Frequenzmultiplexers ist, der ein einziges Diplexerelement enthält;
Fig. 4 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Transversalfilters entsprechend einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wiedergibt;
Fig. 5 ein schematisches Schaubild eines Transversalfilters gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 5A ein Diagramm des Betrages von S&sub2;&sub1; in dB in Abhängigkeit von der Frequenz für eine Simulation der Schaltung von Fig. 5 darstellt;
Fig. 6 und 7 besondere Konstruktionsbeispiele für ein Transversalfilter mit einer Bandpaßcharakteristik entsprechend weiteren Aspekten der vorliegenden Erfindung sind;
Fig. 6A und 7A Diagramme des Betrages von S&sub2;&sub1; dB in Abhängigkeit von der Frequenz für die jeweiligen Konstruktionsbeispiele nach den Fig. 6 und 7 sind;
Fig. 8 ein schematisches Schaltbild einer alternativen Ausführungsform eines Transversalfilters wiedergibt;
Fig. 9 ein verallgeineinertes Blockschaltbild eines Diplexers entsprechend einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 10 ein schematisches Schaltbild des Diplexers gemäß einer wieder anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 11 ein schematisches Schaltbild eines Rekursivfilters entsprechend einer abermals anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 12 ein schematisches Schaltbild für ein Transversalfilter mit Bandpaßcharakteristik für die Eingangs- und Ausgangsleitungen darstellt.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Es sei nun auf Fig. 1 Bezug genommen. Hier ist der vordere Teil des Empfängers eines elektronischen Überwachungsmaßnahmesystems (ESM) dargestellt, welcher ein Element 12 einer Phased-Array-Anordnung enthält, das mit einem Hybridkoppler 14 verbunden ist und ein Paar von Verstärkern 16 niedrigen Rauschpegels speist. Von dem phaseneingestellten Element 12 aus werden also vertikal polarisierte und horizontal polarisierte elektromagnetische Signale durch den Koppler geführt. Aus diesen Signalen werden rechtszirkular polarisierte und linkszirkular polarisierte Ausgangssignale gebildet, welche durch die Verstärker 16 niedrigen Rauschpegels verstärkt und zu der Amplituden- und Phasensteuerschaltung 18 geführt werden. Die Amplituden- und Phasensteuerschaltung, welche erforderlich sind, bestehen im allgemeinen in einem Phasenschieber und einer Dämpfungseinrichtung. Von dem Ausgang der Phasensteuerschaltung und Amplitudensteuerschaltung 18 gelangen die Signale zu einem von zwei Frequenzmultiplexern 20a und 20b. Die Frequenzmultiplexer 20a und 20b, welche vorliegend als Blocksymbole angegeben und in Verbindung mit Fig. 2 näher beschrieben sind, bilden aus einem Eigangssignal, das den Anschlüssen 19a bzw. 19b zugeführt wird, ein Paar aus einer Vielzahl von Paaren von Ausgangssignalen an den Anschlüssen 21a bis 21h und 21a' bis 21h' in Übereinstimmung mit den Frequenzeigenschaften des Eingangssignales. D.h., der Frequenzmultiplexer 20a dient zur Aufteilung des Eingangssignales in eine Anzahl von Sub-Frequenzband-Signalen mit linkszirkularer Polarisation und mit rechtszirkularer Polarisation sowie mit ausgewählten Frequenzbandbreiten in einer Art und Weise, wie sie in Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben wird. Ausgänge 21a bis 21h des Frequenzmultiplexers 20a und die Ausgänge 21a' bis 21h' des Frequenzmultiplexers 20b gelangen zu Mischer-/Verstärkerschaltungen 22a bis 22h bzw. 22a' bis 22h' und diese Schaltungen werden durch ein Lokaloszillatorsignal LO beaufschlagt, das in Kombination mit dem Mischanteil der Schaltungen 22a bis 22h bzw. 22a' bis 22h' zu einem Zwischenfrequenzsignal am Ausgang führt, wie dies im allgemeinen bekannt ist.
Die Frequenzmultiplexer 20a und 20b sind jeweils so ausgebildet, daß sie geradzahlige und ungeradzahlige Sub-Frequenzbänder liefern, wobei die ungeradzahligen Sub-Frequenzbänder zu den Ausgängen 21a bis 21d bzw. 21a' bis 21d' geführt werden und die geradzahligen Sub-Frequenzbänder zu den Ausgängen 2le bis 21h bzw. 21e' bis 21h' hin gekoppelt werden. Diese Ausgangssignale werden durch die Leistungskombinierer 24a, 24b und 24a', 24b' miteinander kombiniert und zu dem Empfänger-Prozessor 26 geführt. Unter anderen Aufgaben erfüllt der Empfänger-Prozessor 26 die Funktion, die Signale von den Ausgängen der Leistungskombinierer 24a- 24b und 24a'-24b' zu vergleichen. Durch Teilen des Eingangssignales und Kombinieren von Signalkomponenten mit geradzahligem und ungeradzahligem Sub-Frequenzband wird es dem Empfänger-Prozessor 26 möglich, das Eingangssignal durch ein Sub-Frequenzband und zwischen nebeneinanderliegenden ungeradzahligen und geradzahligen Sub-Frequenzbändern zu verfolgen, solange die Filterkennlinien oder die Frequenzabfallcharakteristiken des Frequenzmultiplexers bekannt sind. Die Ausgänge von den Leistungskombinierern 24a und 24b werden also zu dem Empfänger-Prozessor 26 geführt und es werden durch den Empfänger-Prozessor Feststellungen über die Charakteristiken der ihm zugeführten Signale in einer im allgemeinen bekannten Weise getroffen.
Bezugnehmend nunmehr auf Fig. 2 sei eine erste Ausführungsform eines 8-Kanal-Frequenzmultiplexers, vorliegend des Bauteils 20a, für die Verwendung in dem Empfänger von Fig. 1 betrachtet. Das Bauteil enthält eine Mehrzahl von vorliegend sieben Diplexerschaltungen 30, 31a, 31b sowie 32a bis 32d. Die Diplexerschaltungen 30, 31a, 31b und 32a bis 32d sind jeweils so ausgelegt, daß sie ein Paar von Bandpaß-Freguenzkennlinien haben. Im einzelnen ist die Diplexerschaltung 30, die mit dem Eingang des Frequenzmultiplexers in Verbindung steht, so ausgelegt, daß sie eine verhältnismäßig breitbandige Bandpaß-Frequenzkennlinie hat, während die Diplexerelemente 32a bis 32d an den Ausgängen 21a bis 21h des Multiplexers 20a so gewählt sind, daß sie jeweils verhältnismäßig schmalbandige Frequenzkennlinien haben.
In dem hier beschriebenen Beispiel hat der elektronische Überwachungsempfänger eine Bandbreite von 6 bis 18 GHz. Da von dem Ausgang jedes der Frequenzmultiplexer 20a und 20b acht Kanäle erhalten werden, hat jeder der genannten Kanäle 21a bis 21h ein Durchlaßband von 1,5 GHz. Weiter erhält man bei der zu beschreibenden Anordnung die ungeradzahligen Sub-Frequenzbänder an den Ausgängen 21a, 21c, 21e und 21g und die geradzahligen Sub-Frequenzbänder an den Ausgängen 21b, 21d, 21f und 21h, wie dargestellt ist.
