CN111181496A - 具有复组合负载匹配电路的多尔蒂放大器 - Google Patents

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Abstract

一种多尔蒂功率放大器包括输入电路系统，所述输入电路系统向载波放大器和峰值放大器提供具有介于20度与160度之间的输入相位偏移的输入信号。载波放大器输出信号和峰值放大器输出信号组合在组合节点处。连接到所述组合节点的复组合负载匹配电路由两个串联连接的传输线段组成。所述匹配电路提供复阻抗ZL，所述复阻抗具有非零电抗部分xn。处于所述峰值放大器与所述组合节点之间的输出电路的电气长度为0度或n*180度(n＝整数值)。处于所述载波放大器与所述组合节点之间的输出电路具有电气长度θx，当所述峰值输出电路的电气长度为0度时，所述电气长度θx等于所述输入相位偏移的绝对值。

Description

具有复组合负载匹配电路的多尔蒂放大器
技术领域
本文所描述的主题的实施例总体上涉及多尔蒂(Doherty)功率放大器。
背景技术
多年来，多尔蒂功率放大器一直是用于蜂窝基础设施应用的最流行的放大器之一。双向多尔蒂放大器包括载波放大器和峰值放大器，所述载波放大器和所述峰值放大器并联连接在放大器输入与放大器输出之间。在操作期间，输入射频(RF)信号分为载波信号和峰值信号，并且在由载波放大器和峰值放大器进行放大之前，在载波信号与峰值信号之间施加90度的相位差。在输出侧，然后，在由信号组合器将放大后信号组合在一起之前，对放大后载波信号和放大后峰值信号进行相位对准。
多尔蒂放大器可以具有对称配置或非对称配置，其中每种配置类型都具有其优缺点。在对称多尔蒂放大器中，载波放大器和峰值放大器基本上具有相同的载流能力，这可以通过利用具有相同晶体管大小(或外围)的载波功率放大器和峰值功率放大器来实现。相反，在非对称多尔蒂放大器中，峰值放大器通常具有比载波放大器显著更大的载流能力。这可以通过利用尺寸显著大于载波功率放大器的峰值功率放大器来实现。
与非对称多尔蒂放大器相比，常规的对称多尔蒂放大器趋向于具有更好的增益、RF带宽和线性度(即，AM-AM/AM-PM行为有利于线性化)。然而，对称多尔蒂放大器的负载调制仅限于2(即，可变驻波比(VSWR)为约2∶1)。因此，对于常规的对称多尔蒂放大器，在回退多尔蒂条件下获得的对经过调制的负载的效率提升趋向于优于AB类功率放大器。然而，对常规的对称多尔蒂放大器的效率提升要显著逊于常规的非对称多尔蒂放大器。相比之下，由于非对称多尔蒂放大器的负载调制大于2(即，VSWR＞2∶1)，因此非对称多尔蒂放大器趋向于具有比AB类放大器和常规的对称多尔蒂放大器两者更好的回退效率。然而，由于其非线性AM-AM/AM-PM行为和对不均匀的输入RF信号分离比的需求，因此与常规的对称多尔蒂放大器相比，非对称多尔蒂放大器的特征还在于相对较低的回退增益和较差的线性度。
放大器设计者致力于开发多尔蒂放大器设计，所述多尔蒂放大器设计实现对称配置和非对称配置两者的优点，同时避免两种配置类型的各种缺点。期望相对简单的多尔蒂放大器设计，所述多尔蒂放大器设计具有减少的寄生效应、相对简单的阻抗匹配电路系统、相对高的增益和可线性化的功率附加效率。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种多尔蒂(Doherty)功率放大器，包括：
载波放大路径，所述载波放大路径包括载波放大器，所述载波放大器具有载波放大器输入和载波放大器输出；
峰值放大路径，所述峰值放大路径包括峰值放大器，所述峰值放大器具有峰值放大器输入和峰值放大器输出；
输入电路系统，所述输入电路系统被配置成向所述载波放大器输入提供载波输入信号并向所述峰值放大器输入提供峰值输入信号，其中所述输入电路系统被配置成产生具有输入相位偏移的所述载波输入信号和所述峰值输入信号，所述输入相位偏移处于20度到160度的范围内；