Vorliegend hat also das erste Diplexerelement 30 ein Paar von Durchlaßbändern. Das erste Durchlaßband überdeckt den Bereich von 6 bis 16,5 GHz und das zweite Durchlaßband überdeckt den Bereich von 7,5 bis 18 GHz. Das erste Durchlaßband gelangt zu einem Diplexer 31a und das zweite Durchlaßband gelangt zu einem Diplexer 31b. Der Diplexer 31a speist die der Ungeradzahligkeit zugeordneten Diplexerelemente 32a und 32b, während der Diplexer 31b die der Geradzahligkeit zugeordneten Diplexerelemente 32c und 32d speist. Der Diplexer 30 liefert ein erstes Band aus Sub-Frequenzbändern entsprechend den Sub-Frequenzbändern SB1 bis SB7 (Ausgänge 21a bis 21g) und speist den Diplexer 31a. Im ersten Ausgang des Diplexers 30 fehlt also das Sub-Frequenzband SB8. Der Diplexer 31a liefert ein erstes Signal entsprechend den Kanälen oder Sub-Frequenzbändern SB1-SB3, und ein zweites entsprechend den Sub-Frequenzbändern SB5- SB7. Es fehlt also an dem zweiten Diplexerelement das Sub-Frequenzband SB4. Der erste der Ungeradzahligkeit zugeordnete Diplexer 32a liefert die Sub-Frequenzbänder SB1, SB3, und der zweite der Ungeradzahligkeit zugeordnete Diplexer 32b liefert die Sub-Frequenzbänder SB5 und SB7. Fallengelassen oder ausgeschieden durch den ersten, der Ungeradzahligkeit zugeordneten Diplexer 32'a wird also das Sub-Frequenzband SB2. Außerdem fallengelassen von dem zweiten der Ungeradzahligkeit zugeordneten Diplexer wird das Sub-Frequenzband SB6. An den Ausgängen 21a, 21c, 21e und 21g der ungeradzahligen Diplexer 32a und 32b erhält man also die Sub-Frequenzbänder SB1, SB3, SB5 und SB7.
Der Diplexer 30 liefert auch den zweiten Ausgang, welcher die Sub-Frequenzbänder SB3-SB8 enthält und folglich ist von dem zweiten Ausgang des Diplexers 30 das Sub-Frequenzband SB1 ausgeschlossen. Die Sub-Frequenzbänder SB2-SB8 werden zu dem Diplexerelement 31b geführt, das einen ersten Ausgang aus den Sub-Frequenzbändern SB2-SB4 und einen zweiten Ausgang aus den Sub-Frequenzbändern SB6-SB8 liefert, so daß von dem zweiten Diplexerelement 31b das Sub-Frequenzband SB5 ausgeschlossen wird. Das Diplexerelement 32c erzeugt Durchlaßbänder entsprechend den Sub-Frequenzbändern SB2 und SB4 an den Ausgängen 21f und 21d und schließt so das Sub-Frequenzband SB3 aus, während das Diplexerelement 32d Durchlaßbänder entsprechend den Sub-Frequenzbändern SB6 und SB8 an den Ausgängen 21f und 21h erzeugt und so das Sub- Frequenzband SB7 ausschließt. Aus diesem Grunde erhält man am Ausgang des Frequenzmultiplexers 20A geradzahlige Sub- Frequenzbänder an den Ausgängen 21b, 21d, 21f, 21h und ungeradzahlige Sub-Frequenzbänder an den Ausgängen 21a, 21c, 21e und 21g.
Es sei nun auf Fig. 3 Bezug genommen. Hier ist eine alternative Ausführungsform eines 8-Kanal-Multiplexers dargestellt, welcher einen Diplexer 30, wie er in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben wurde, enthält, der ein Paar von Ausgängen liefert, die einem Paar von 4:1 Leistungsaufspaltern 34a und 34b zugeführt werden, wie dies in der Zeichnung gezeigt ist. Der Leistungsaufspalter 34a beaufschlagt die Bandpaßfilter 36a, 36c, 36e und 36g, während der Leistungsaufspalter 34b die Bandpaßfilter 36b, 36d, 36f und 36h beaufschlagt. Jede der Kennlinien der Bandpaßfilter 36a bis 36h ist so gewählt, daß sich ein 1,5 GHz breites Durchlaßband über die angegebeinen Frequenzen hin ergibt, so daß man, wie dargestellt, die Sub-Frequenzbänder SB1 bis SB8 erhält.
Die Diplexer 30, 31a, 31b und 32a bis 32d gemäß Fig. 1 und der Diplexer 30 sowie die Bandpaßfilter von Fig. 3 werden vorliegend jeweils durch Transversalfilter oder Rekursivfilter gebildet. Die Diplexer können verwirklicht werden, indem zwei Transversalfilter vorgesehen werden, die so angeordnet sind, daß sie eine gemeinsame Eingangsleitung haben. Die Bandpaßfilter sind entweder Transversalfilter oder Rekursivfilter mit Bandpaßcharakteristik.
Es werden also nun Transversalfilter und Rekursivfilter beschrieben, die leicht für die Verwendung in solchen Anwendungsfällen angepaßt werden können.
Bezugnehmend nunmehr auf Fig. 4 sei ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Transveralfilters 40 gezeigt, welches ein Eingangsnetzwerk 41 aus konzentrierten Elementen mit einer ausgewählten Durchlaßbandcharakteristik entsprechend einem Tiefpaßfilter, einem Hochpaßfilter oder einem Bandpaßfilter enthält. Ein Gewichtungsnetzwerk 42 mit Transversalelementen und/oder Rekursivelementen ist mit dein Eingangsnetzwerk gekoppelt und ist so angeordnet, daß aufeinanderfolgende Teile eines dem Eingangsnetzwerk zugeführten Eingangssignales an aufeinanderfolgende der Gewichtungselemente des Gewichtungsnetzwerkes angekoppelt werden. Die Ausgänge des Gewichtungsnetzwerkes sind mit einem Ausgangsnetzwerk (44) gekoppelt, das konzentrierte Elemente enthält, die eine ausgewählte Durchlaßbandcharakteristik entsprechend einem Tiefpaßfilter, einem Hochpaßfilter oder einem Bandpaßfilter aufweisen. Das Gewichtungsnetz 42 speist aufeinanderfolgende Teile des dem Eingangsnetzwerk 41 zugeführten Eingangssignales in das Ausgangsnetzwerk 44 ein, wobei jeder Teil eine zugeordnete Gewichtung erfährt, die durch die Koeffizienten A&sub0;, A&sub1;, A&sub2; ... An repräsentiert werden. Jedes der Netzwerke 41 und 44 besitzt ein Paar von Anschlüssen 41a und 41b bzw. 44a und 44b. Eines von jedem Anschlußpaar bildet jeweils den Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Transversalfilters 40. Das andere von jedem Anschlußpaar bildet die Impedanzabschlüsse. Die Abschlüsse sind vorzugsweise Leerlaufkreise mit unendlicher Impedanz oder könnten auch anders gestaltet sein, beispielsweise als Wellenwiderstände für das betreffende Netzwerk.
Das Gewichtungsnetzwerk 42 enthält Elemente, welche ausgewählte Teile der aufeinanderfolgenden Signale von dem Eingangsnetzwerk zu dem Ausgangsnetzwerk weitergibt. Im allgemeinen sind die Transversalelemente, welche die Verbindungen vom Eingang zum Ausgang herstellten, Feldeffekttransistoren mit einer Gate-Elektrode als Eingang und der Drain- Elektrode als Ausgang. Rekursivelemente, welche die Verbindung vom Ausgang zum Eingang herstellen (d.h. eine Rückkopplung vornehmen), können ebenfalls Feldeffekttransistoren sein, doch bedingt ihre Verwendung kompliziertere Stabilitätsüberlegungen, und vorzugsweise sind diese Elemente passive Elemente, beispielsweise Widerstände. Die Koeffizienten werden entsprechend der allgemeinen Filtertheorie, jedoch in der hier beschriebenen Weise modifiziert, bestimmt, und werden verwirklicht, indem die Größe der Transistoren variiert wird (d.h. die Gate-Länge entsprechend gewählt wird). Hierdurch ergeben sich Transistoren mit verschiedenen Verstärkungsfaktoren und daher Gewichtungsfaktoren. In entsprechender Weise werden bei den Rekursivelementen die Widerstandswerte so gewählt, daß sich unterschiedliche Gewichtungswerte ergeben und im einzelnen liegen die Widerstandswerte typischerweise im Bereich zwischen 50 Ω und 2 KΩ.
Das verallgemeinerte Schaltbild von Fig. 4 kann so aufgebaut werden, daß man jede gewünschte Durchlaßbandcharakteristik erhält. Die grundsätzlichen Gestalt der Transversalfilterkennlinie erhält man durch Verwendung von Netzwerken 41 und 44 aus konzentrierten Elementen mit ausgewählter Durchlaßbandcharakteristik entsprechend der grundsätzlichen Gestalt der Transversalfiltercharakteristik. Die Gewichtungsmittel dienen zur Verbesserung des Ansprechverhaltens (d.h., zur Schaffung einer schärferen Abschneidfrequenz oder eines Frequenzabfalls an den Bandrändern), und weniger zur Formung der grundsätzlichen Gestalt der Charakteristik, wie bei früheren Lösungsversuchen.
Spezielle Beispiele von Bandpaßfiltercharakteristiken werden in Verbindung mit den Fig. 5 bis 7 und 5A bis 7A beschrieben. Auch andere Charakteristiken sind möglich. Beispielsweise können Tiefpaßfilter oder Hochpaßfilter mit scharfen Frequenzabfällen geschaffen werden.
Die unten stehende Tabelle 1 zeigt eine mögliche, jedoch in keiner Weise vollständige Auswahl für die Netzwerke 41 und 44 zur Erzeugung einer grundsätzlichen Durchlaßbandcharakteristik, auf die eine Verbesserungsmaßnahme angewendet wird, indem eine geeignete Auswahl der Koeffizienten A&sub0; bis An erfolgt. Jedes Netzwerk 41, 44 hat eine Abschneidfrequenz entsprechend der Abschneidfrequenz des Transversalfilters. Tabelle 1 Netzwerk Art des Durchlaßbandes Tiefpaß Hochpaß Bandpaß Tiefpaßfilter Bandpaßfilter Hochpaßfilter
Durch Vorsehen von Netzwerken mit zwei unterschiedlichen Abschneidfrequenzen bei Durchlaßbändern, die sich destruktiv überlappen, können weiter exotischere Filtercharakteristiken ermöglicht werden.
Im Unterschied zu herkömmlichen Transversalfiltern mit breitbandigen Eingangsnetzwerken und Ausgangsnetzwerken verwenden hier die Transversalfilter Netzwerke aus konzentrierten Elementen mit einer Durchlaßbandcharakteristik, welche dazu verwendet wird, zum Teil die Durchlaßbandcharakteristik des Transversalfilters festzulegen. Dies sei weiter in Verbindung mit den Fig. 5 bis 7 und 5A bis 7A erklärt.
Zunächst seien die Fig. 5 und 5A betrachtet. Hier ist eine erste generelle Ausführungsform eines Transversalfilters 51' gezeigt, welches das Netzwerk 41 enthält, das aus einer Anzahl in Reihe geschalteter Induktivitäten L&sub1; bis L&sub8; und parallel geschalteter Kondensatoren C&sub1; bis C&sub4; besteht. Das Netzwerk 41 ist als ein aus konzentrierten Elementen aufgebautes Tiefpaßfilter ausgebildet, das mit dem Wellenwiderstand entsprechend dem Wellenwiderstand des Netzwerkes 41 abgeschlossen ist und als Tiefpaßfilter einem zugeführten Eingangssignal eine Phasenverzögerung erteilt. Das Ausgangsnetzwerk 44 besteht hier aus einer Anzahl von in Reihe geschalteten Kondensatoren C&sub5; bis C&sub1;&sub2; und parallel geschalteten Induktivitäten L&sub9; bis L&sub1;&sub2;. Hier ist das Netzwerk 44 ein Hochpaßfilter, das eine Phasenvorverschiebungseigenschaft gegenüber sich durch es hindurch ausbreitenden Signalen hat. Vorliegend dienen die Transversalelemente FET1 bis FET5 zur Überkopplung ausgewählter Teile von dem Eingangsnetzwerk 41 zu dem Ausgangsnetzwerk 44.
Im Betrieb wird ein Eingangssignal an den Eingangsanschluß 41a geführt. Das Eingangssignal hat eine Bandbreite, welche größer als die Bandbreite des Signales ist, das von dem Ausgang des Bauteils am Anschluß 44a abgenommen werden soll. Ein Gleichstromsperrkondensator C, der zwischen den Anschluß 41a und das Netzwerk 41 gelegt ist, dient dazu, eine Störung in der Gleichstrom-Vorspannungscharakteristik der Transversalelemente in dem Netzwerk 42 zu verhindern. Das Eingangssignal breitet sich längs des Netzwerkes 41 aus und wird durch aufeinanderfolgend größer werdende Schritte zwischen jeder der Gate-Elektroden der Transistoren FET1 bis FET5 in der Phase verzögert. So werden aufeinanderfolgende Teile des Signales, welche jeweils aufeinanderfolgend zunehmende Phasenverzögerungsbeträge aufweisen, durch die Feldeffekttransistoren FET1 bis FET5 übertragen. Die Feldeffekttransistoren FET1 bis FET5 erzeugen jeweils in ausgewählten Maße gewichtete Amplituden für die Ausgangssignale in Abhängigkeit von dem Eingangssignal.
Die Gewichtungen werden in Entsprechung mit einer gewünschten Gestalt des Durchlaßbandes des Transversalfilters 51' unter Einsatz der allgemein bekannten Transversalfiltertheorie gewählt. Verwendet man die klassische Theorie, so ist jedoch zu bedenken, daß die grundsätzliche Gestalt der Filterkennlinie (d.h., die Bandpaßcharakteristik) anfänglich durch die Netzwerke 41 und 44 bestimmt ist. Dies vermindert die Anzahl von Transversalelementen, welche erforderlich sind, und damit die Größe der Schaltung. Vorliegend werden die gewählten Gewichtungswerte an den Transistoren FET1 bis FET5 durch geeignete Wahl des Gate-Elektrodenumrisses (d.h. der Gate-Länge) an jedem der Transistoren verwirklicht. Das bedeutet, daß für ein Signal, welches mit einem verhältnismäßig großen Gewichtungswert gewichtet werden soll, der Gate-Umriß des Transistors verhältnismäßig groß ist, um einen derartigen Transistor mit einem hohen Verstärkungsfaktor und einer hohen Ausgangssignalamplitude zu versehen. Für Signale, welche mit einem verhältnismäßig niedrigen Gewichtungswert zu gewichten sind, ist der Gate-Umriß des entsprechenden Transistors, welcher das genannte gewichtete Signal liefert, verhältnismäßig klein. Für extrem niedrige Werte wären die Größen des Feldeffekttransistors zu klein, um sich praktisdh bauen zu lassen und es kann wünschenswert sein) kapazitive Spannungsteiler an dem Eingang des Feldeffekttransistors vorzusehen.
Da das Transversalfilter 51' eine Eingangsleitung enthält, die ein Tiefpaßfilter umfaßt, und eine Ausgangsleitung aufweist, die ein Hochpaßfilter umfaßt, ist die grundsätzliche Gestalt der Durchlaßbandcharakteristik an dem Ausgang des Filters zu einem großen Teil durch die Durchlaßkennlinie des Eingangsnetzwerkes und des Ausgangsnetzwerkes bestimmt. Bei dieser besonderen Anordnung sind daher weniger Transversalelemente erforderlich und damit kann eine kleinere Schaltung vorgesehen sein, um eine gewünschte Filterkennlinie zu verwirklichen.
Im Unterschied zu Filtern nach dem Stande der Technik, welche über 20 bis 25 Transversalelemente benötigten, um eine Bandpaßcharakteristik mit sehr steilen Phasenabfällen vorzusehen, wird vorliegend die Bandpaßcharakteristik des Transversalfilters 51' mit sehr steilen Abfällen bei nur 5 Transversalelementen erreicht.
In Fig. 5A ist eine rechnersimulierte Konstruktions-Kennlinie des Bandpaßfilters nach Fig. 5 gezeigt, der bestimmte Werte der Induktivitäten und der Kapazitäten für die Netzwerke 41 und 44 und bestimmte Werte für die Gewichtungsfunktionen der Feldeffekttransist6ren FET1 bis FET5 hat.
Eine derartige Schaltung wurde auch hergestellt, wobei Metallelektroden-Halbleiter-Feldeffekttransistoren mit geeigneten Galliumarsenid-Dotierungsschichten auf einem Galliumarsenidsubstrat mit einem Leiter als Erdungsebene verwendet wurden. In Fig. 6A ist die gemessene Filtercharakteristik dargestellt ( S&sub2;&sub1; Übertragungsverhältnis in Durchgangsrichtung, S&sub1;&sub1; Isolation in ;Durchlaßrichtung und S&sub2;&sub2; Isolation in Sperrichtung).
Vorliegend wurden die Induktivitäten durch verteilte konzentrierte Elemente verwirklicht, d.h., durch Abschnitte von Mikrostreifen-Übertragungsleitungen. Die Zahlen neben den Induktivitätselementen beziehen sich auf die Breite und die Länge des Streifenleiters, der die Mikrostreifenleitungen jeweils bildet. Die Induktivitäten könnten aber auch konzentrierte Elemente, beispielsweise spiralige Induktivitäten sein. Spiralige Induktivitäten sind für einen gegebenen Induktivitätswert im allgemeinen kleiner, sind aber auch im allgemeinen schwieriger inodellmäßig auszuführen und herzustellen als Abschnitte von Mikrostreifen-Übertragungsleitungen.