组合节点，所述组合节点被配置成将由所述载波放大路径产生的载波输出信号与由所述峰值放大路径产生的峰值输出信号组合；
复组合负载匹配电路，所述复组合负载匹配电路连接在所述多尔蒂放大器的所述组合节点与输出之间，其中所述复组合负载匹配电路包括连接到所述组合节点的第一传输线段和连接在所述第一传输线段与所述多尔蒂放大器的所述输出之间的第二传输线段，其中所述第一传输线段和所述第二传输线段被配置成使得所述复组合负载匹配电路向所述组合节点提供复阻抗，所述复阻抗的电抗部分的绝对归一化值xn大于零；
峰值输出电路，所述峰值输出电路连接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间，其中所述峰值输出电路的电气长度等于0度或n*180度，其中n＝整数值；以及
载波输出电路，所述载波输出电路连接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间，其中当所述峰值输出电路的所述电气长度为0度时，所述载波输出电路的电气长度θx等于所述输入相位偏移的绝对值。
在一个或多个实施例中，由所述复组合负载匹配电路提供的复阻抗ZL为：
ZL＝R(1+/-jxn)，
其中R为负载电阻值，xn为所述复阻抗的所述电抗部分的归一化值，并且xn的绝对值处于0.1到5.3的范围内。
在一个或多个实施例中，所述多尔蒂放大器的所述输出包括50欧姆传输线和RF连接器。
在一个或多个实施例中，所述载波输出电路包括：
串联耦接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间的第一电感、第一单段传输线元件以及第一电容器。
在一个或多个实施例中，所述载波输出电路进一步包括并联电容。
在一个或多个实施例中，所述多尔蒂功率放大器进一步包括：
偏置电路，所述偏置电路耦接到所述载波放大器输出，其中所述偏置电路包括偏置馈电线，其中当所述偏置馈电线的电气长度小于90度时，所述偏置馈电线提供并联电感，而当所述偏置馈电线的所述电气长度大于90度时，所述偏置馈电线提供并联电容。
在一个或多个实施例中，所述峰值输出电路包括：
串联耦接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间的第二电感、第二单段传输线元件以及第二电容器。
在一个或多个实施例中，所述峰值输出电路进一步包括并联电容。
在一个或多个实施例中，所述多尔蒂功率放大器进一步包括：
偏置电路，所述偏置电路耦接到所述峰值放大器输出，其中所述偏置电路包括偏置馈电线，其中当所述偏置馈电线的电气长度小于90度时，所述偏置馈电线提供并联电感，而当所述偏置馈电线的所述电气长度大于90度时，所述偏置馈电线提供并联电容。
在一个或多个实施例中，所述第二电容器的电抗与所述复阻抗的所述电抗部分的值相等且相反。
在一个或多个实施例中，所述复组合负载匹配电路的所述第一传输线段具有第一宽度，并且所述复组合负载匹配电路的所述第二传输线段具有与所述第一宽度显著不同的第二宽度。
在一个或多个实施例中，所述输入电路系统包括：
功率分离器，所述功率分离器被配置成将输入RF信号的功率分为所述载波输入信号和所述峰值输入信号；以及
一个或多个相位延迟元件，所述一个或多个相位延迟元件处于所述功率分离器与所述载波放大器、所述峰值放大器或所述载波放大器和所述峰值放大器两者之间，其中所述一个或多个相位延迟元件被配置成在所述载波输入信号与所述峰值输入信号之间产生所述输入相位偏移。
在一个或多个实施例中，所述多尔蒂放大器是对称的或稍不对称的。
在一个或多个实施例中，所述输入相位偏移介于20度与160度之间，不包括86度与94度之间的偏移。
根据本发明的第二方面，提供一种多尔蒂功率放大器，包括：
载波放大路径，所述载波放大路径包括载波放大器，所述载波放大器具有载波放大器输入和载波放大器输出；
峰值放大路径，所述峰值放大路径包括峰值放大器，所述峰值放大器具有峰值放大器输入和峰值放大器输出，其中所述多尔蒂功率放大器是对称的，因为形成所述载波放大器的一个或多个功率晶体管的大小与形成所述峰值放大器的一个或多个功率晶体管的大小基本上相同；