Es sei in Zusammenhang mit Fig. 6 darauf hingewiesen, daß zwei unterschiedliche Spannungsteiler-Anordnungen zur Erzeugung kleiner Koeffizienten für die Feldeffekttransistoren FET1 und FET3 vorgesehen sind. Weiter sei bemerkt, daß die den Feldeffekttransistoren FET2 und FET4 (Fig. 5) zugeordneten Gewichte Null sind und diese daher in Fig. 6 fehlen.
Die Fig. 6 und 6A entsprechen einem Transversalfilter, welches ein Durchlaßband von 10,3 GHz bis 14,8 GHz hat.
Bezugnehmend nunmehr auf die Fig. 7 und 7A sei ein zweites Konstruktionsbeispiel betrachtete welches im allgemeinen hergestellt ist wie oben für Fig. 6 ausgeführt wurde und welches Werte der Bauteile entsprechend den eingetragenen Angaben aufweist. Es handelt sich um ein Transversalfilter mit einem Durchlaßband von 9,8 GHz bis 11,16 GHz. Die gemessene Charakteristik ist in Fig. 7A aufgezeichnet.
In jeder der Fig. 6 und 7 hat das mit "A" bezeichnete Element oder mit "B" bezeichnete Elemente die angegebenen Werte. Weiter werden bei jeder Schaltung die Vorspannungen VG1 bis VG3 und VD1 bis VD3 wie in der Zeichnung angegeben zugeführt.
Wie in Fig. 8 dargestellt ist, kann die Lage des Phasenvorverschiebungsnetzwerkes und des Phasenverzögerungsnetzwerkes vertauscht werden und es kann ebenso gut die Lage des Ausgangsanschlusses der Schaltung verändert werden. Demgemäß enthält das Transversalfilter 40' ein Eingangsnetzwerk 41', das vorliegend aus einer Anzahl in Serie geschalteter Kondensatoren (nicht näher bezeichnet) und parallel geschalteter Induktivitäten (nicht bezeichnet), die in Kombination ein Phasenvoreilungsnetzwerk oder ein Hochpaß-Filternetzwerk bilden, sowie ein Netzwerk 44' enthält, das eine Anzahl von in Serie geschalteten Induktivitäten (nicht bezeichnet) und parallel geschalteten Kapazitäten (nicht bezeichnet) in der dargestellten Weise enthält, die vorliegend ein Phasenverzögerungsnetzwerk oder ein Tiefpaßfilternetzwerk darstellen. Die Netzwerke 41' und 44' sind durch eine Anzahl von Transversalelementen 42 verbunden, wie dies allgemein in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben wurde. Der Ausgang wird an dem Anschluß 44b des Netzwerkes 44' abgenommen und der Anschluß 44a des Netzwerkes 44' ist durch eine Impedanz abgeschlossen. In Fig. 9 ist ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Diplexers 55 angegeben, der ein Paar von Transversalfilterelementgruppen 50a und 50b aufweist und ein Ausbreitungsnetzwerk 41 mit konzentrierten Elementen enthält, vorliegend das genannte Netzwerk 41 mit konzentrierten Elementen, das aus Tiefpaßschaltungselementen (d.h., Phasenverzögerung) oder Hochpaßschaltungselementen (d.h., Phasenvoreilung), oder Bandpaßschaltungselementen besteht. Das konzentrierte Elemente aufweisende Netzwerk 41 besitzt einen Eingangsanschluß 41a und einen zweiten Anschluß 41b, der durch irgendeine Impedanz abgeschlossen ist, beispielsweise eine unendliche Impedanz, welche keine Leistung absorbiert, oder möglicherweise durch den Wellenwiderstand des die konzentrierten Elemente aufweisenden Netzwerkes 41. Der Diplexer 55 enthält weiter ein Paar von Ausgangsnetzwerken 44 und 48 mit konzentrierten Elementen. Vorliegend sind beide Ausgangsnetzwerke ebenfalls Netzwerke mit konzentrierten Elementen und enthalten eine Hochpaßschaltung (d.h., Phasenvoreilung), oder einen Tiefpaß (d.h., Phasenverzögerung), oder einen Bandpaß. Im allgemeinen ist in dem Diplexer 55 dann, wenn das Eingangsnetzwerk entweder eine Phasenverzögerungsschaltung oder Phasenvorverschiebungsschaltung ist, eine der Ausgangsschaltungen eine Phasenvorverschiebungsschaltung und die andere eine Phasenverzögerungsschaltung. Das Eingangsnetzwerk 41 ist mit dem Ausgangsnetzwerk 44 durch ein erstes Netzwerk 42 aus Transversal- und/oder Rekursivelementen gekoppelt und das Eingangsnetzwerk 41 ist außerdem mit dem Ausgangsnetzwerk 48 über ein zweites Netzwerk 46 aus Transversal- und/oder Rekursivelementen gekoppelt. Vorliegend enthält jedes der Netzwerke 42 und 46 aus Transversal- und/oder Rekursivelementen jeweils Feldeffekttransistoren mit Gate-, Drain- und Source-Elektroden. Vorzugsweise jedoch werden, wie oben beschrieben, die Rekursivelemente durch Widerstände gebildet. Die Transversalelemente erhält man durch Kopplung des Signales von der Eingangsschaltung zu der Ausgangsschaltung, d.h., beispielsweise durch Kopplung der Gate-Elektrode mit dem Eingangsnetzwerk und Beaufschlagung des Ausgangsnetzwerkes 44 durch die Drain-Elektrode. Rekursive Elemente sind Rückkopplungselemente und sind daher mit der Gate-Elektrode an das Ausgangsnetzwerk 44 angeschlossen und mit der Drain-Elektrode jeweils so beschaltet, daß diese das Eingangsnetzwerk 41 beaufschlagt. Alternativ können die Rekursivelemente durch einen Widerstand gebildet sein. Die transversalen und/oder die rekursiven Elementen verwirklichen daher Gewichtungsfaktoren A&sub0; bis An an den Signalen, die zu dem Ausgangsnetzwerk 44 geführt werden, und gewichtete Signale A&sub0;'bis An', die zu dem Netzwerk 48 mit konzentrierten Elementen gelangen.
Der Diplexer 55 enthält vorliegend also ein-Paar von Transversal- und/oder Rekursivfiltergruppen 50a und 50b, die sich in einer gemeinsamen Eingangsleitungsschaltung teilen. Die Kennlinien jedes der beiden Transversal-/Rekursivfilter 50a und 50b sind so gewählt, daß sich eines von zwei ausgewählten Durchlaßbändern an einem ausgewählten der Anschlüsse 44a und 44b des Netzwerkes 44 und der Anschlüsse 48a und 48b des Netzwerkes 48 einstellt. Dies bedeutet, daß einer der genannten Anschlüsse 44a und 44b sowie 48a und 48b der beiden Netzwerke 44 und 48 im allgemeinen mit einer Impendanz entsprechend dem Wellenwiderstand der die konzentrierten Elemente aufweisenden Netzwerke 44 und 48 abgeschlossen ist und der jeweils andere der genannten Anschlüsse den Ausgang der Netzwerke 44 und 48 bildet. Wie allgemein bei Transversalfiltern ist der Ausgang des Netzwerkes neben dem Eingangsanschluß des Netzwerkes und daher bildeten die Anschlüsse 44a und 48a die Ausgänge des Filters, wenn der Eingangsanschluß des Filter der Anschluß 41a ist. Gewünschtenfalls könnten die Ausgänge auch an den Anschlüssen 44b und 48b vorgesehen werden. Die Unterschiede der elektrischen Weglängen durch jedes der Elemente wäre notwendigerweise zu berücksichtigen, um die Lage des Ausgangsanschlusses verändern zu können.
Bezugnehmend auf Fig. 10 sei nun ein Diplexer 55 betrachtet, der ein Paar von Transversalfiltergruppen 50a und 50b mit allgemeinen Kennlinien entsprechend dem Transversalfilter 40 (siehe Fig. 5) enthält. Der Diplexer 55 enthält das konzentrierte Elemente aufweisende Filternetzwerk 41, wie es allgemein in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben wurde, und weist einen ersten Anschluß 41a auf, der den Eingangsanschluß für das Netzwerk 55 bildet, sowie einen zweiten Anschluß 41b, der, wie oben erwähnt, mit einer Impedanz abgeschlossen ist. Ein Paar von Ausgangsnetzwerken 44 und 48 ist ebenfalls vorgesehen. Vorliegend ist das Netzwerk 44 ähnlich wie das in Verbindung mit Fig. 5 für das Transversalelement 40 beschriebene ausgebildet. In entsprechender Weise ist das Netzwerk 48 ein Phasenverzögerungsnetzwerk, jedoch mit der Ausnahme, daß das Durchlaßband des Netzwerkes 48 von demjenigen des Netzwerkes 44 verschieden ist.
Es sei also eines der Diplexerelemente, welche in Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben wurden, als Beispiel verwendet. Vorliegend besitzt das Diplexerelement 30 ein Eingangsnetzwerk 41 mit einer Durchlaßbandkennlinie von 6 bis 18 GHz und ein Netzwerk 44 mit einem Durchlaßband von 6 bis 16 GHz sowie ein Netzwerk 48 mit einem Durchlaßband von 7,5 bis 18 GHz. Durch geeignete Auswahl der Werte der Komponenten L und C in jedem der Netzwerke 44 und 48 werden den Schaltungen die ausgewählten Frequenz-Durchlaßband-Kennlinien mitgeteilt. Durch Auswahl der Werte der Gewichtungsfaktoren, welche an jedem der Transversalelemente der Netzwerke 42 und 46 vorgesehen werden, erhält man ein Transversalfilterverhalten mit ausgewählten Durchlaßbandkennlinien und steilen Frequenzabfällen ohne harmonische Durchlaßbänder an jedem der Ausgänge des Diplexers 55.
Unter Bezugnahme auf Fig. 11 sei nun ein Rekursivfilter 60 betrachtet. Das Rekursivfilter 60 ist ähnlich wie das Transversalfilter, das in Fig. 5 gezeigt ist, jedoch mit der Ausnahme, daß das zweite Transversalelement durch ein Rekursivelement ersetzt ist, vorliegend durch den Widerstand RR2, welcher zwischen das Ausgangsnetzwerk 44 und das Eingangsnetzwerk 41 in der dargestellten Weise geschaltet ist. Das dritte Transversalelement ist weggelassen. Das Element RR2 koppelt also einen Teil des Ausgangssignales zu dem Eingang des Rekursivfilters zürück. Die Verwendung von einem oder mehreren Rekursivelementen in den allgemein aus konzentrierten Elementen verteilt aufgebauten Filtern in der beschriebenen Weise kann eine weitere Verbesserung der Qualität oder eine Verminderung der Größe gegenüber der oben beschriebenen Transversalfiltern hervorbringen.
Herkömmliche Transversalfilter benutzen Verzögerungsleitungen in einer Konfiguration ähnlich Wanderwellenverstärkern. Bei dieser Lösung beaufschlagt die Eingangs-Verzögerungsübertragungsleitung eine Reihe von FET's mit einer Verzögerung ta zwischen den FET's, während die Ausgangs-Verzögerungsübertragungsleitung die Ausgangsleistung von dem Feldeffekttransistoren durch Einführung einer Verzögerung tb zwischen den Feldeffekttransistoren kombiniert. Die Phasen-Verzögerungen ta und tb stehen mit der Frequenz ω folgendermaßen in Beziehung: Gleichung
hierin sind 1a und 1b die Übertragungsleitungslängen jeder Verzögerungsleitung und c ist die Phasengeschwindigkeit in der Leitung. Die Richtung des Ausgangsanschlusses kann auf beiden Seiten sein, je nach Wahl der Verzögerungen ta und tb.
Die Phasenverzögerungen ta und tb sind genau so wie bei Wanderwellenverstärkern gewählt, um die Leistung von allen Feldeffekttransistoren phasenrichtig am Ausgangsanschluß zu kombinieren. Dieser Fall kann durch Hochfrequenzsignale dargestellt werden, die über zwei verschiedene Wege a und b laufen. Es kann leicht gezeigt werden, daß die Übertragungskennlinie dieser Art von Schaltung sehr wenig Frequenzabhängigkeit besitzt und eine hervorragend breitbandige Schaltung ergibt. Eine Kennlinie mit scharfen Abfällen läßt sich jedoch nur schwer erreichen.
Herkömmliche Transversalfilter werden mit frequenzabhängigen Phasenverzögerungen ta und tb gebaut, was insgesamt frequenzselektive Leistungs-Kombinierkennlinien ergibt. Der Ausgangsanschluß befindet sich auf derselben Seite wie der Eingangsanschluß. Das Arbeitsprinzip sei nachfolgend diskutiert. Es sei bemerkt, daß diese Schaltung große Verzögerungsabschnitte erforderlich maaht, um die Frequenzselektivität zu erzeugen, welche für die Filterkonstruktion erforderlich ist. Die Größe dieser Verzögerungsabschnitte macht die monolithische Integration weniger wünschenswert. Es sei auch bemerkt, daß diese Schaltung im Prinzip ein Tiefpaßfilter mit störenden Durchlaßbändern bei höheren Frequenzen ist.
Es seien zwei Signalwege a und b betrachtet. Die Gate-Spannungen V&sub1; und V&sub2; an den Feldeffekttransistoren 1 und 2 haben eine Phasendifferenz von ta, also:
V&sub1; = V&sub0;, V&sub2; = V&sub0;exp(-jta); Gleichung 2
Die von diesen Feldeffekttransistoren erzeugten Ströme I&sub1; und I&sub2; sind:
I&sub1; = Gm1VO; I&sub2; = Gm2Voexp(-jta); Gleichung 3
worin Gm1 und Gm2 die Gegenwirkleitwerte der Feldeffekttransistoren sind.
Wenn die Schaltung so ausgelegt ist, daß jeder Feldeffekttransistor eine Belastung sieht, die an den Intervallwiderstand Rdi(i=1,2) des Feldeffekttransistors angepaßt ist, so ist die Ausgangsspannung Vout an dem Ausgangsanschluß:
Vout = 0,5I&sub1;Rd1 = 0,5I&sub2;Rd2exp (-jtb) Gleichung 4
Der Strom Iout am Ausgangsanschluß ist die Summe der Ströme in Gleichung 3 mit der Phasenverschiebung längs der Drain- Leitung und kann folgendermaßen angeschrieben werden:
Iout = 0,5Gm1V0 + 0,5Gm2Voexp (-j(ta + tb) Gleichung 5
Wie man in den Gleichungen 4 und 5 sehen kann, läßt sich die Leistung von den beiden Feldeffekttransistoren an dem Ausgangsanschluß nur bei den Frequenzen kombinieren, welche Folgendem genügen:
ta + tb = 2nπ (n = 0, 1, ...) Gleichung 6
Bei dieser Frequenz ωO zeigt die Schaltung einen Scheinleitwert von
1/Rd1 + 1/Rd2 Gleichung 7
Hiermit muß die Schaltung ausgelegt sein bei einem Belastungsscheinleitwert YL(=RL).
Die Ausgangsleistung dieser Schaltung kann folgendermaßen erhalten werden: out Gleichung
Gleichung 8 kann in dem Falle gelöst werden, indem Gm1 = Gm2, was zu einpoligen Durchlaßbandkennlinien bei Frequenzen ω = 0, ω&sub0;, 2ω&sub0;, 3ω&sub0; ... führt. Es sei bemerkt, daß diese Topologie eine Tiefpaßfilterkennlinie liefert.
Wenn nun mehrfache Signalwege zu dem Transversalfilter hinzugefügt werden, so erkennt man, daß die Ausgangsleistung der Schaltung zurückgeführt werden kann auf: out Gleichung
worin ai (i = 0,1 ... M) Gewichtungsfaktoren sind, die durch die Größe des Feldeffekttransistors des betreffenden Signalweges bestimmt sind.
Durch Wahl dieser Gewichtungsfunktion in geeigneter Weise lassen sich verschiedenerlei Durchlaßkennlinien erreichen.
Es sei nochmals bemerkt, daß die durch Gleichung 6 vorgegebene Bedingung ziemlich lange Verzögerungsleitungsabschnitte oder eine große Anzahl von konzentrierten Bauelementen erfordert, die in monolithischer Form nicht leicht erreichbar sind. Andere Variationen von Transversalfiltern sind in der Literatur auffindbar, doch ändert dies die grundsätzliche Forderung nicht, daß lange Verzögerungsleitungsabschnitte zum Erreichen einer Frequenzselektivität erforderlich sind.