输入电路系统，所述输入电路系统被配置成向所述载波放大器输入提供载波输入信号并向所述峰值放大器输入提供峰值输入信号，其中所述输入电路系统被配置成产生具有输入相位偏移的所述载波输入信号和所述峰值输入信号，所述输入相位偏移处于20度到160度的范围内；
组合节点，所述组合节点被配置成将由所述载波放大路径产生的载波输出信号与由所述峰值放大路径产生的峰值输出信号组合；
复组合负载匹配电路，所述复组合负载匹配电路连接在所述多尔蒂放大器的所述组合节点与输出之间，其中所述复组合负载匹配电路包括两条传输线段，所述两条传输线段串联连接在所述多尔蒂放大器的所述组合节点与所述输出之间，其中所述传输线段被配置成使得所述复组合负载匹配电路提供复阻抗ZL，并且所述复阻抗的电抗部分的归一化值xn的绝对值处于0.1到5.3的范围内；
峰值输出电路，所述峰值输出电路连接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间，其中所述峰值输出电路的电气长度等于0度或n*180度，其中n＝整数值；以及
载波输出电路，所述载波输出电路连接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间，其中当所述峰值输出电路的所述电气长度为0度时，所述载波输出电路的电气长度θx等于所述输入相位偏移的绝对值。
在一个或多个实施例中，所述两条传输线段包括：
第一传输线段，所述第一传输线段具有第一宽度，所述第一传输线段连接到所述组合节点；以及
第二传输线段，所述第二传输线段具有与所述第一宽度显著不同的第二宽度，所述第二传输线段连接在所述第一传输线段与所述多尔蒂放大器的所述输出之间。
在一个或多个实施例中，所述载波输出电路包括：
串联耦接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间的电感、单段传输线元件以及电容器。
在一个或多个实施例中，所述多尔蒂功率放大器进一步包括：
偏置电路，所述偏置电路耦接到所述载波放大器输出，其中所述偏置电路包括偏置馈电线，其中当所述偏置馈电线的电气长度小于90度时，所述偏置馈电线提供并联电感，而当所述偏置馈电线的所述电气长度大于90度时，所述偏置馈电线提供并联电容。
在一个或多个实施例中，所述峰值输出电路包括：
串联耦接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间的电感、单段传输线元件以及电容器。
在一个或多个实施例中，所述多尔蒂功率放大器进一步包括：
偏置电路，所述偏置电路耦接到所述峰值放大器输出，其中所述偏置电路包括偏置馈电线，其中当所述偏置馈电线的电气长度小于90度时，所述偏置馈电线提供并联电感，而当所述偏置馈电线的所述电气长度大于90度时，所述偏置馈电线提供并联电容。
本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。
附图说明
当结合以下附图考虑详细描述和权利要求时，可以通过参考所述详细描述和权利要求得出对主题的更全面理解，其中贯穿附图，类似的附图标记指代类似的元件。
图1是根据示例实施例的多尔蒂功率放大器的示意图；
图2是根据示例实施例的多尔蒂功率放大器的各种输出匹配网络的概略示意图；并且
图3是根据示例实施例的具有复组合负载匹配电路的多尔蒂功率放大器的物理实施方案的俯视图。
具体实施方式
本发明主题的实施例包括多尔蒂放大器架构，所述多尔蒂放大器架构使用耦接到(或端接有)复组合负载匹配电路的对称或稍不对称的载波功率放大器装置和峰值功率放大器装置。与常规的高度非对称的多尔蒂功率放大器(例如，载波峰值比率为1∶2或更大的非对称多尔蒂功率放大器)以及具体地端接有实际负载的多尔蒂功率放大器相比，本文所描述的多尔蒂放大器实施例可以具有更简化的功率装置设计的优点，因为载波功率放大器装置和峰值功率放大器装置两者可以基本上相同。另外，在高度非对称的多尔蒂放大器中，相对较大的峰值放大器具有比载波放大器显著更大的源极-漏极电容，并且非对称寄生效应增加了输出匹配电路的复杂性。与常规的高度非对称的多尔蒂放大器相比，本发明主题的实施例展现出减少的寄生效应且易于匹配。此外，各个实施例能够实现更高的增益和更容易可线性化的功率附加效率。