Ein Transversalfilter nach der vorliegenden Erfindung erhält aus konzentrierten Elementen aufgebaute, als Tiefpaß, Hochpaß und/oder Bandpaß wirksame Eingangs- und Ausgangsleitungen mit Bandgrenzen oder Abschneidfrequenzen entsprechend denjenigen des Filters. Beispielsweise kann ein Bandpaßfilter sowohl Tiefpaßleitungen (Phasenvezögerung) als auch Hochpaßleitungen (Phasenvoreilung) enthalten. Die Leitungen mit den entgegengesetzten Phasenverschiebungen liefern, wenn miteinander kombiniert, ein stark frequenzabhängiges Verhalten, das eine verhältnismäßig kleine Anzahl von Elementen benötigt, um steile Frequenzabfälle hervorzubringen. Die Schaltung hat nun eine Bandpaßkennlinie anstelle der Tiefpaßkennlinie herkömmlicher Transversalfilter.
Zur Untersuchung des Prinzips der Schaltungen für die Simulation gilt eine Phasenverzögerungsleitung als ein reguläres Stück einer Übertragungsleitung und eine Phasenvorverschiebungsleitung ist ein Stück einer Übertragungsleitung negativer Länge.
Beide Leitungen können durch ein aus konzentrierten Elementen aufgebautes Leiternetzwerk unter Verwendung von Induktivitäten und Kapazitäten simuliert werden. Durch Austausch der Position der Kapazitäten und Induktivitäten der Phasenverzögerungsleitung erhält man eine Phasenvorverschiebungsleitung, und wenn dieselben Werte für die Kapazitäten und Induktivitäten verwendet werden, ist die Leitungsimpedanz identisch und die Ausbreitungskonstante für einen ist das Umgekehrte der jeweils anderen mit entgegengesetztem Vorzeichen.
Die Übertragungsleistung einer Schaltung, bei der eine Phasenverzögerung für die Eingangsleitung gewählt ist, während eine Phasenvoreilung für die Ausgangsleitung gewählt ist, kann unter Verwendung einfacher Gleichungen gefunden werden, um den Fall zu beschreiben, in dem nur zwei Signalwege existieren, doch anstelle von Gleichung 5 erhielte man:
Iout = 0,5Gm1V&sub0; + 0,5Gm2V&sub0;exp(-j(ta-tb)) Gleichung 10
Wenn nun diese Verzögerungs- und Vorverschiebungsleitungen aus konzentrierten Bauelementen aufgebaut werden, dann gilt: oder Gleichung
wobei Gleichung
und ta0, tb0 sind die Phasenverschiebungen ta und tb bei ω = ω&sub0;.
Die Bedingung für die Maximalleistung ergibt sich aus Gleichung 10:
ta - tb = 2nπ(n = 0, ±1, ±2 ...) Gleichung 13
Das primäre Durchlaßband besteht, wenn n = 0, was bei ω = ω&sub0; oder S=0 der Fall ist, jedoch nicht bei ω = 0. Dies macht die vorliegende Schaltung zu einem Bandpaß anstelle einer Tiefpaßschaltung.
Durch Verwendung dieses Ausdruckes wird Gleichung 10 zu Folgendem: out Gleichung
Die Ausgangsleistung dieser Schaltung kann folgendermaßen abgeleitet werden: out Gleichung
Der Ausgangsleistungsverlauf, der durch diese Gleichung bestimmt ist, ist in entsprechender Weise eine einpolige Kurve wie bei der vorherigen Schaltung, hat jedoch kein Durchlaßband bei ω = 0. Die Leistungscharakteristik bei Vielfachsignalwegen ist nun: out Gleichung
Die Übertragungsfunktion dieser Sgchaltung ist Folgendes: Gleichung
Die Ansprechkurve kann entsprechend klassischen Filterkennlinien gestaltet werden, beispielsweise nach Tchebyschev oder Maximal flach, indem wie zuvor ai gewählt wird. Eine allgemeine Topologie eines Rekursivfilters, wie es in Fig. 11 dargestellt ist, enthält eine Mischung von Vorwärtskopplungs- und Rückkopplungs-Signalwegen. Die Übertragungsfunktion einer Schaltung mit M + 1 Vorwärtskopplungs-Signalwegen und N Rückkopplungs-Signalwegen kann in folgender Form angeschrieben werden:
Wiederum führt die Verwendung von Verzögerungsleitungsabschnitten und Vorschiebungsleitungsabschnitten zu einer kompakten Bauform dieser Schaltung. Auch können vielfache aktive Elemente und Rückkopplungssignalwege die Abschneideigenschaften verbessern. Wie oben gesagt, kann die Lage des Ausgangsanschlusses von Fig. 5 an das andere Ende der Ausgangsleitung gesetzt werden (wie in Fig. 8 gezeigt) und die Schaltung kann so gestaltet werden, daß die Ausgangsleistung von den Feldeffekttransitoren an dem Ausgangsanschluß nach Wanderwellenart kombiniert wird. Der Aufbau ist ähnlich dem herkömmlichen Wanderwellenverstärker, da im Durchlaßband die Leistung in gleicher Weise phasenrichtig an dem Ausgangsanschluß addiert wird. Außerhalb des Bandes wird jedoch die Leistung aufgrund des Unterschiedes der Frequenzempfindlichkeit der Phasenverschiebung zwischen der Eingangsleitung und der Ausgangsleitung zurückgewiesen. Eine Gleichung für den Leistungsverlaufähnlich Gleichung 16 kann für diese Schaltung abgeleitet werden, was zeigt, daß dieselbe Filterfunktion möglich ist. Die Schaltung hat aus konzentrierten Elementen aufgebaute Phasenverzögerungsleitungen in der Eingangsleitung und aus konzentrierten Elementen aufgebaute Phasenvorverschiebungsleitungen in der Ausgangsleitung.
Störende Durchlaßbänder werden auch bei dieser Topologie unterdrückt. Dies ist folgendermaßen zu erklären. Das Darstellen einer Übertragungsleitung, nämlich sowohl einer Verzögerungsleitung als auch einer Vorverschiebungsleitung, durch konzentrierte Elemente ist nahe der Abschneidfrequenz nicht erlaubt. Die Darstellung einer Verzögerungsleitung als Schaltung mit konzentrierten Elementen repräsentiert ein Tiefpaßfilter und jenseits der Abschneidfrequenz wird der Wellenwiderstand der Leitung imaginär und die Wellenausbreitung hört auf. Dies geschieht nicht bei dem Übertragungsleitungsmodell. In entsprechender Weise ist die aus konzentrierten Elementen aufgebaute Schaltung für die Phasenvorverschiebungsleitung ein Hochpaßfilter und die Wellenausbreitung hört unterhalb der Abschneidfrequenz auf. Die Abschneidfrequenz für diese aus konzentrierten Elementen aufgebauten künstlichen Übertragungsleitungen ist
Diese Abschneidcharakteristik von Kunstleitungen ist beim Unterdrücken störender Durchlaßbänder wirksam. Es zeigt sich auch, daß die Wanderwellentopologie den maximalen Vorteil aus dieser Eigenschaft zieht.
In der nunmehr betrachteten Fig. 12 ist ein Transversalfilter 60 gezeigt, welches Eingangs- und Ausgangs-Ausbreitungsmedien 61 und 64 aufweist, die als Leitungen mit Induktivitäten und Kapazitäten als konzentrierten Elementen aufgebaut sind und eine Bandpaßcharakteristik haben. Jede der Leitungen 61 und 64 hat einen Frequenzzuschnitt oder Abschneidfrequenzen entsprechend denjenigen des Transversalfilters 60, um ein derartiges Filter zu schaffen, das sehr scharfe Frequenzabfälle an den Bandrändern bei einer minimalen Anzahl von Transversalelementen 62 aufweist, wie dies auch bei den oben beschriebenen Ausführungs formen der Fall ist.
Nach der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung erkennt der Fachmann nunmer, daß durch Einarbeiten von deren Prinzip andere Ausführungsformen verwendbar sind. Aus diesem Grunde leuchtet es ein, daß diese Ausführungsformen nicht auf die im einzelnen angegebenen Ausführungsformen beschränkt sind, sondern vielmehr durch den Umfang der anliegenden Ansprüche allein definiert sind.

Claims

1. Filter mit einem Eingangsanschluß (41a) und einem Ausgangsanschluß (44a), sowie einer ausgewählten Filterfrequenzansprechcharakteristik, enthaltend:

ein Eingangsausbreitungsnetzwerk (41), das ein erstes ausgewähltes Durchlaßband-Filterfrequenzansprechverhalten aus der Gruppe von Frequenzansprechverhaltensweisen hat, die aus einem Tiefpassfrequenzansprechen, einem Hochpassfrequenzansprechen und einem Bandpassfrequenzansprechen besteht, und das mit seinem ersten Ende an den Eingangsanschluß (41a) gelegt ist;

ein Ausgangsausbreitungsnetzwerk (44), das ein zweites ausgewähltes Durchlaßband-Frequenzansprechverhalten aus der Gruppe von Frequenzansprechverhaltensweisen hat, die aus einem Tiefpassfrequenzansprechen, einem Hochpassfrequenzansprechen und einem Bandpassfrequenzansprechen besteht, und das mit seinem ersten Ende an den Ausgangsanschluß (44a) gelegt ist; und

Gewichtungsmittel (42) zur Lieferung mindestens eines Signalanteils mit gewichteter Amplitude zwischen dem Eingangsausbreitungsnetzwerk (41) und dem Ausgangsausbreitungsnetzwerk (44),

dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eines der beiden Durchlaßbandansprechverhalten sog dimensioniert ist, daß es eine Abschneidfrequenzcharakteristik hat, die mit dem Frequenzansprechen des Filters zusammenfällt.

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) mindestens ein transversales Element (SEC 1) enthalten und daß mindestens eines der beiden Ausbreitungsnetzwerke (41, 44) ein Phasenvoreilungsnetzwerk ist.

3. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) eine Mehrzahl von transversalen Elementen (FET2-FET5) zur Bildung einer Mehrzahl von Wegen von Signalen gewichteter Amplitude zwischen dem Eingangsausbreitungsnetzwerk (41) und dem Ausgangsausbreitungsnetzwerk (44) enthalten, und daß die genannte Mehrzahl von Wegen gewichteter Signale eine ausgewählte Einstellung in dem Basis-Filteransprechen erzeugen, das durch das Eingangs ausbreitungsnetzwerk (41) und das Ausgangsausbreitungsnetzwerk (44) hervorgebracht wird.

4. Filter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die transversalen Elemente Feldeffekttransistoren (FET 2-FET 5) mit Gateelektrode, Drainelektrode und Sourceelektrode sind, wobei die Gateelektrode mit dem Eingangsausbreitungsnetzwerk (41), die Drainelektrode mit dem Ausgangsausbreitungsnetzwerk (44) und die Sourceelektrode mit einer gemeinsamen Hochfrequenz und Gleichpotential gekoppelt sind.

5. Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Gateelektroden jedes der Feldeffekttransistoren (FET 2- FET 5) eine Gatelänge hat, die zur Bildung eines Weges für ein gewichtetes Signal gewählt ist.

6. Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Gateelektroden eine ausgewählte Gatelänge hat und an ihrem Eingang mindestens einen Kondensator aufweist, der einen Spannungsteiler bildet, um in Kombination einen Weg für ein gewichtetes Signal zu erzeugen.

7. Filter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der Ausbreitungsnetzwerke (41, 44) aus einer Mehrzahl von als konzentrierte Elemente vorliegenden Induktivitäten (L1-L12) und Kapazitäten (C1-C12) besteht, wobei die als konzentrierte Elemente vorliegenden Induktivitäten (L1-L12) aus Abschnitten von Mikrostreifen-Übertragungsleiten gebildet sind.

8. Filter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der Ausbreitungsnetzwerke (41, 44) aus einer Mehrzahl von als konzentrierte Elemente vorliegenden Induktivitäten (L1-L12) und Kapazitäten (C1-C12) bestehen, wobei die als konzentrierte Elemente vorliegenden Induktivitäten (L1-L12) konzentrierte spiralige induktive Elemente sind.