如本文所使用的，当提及功率放大器或功率晶体管的物理特性时，术语“大小”是指与所述放大器或所述晶体管相关联的一个或多个晶体管的外围或载流能力。当提及载波放大器和峰值放大器的相对大小时，术语“对称”或“基本上对称”意指形成载波放大器的一个或多个功率晶体管的大小与形成峰值放大器的一个或多个功率晶体管的大小基本上相同(即，在5％以内)。当提及载波放大器和峰值放大器时，术语“稍不对称”意指形成载波放大器的一个或多个功率晶体管的大小与形成峰值放大器的一个或多个功率晶体管的大小相差约5％到约15％。相反，在没有任何其它修饰语的情况下，术语“非对称”意指形成载波放大器的一个或多个功率晶体管的大小与形成峰值放大器的一个或多个功率晶体管的大小相差大于15％。如本文所使用的，“高度非对称”意指形成峰值放大器的一个或多个功率晶体管的大小为形成载波放大器的一个或多个功率晶体管的大小的100％或更大。因此，例如，当载波放大器大小与峰值放大器大小的比率(或“载波峰值比率”)表示为x∶y(其中x对应于相对载波放大器大小，并且y对应于相对峰值放大器大小)时，根据以上定义，比率为1∶1将是对称的，比率为1∶1.04将是基本上对称的，比率为1∶1.15将是稍不对称的，并且比率为1∶1.3将是非对称的。另外，如本文所使用的，术语“并联”意指电耦接在电路节点与接地参考(或其它DC电压参考)之间。
图1示出了根据实施例的双向多尔蒂功率放大器100的简化示意图。多尔蒂放大器100包括RF输入102、RF输出190、输入电路系统110、载波放大路径130、峰值放大路径150和组合节点170。天线106(或另一种类型的负载)通过复组合负载匹配电路180和RF输出190耦接到组合节点170。在常规的多尔蒂放大器中，组合负载是实际负载(即，具有实际阻抗的负载)。根据本发明主题的实施例，复组合负载匹配电路180是阻抗变换器(或匹配网络)，如稍后将更详细地描述的，所述阻抗变换器将节点190处的阻抗变换为组合节点170处的阻抗。
多尔蒂功率放大器100被认为是“双向”多尔蒂功率放大器，其包括一条载波放大路径130和一条峰值放大路径150。基本上，载波放大器136沿载波放大路径130提供RF信号放大，并且峰值放大器156沿峰值放大路径150提供RF信号放大。然后，在将放大后载波RF信号和放大后峰值RF信号提供到复组合负载匹配电路180和RF输出190之前，将所述放大后载波RF信号和所述放大后峰值RF信号组合在组合节点170处。
输入电路系统110具有耦接到RF输入102的输入112以及两个输出，其中每个输出分别耦接到载波路径输入133或峰值路径输入153中的一个、载波放大路径130和峰值放大路径150。输入电路系统110被配置成在输入112处接收来自RF输入102的输入RF信号，并且将输入RF信号的功率分为载波输入RF信号和峰值RF输入信号。输入电路系统110进一步被配置成在载波路径输入133处向载波放大路径130提供载波输入RF信号，并且在峰值路径输入153处向峰值放大路径150提供峰值输入RF信号。根据一个实施例，输入电路系统110被配置成在载波输入RF信号与峰值输入RF信号之间产生具有期望的相位差(称为“输入相位偏移”)的载波输入RF信号和峰值输入RF信号。
在一些实施例中，输入电路系统110包括数字信号处理器，所述数字信号处理器被配置成产生并提供具有期望的输入相位偏移的载波输入RF信号和峰值输入RF信号。在其它实施例中，并且如图1所示，输入电路系统110包括功率分离器120和一个或多个输入相移元件132、152(例如，输入偏移线)，所述一个或多个输入相移元件132、152被配置成产生并提供具有期望的输入相位偏移的载波输入RF信号和峰值输入RF信号。功率分离器120具有耦接到输入电路系统输入112和RF输入102的输入122以及分别耦接到载波放大路径130和峰值放大路径150的载波输出124和峰值输出126。基本上，功率分离器120被配置成将在功率分离器输入122(通过RF输入102和输入电路系统输入112)处接收到的输入RF信号的功率分为输入信号(即，载波输入RF信号和峰值输入RF信号)的载波部分和峰值部分。载波输入RF信号在功率分离器输出124处提供到载波放大路径130，并且峰值输入RF信号在功率分离器输出126处提供到峰值放大路径150。如下文将更详细地解释的，在相对低功率模式下操作期间，只有载波放大器136向复组合负载匹配电路180和天线106供应电流，并且功率分离器120只向载波放大路径130提供输入信号功率。相反，在相对高功率模式下操作期间，载波放大器136和峰值放大器156两者向复组合负载匹配电路180和天线106供应电流，并且功率分离器120在放大路径130、150之间划分输入信号功率。
功率分离器120可以具有各种配置中的一种配置，包括威尔金森型分离器、混合正交分离器等。功率分离器120根据载波峰值大小比率划分输入RF信号的功率。例如，当多尔蒂放大器100具有对称或基本上对称的多尔蒂放大器配置，其中载波放大器136和峰值放大器156的大小基本上相等(即，多尔蒂放大器100的载波峰值大小比率为1∶1到1∶1.05)时，功率分离器120可以对功率进行划分，使得输入信号功率的约一半提供到载波放大路径130，并且输入信号功率的约一半提供到峰值放大路径150。类似地，当多尔蒂放大器100具有稍不对称的多尔蒂放大器配置(即，多尔蒂放大器100的载波峰值大小比率为1∶1.05到1∶1.15)时，功率分离器120可以对功率进行划分，使得稍小于一半的输入信号功率提供到载波放大路径130，并且稍大于一半的输入信号功率提供到峰值放大路径150。
在多尔蒂放大器100中，输入电路系统110被配置成使得供应到峰值放大路径150的输入信号相对于在放大器100的中心操作频率fo下供应到载波放大路径130的输入信号延迟一个输入相位偏移。当包括时，载波输入移相器132和/或峰值输入移相器152被配置成在载波输入RF信号与峰值输入RF信号之间赋予期望的输入相位偏移。
为了确保多尔蒂放大器100的适当操作，并且如下文将更详细描述的，输入相位偏移的幅度基于载波输出电路140的电气长度144和峰值输出电路160的电气长度164来确定。换言之，在一个实施例中，由移相器132、152(其确定输入相位偏移)赋予的相移值取决于载波输出电路140的电气长度144和峰值输出电路160的电气长度164。载波输出电路140的电气长度144是非零值，在本文中被称为theta x(θx)。基本上，电气长度144θx与在载波放大器136的输出137与组合节点170之间赋予在载波输出RF信号上的相移(即，载波放大器输出匹配电路的插入相位长度)相对应。如稍后将更详细解释的，电气长度144θx是从呈现在组合节点170处的复负载中数学地导出的值。换言之，复组合负载匹配电路180的结构确定了电气长度144的值。相反，在各个实施例中，峰值输出电路160的电气长度164可以等于约0度或约n*π(即，n*180度)，其中n＝整数值(例如，1、2、3、......)，并且“*”是乘法运算。如下文将更详细地解释的，放大器136、156的输出侧上的载波输出电路140和峰值输出电路160的相位关系确定了施加到放大器136、156的输入侧上的载波输入RF信号和峰值输入RF信号的相位。