9. Filter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eines der Mehrzahl von Gewichtungsmitteln (42) ein rekursives Element (RR&sub2;) ist, das zwischen das Eingangsausbreitungsnetzwerk (41) und das Ausgangsausbreitungsnetzwerk (44) geschaltet ist, um einen Teil eines längs des Ausgangsausbreitungsnetzwerkes (44) übertragenen Ausgangssignales zu dem Eingangsausbreitungsnetzwerk (41) hin zu koppeln.

10. Filter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das rekursive Element ein Widerstand (RR&sub2;) ist.

11. Filter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die transversalen Elemente Feldeffekttransistoren (FET1, FET4, FET5) sind, welche Gate-, Drain- und Sourceelektroden haben, wobei die Gateelektrode mit dem Eingangsausbreitungsnetzwerk (41) verbunden ist, die Drainelektrode mit dem Ausgangsausbreitungsnetzwerk (44) verbunden ist und die Sourceelektrode Verbindung zu einer gemeinsamen Hochfrequenz und Bezugsgleichpotential hat.

12. Filter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Feldeffekttransistoren (FET1, FET4, FET5), welche die transversalen Elemente bilden, Gateelektrodenlängen aufweisen, die so gewählt sind, daß Wege gewichteter Signale durch sie hindurch gebildet werden und daß das rekursive Element (RR&sub2;) einen Widerstandswert hat, der so gewählt ist, daß sich ein Weg eines gewichteten Signals durch ihn hindurch ergibt.

13. Filter nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest einige der transversalen Elemente an ihren jeweiligen Eingängen kapazitive Spannungsteiler aufweisen, um die gewünschte Gewichtung für die Signalwege durch sie hindurch zu erzeugen und daß das rekursive Element ein Widerstand (RR&sub2;) ist.

14. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die besagten Netzwerke (41, 44) folgendes enthalten:

eine Phasenverzögerungsleitung, welche an den Eingangsanschluß (41a) oder den Ausgangsanschluß (44a) des Filters gelegt ist; und

eine Phasenvoreilungsleitung, welche umgekehrt an den Ausgangsanschluß (44a) oder an den Eingangsanschluß (41a) des Filters angeschlossen ist.

15. Filter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) eine Mehrzahl von Amplitudengewichtungs faktoren führen.

16. Filter nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) der Reihe nach längs der Phasenverzögerungsleitung und der Phasenvoreilungsleitung angeschlossen sind.

17. Filter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren (FET1-FET5) enthalten, die zwischen die Phasenvoreilungsleitung und die Phasenverzögerungsleitung geschaltet sind, um die Anzahl der Signale gewichteter Amplitude zu erzeugen, wobei jeder Transistor eine Sourceelektrode, eine Drainelektrode und eine Gateelektrode enthält und jeder Transistor eine Gateelektrodenlänge aufweist, die entsprechend der Erzeugung eines Signalgewichtungsfaktors gewählt ist.

18. Filter nach Anspruch 177, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvoreilungsleitung eine Mehrzahl von konzentrierten Elementen enthält, unter denen sich Kondensatoren (C5- C12), welche als Serienelemente in der Leitung liegen, sowie Induktivitäten (L9-L12) befinden, die im Nebenschluß zwischen dem Kondensatoren (C5-C12) und einem Bezugspotential liegen.

19. Filter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) eine Anzahl von Feldeffekttransistoren (FET1-FET5) enthalten, die zwischen die Phasenverzögerungsleitung und die Phasenvoreilungsleitung gekoppelt sind, um eine Mehrzahl von Signalen gewichteter Amplitude zu erzeugen, wobei jeder Transistor eine Sourceelektrode, eine Drainelektrode und eine Gatelektrode hat und jeder Transistor weiter eine Gateelektrodenlänge aufweist, die zur Erzeugung eines Signalgewichtungsfaktor bemessen ist.

20. Filter nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) mindestens ein rekursives Element enthalten, das von einem Widerstand (RR2) gebildet ist, der zwischen die Phasenvoreilungsleitung und die Phasenverzögerungsleitung geschalten ist.

21. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eines der besagten Netzwerke (41, 44) Einrichtungen zur Erzeugung einer Phasenvoreilung an einem ihm zugeführten, sich ausbreitenden Signal enthält; und daß das andere der Netzwerke (41, 44) Einrichtungen zur Erzeugung einer Phasenverzögerung an einem ihm zugeführten, sich ausbreitenden Signal enthält; und daß die Gewichtungsmittel (42) eine Anzahl von Signalanteilen gewichteter Amplitude aus Signalen, die zu den Phasenvoreilungsmitteln oder zu den Phasenverzögerungsmitteln zugeführt werden, erzeugen und diese Signalanteile gewichteter Amplitude umgekehrt zu den Phasenverzögerungsmitteln oder den Phasenvoreilungsmitteln führen.

22. Filter nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Erzeugung einer Phasenvoreilung ein Netzwerk (41) aus konzentrierten Elementen enthalten, wobei das Netzwerk eine Anzahl in Serie geschalteter Kondensatoren und parallel geschalteter Induktivitäten aufweist, während die Einrichtungen (44') zur Erzeugung einer Phasenverzögerung eine Anzahl in Serie geschalteter Induktivitäten und parallel geschalteter Kondensatoren aufweisen.

23. Filter nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42) eine Anzahl von Feldeffekttransistoren mit Gate-, Drain- und Sourceelektroden enthalten, wobei die Gateelektroden an einen Eingang der Phasenvoreilungsmittel oder der Phasenverzögerungsmittel angeschlossen sind, während die Drainelektroden an einen Ausgang nun umgekehrt der Phasenverzögerungsmittel oder der Phasenvoreilungsmittel angeschlossen sind.

24. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Filter Teil eines Diplexers ist, welcher ein ausgewähltes Paar von Frequenzansprechverhalten hat und in Kombination mit dem Filter ein zweites Ausgangsausbreitungsnetzwerk (48) mit einem dritten ausgewählten Durchlaßbandansprechen enthält, welches aus der Gruppe, von Ansprechverhalten, die aus einem Tiefpassfrequenzansprechen, einen Hochpaßfrequenzansprechen und einem Bandpassfrequenzansprechen besteht, ausgewählt ist, wobei das zweite Ausgangsausbreitungsnetzwerk mit einem ersten Ende an einen zweiten Ausgangsanschluß (48a) des Diplexer (55) angekoppelt ist, wobei der Diplexer ferner zweite Gewichtungsmittel (46) zur Erzeugung mindestens eines Signalanteils gewichteter Amplitude zwischen dem Eingangsausbreitungsnetzwerk (41) und dem zweiten Ausgangsausbreitungsnetzwerk (48) enthält; und daß mindestens eines der genannten Netzwerke, nämlich das Eingangsausbreitungsnetzwerk (41) oder die beiden Ausgangsausbreitungsnetzwerke (44, 48), eine Abfall-Frequenzcharakte ristik aufweist, die mit der Abfall-Frequenzcharakteristik eines aus dem Paar von Frequenzansprechverhalten des Diplexers zusammenfällt.

25. Diplexer nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsmittel (42, 46) ein Tranversalelement enthalten.

26. Diplexer nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß beide Gewichtungsmittel (42, 46) eine Mehrzahl von Transversalelementen enthalten.

27. Diplexer nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Transversalelementen jedes der Gewichtungsmittel (42, 46) Feldeffekttransistoren mit Gate-, Drain- und Sourceelektroden sind, wobei die Gateelektroden an das Eingangsnetzwerk (41) angeschlossen sind und die Drainelektroden an das Entsprechende der Ausgangsnetzwerke (44, 48) angeschlossen sind.