作为管理规则，载波放大路径130的电气长度(即，由移相器132施加的相移、IMN134的插入相位、放大装置136的插入相位和载波输出电路140的电气长度144(θx)的总和，包括寄生电容139)应该等于峰值放大路径150的电气长度(即，由移相器152施加的相移、IMN 154的插入相位、放大装置156的插入相位和峰值输出电路160的电气长度164的总和，包括寄生电容159(0或n*180度))，以确保沿载波放大路径130和峰值放大路径150放大的信号在组合节点170处相干地(同相地)组合。此规则指示可以用移相器132、152实施不同相移的至少两个组合，同时仍然确保放大后载波RF信号和放大后峰值RF信号在组合节点170处的相干性：
1)PS 132(由移相器132赋予的相移)＝0；
PS 152(由移相器152赋予的相移)＝θx；
EL 144(载波输出电路140的电气长度144)＝θx；并且
EL 164(峰值输出电路160的电气长度164)＝0度。
当峰值输出电路160的电气长度164为约0度时，可以不包括移相器132，因为其将以其它方式被配置成避免在载波输入RF信号上赋予相移(或者赋予0度相移)，并且移相器152被配置成在峰值输入RF信号上赋予相移θx。在此示例实施例中，由移相器132施加的相移(在此例子中，0度)加上载波输出电路140的电气长度144(θx)之和等于θx度，并且由移相器152施加的相移(在此例子中，θx)加上电气长度164(在此例子中，0度)之和彼此相等。输入相位偏移量为θx度，并且两个之和等于θx度。
2)PS 132(由移相器132赋予的相移)＝n*180度-θx；
PS 152(由移相器152赋予的相移)＝0；
EL 144(载波输出电路140的电气长度144)＝θx；并且
EL 164(峰值输出电路160的电气长度164)＝n*180度。
当峰值输出电路160的电气长度164为约n*180度时，可以不包括移相器152，因为其将以其它方式被配置成避免在峰值输入RF信号上赋予相移(或者赋予0度相移)，并且移相器132被配置成在载波输入RF信号上赋予相移n*180度-θx。在此示例实施例中，由移相器132施加的相移(在此例子中，n*180度-θx)加上载波输出电路140的电气长度144(θx)之和等于n*180度，并且由移相器152施加的相移(在此例子中，0)加上电气长度164(在此例子中，n*180度)之和彼此相等。输入相位偏移量为n*180度-θx度，并且这两个之和等于n*180度。
上述组合假设IMN 134、154各自赋予相同的插入相位，并且放大装置136、156各自也赋予相同的插入相位。实际上，IMN 134、154可以赋予不同的插入相位和/或放大装置136、156可以赋予不同的插入相位。在实际设计中，并且如本领域的技术人员基于本文的描述将理解的，当IMN 134、154和/或放大装置136、156中的任一个或两者赋予与彼此不同的插入相位时，输入移相器132、152可以具有与图1中所描绘的“理想”相移不同的相移。
根据一个实施例，载波路径输入133和峰值路径输入153处的输入相位偏移处于约20度到约160度的范围内(即，输入相位偏移与在载波路径输入133和峰值路径输入153处的载波输入RF信号与峰值输入RF信号之间的20度到160度的相位差相对应)。在替代性实施例中，载波输出电路140的电气长度144小于或大于90度(例如，电气长度144介于20度与86度之间或介于94度与160度之间)，并且载波路径输入133和峰值路径输入153处的输入相位偏移处于约20度到约86度的第一范围内，或者处于约94度到约160度的第二范围内。换句话说，载波输出电路140的电气长度144(或输入相位偏移)介于20度与160度之间，不包括介于86度与94度之间的电气长度(或偏移)。
在一个实施例中，当包括载波输入移相器132时，所述载波输入移相器132可以包括形成输入电路系统110的一部分的不同电路系统。在另一个实施例中，载波输入移相器132的功能(即，将相移施加到载波输入RF信号)可以包括在功率分离器120中。类似地，在一个实施例中，峰值输入移相器152可以包括形成输入电路系统110的一部分的不同电路系统。在另一个实施例中，峰值输入移相器152的功能(即，将相移施加到峰值输入RF信号)可以包括在功率分离器120中。换言之，功率分离器120可以被配置成产生具有期望的输入相位偏移的载波RF输入信号和峰值RF输入信号，并且可以不包括不同的一个或多个输入移相器(例如，一个或多个移相器132、152)。
载波放大路径130包括载波输入匹配网络(IMN)134、载波放大器136和载波输出电路140。根据一些实施例，载波放大路径130还包括载波输入移相器132。类似地，峰值放大路径150包括峰值IMN 154、峰值放大器156和峰值输出电路160。根据一些实施例，峰值放大路径150还包括峰值输入移相器152。
载波IMN 134和峰值IMN 154分别耦接在载波路径输入133和峰值路径输入153与载波放大器136和峰值放大器156之间。载波IMN 134和峰值IMN 154各自可以包括例如配置为T-网络或pi-网络的低通电路或带通电路。例如，载波IMN 134和峰值IMN 154中的每一个可以包括T-网络，所述T-网络包括两个串联耦接的电感器(例如，引线键合阵列)，所述两个串联耦接的电感器具有耦接到电感器之间的节点的并联电容器。然而，在其被配置时，IMN134、154朝着源阻抗递增地增加电路阻抗。
载波放大器136和峰值放大器156各自具有控制输入135、155(例如，栅极端)和两个载流端137、138、157、158(例如，漏极端和源极端)，其中每个放大器136、156的载流端137、157(例如，漏极端)中的一个载流端用作由放大器136、156产生的放大后RF信号的输出，并且每个放大器136、156的其它载流端138、158(例如，源极端)可以耦接到接地参考节点。根据一个实施例，载流端137、157(例如，漏极端)与放大器136、156的本征电流生成器(例如，本征漏极)相对应。电容139、159表示存在于载波放大器136和峰值放大器156的输出137、157处(例如，末级功率晶体管的漏极端处)的寄生电容(例如，漏极-源极电容)。尽管电容139、159不是离散的物理组件(例如，离散电容器)，但是电容139、159被示出为包括在载波输出电路140和峰值输出电路160内，由于其电容值基本上足以影响载波输出电路140的电气长度144和峰值输出电路160的电气长度164。根据一个实施例，虽然电容值电可以更小或更大，但是电容139、159各自具有处于约0.25皮法(pF)到约20pF的范围内的电容值。
载波放大器136和峰值放大器156中的每一个包括一个或多个功率晶体管(例如，场效应晶体管)，所述一个或多个功率晶体管在半导体管芯(例如，包括载波放大器功率晶体管和峰值放大器功率晶体管两者的单个半导体管芯或用于载波放大器晶体管和峰值放大器晶体管中的每一个的单独管芯)中实施。在一些实施例中，包括载波放大器136和峰值放大器156的一个或多个半导体管芯可以与载波IMN 134和峰值IMN154的全部或部分一起封装在功率放大器封装体120(例如，图3中的功率放大器封装体330)中。
根据一个实施例，载波放大器136和峰值放大器156各自包括单级放大器(即，具有单个放大级或功率晶体管的放大器)。在其它实施例中，载波放大器136为两级放大器，所述两级放大器包括以级联(或串联)布置连接在载波放大器输入135与载波放大器输出137之间的相对低功率驱动器放大器(未示出)和相对高功率末级放大器(未示出)。在载波放大器级联布置中，驱动器放大器的输出(例如，漏极端)电耦接到末级放大器的输入(例如，栅极端)。类似地，峰值放大器156可以包括两级放大器，所述两级放大器包括以级联布置连接在峰值放大器输入155与峰值放大器输出157之间的相对低功率驱动器放大器(未示出)和相对高功率末级放大器(未示出)。在峰值放大器级联布置中，驱动器放大器的输出(例如，漏极端)电耦接到末级放大器的输入(例如，栅极端)。在其它实施例中，载波放大器136和峰值放大器156中的每一个可以包括多于两个级联耦接放大级。
如本文所使用的，放大器的“尺寸”是指输出级晶体管的大小(即，单级放大器中的单个晶体管的大小或多级放大器中的末级晶体管的大小)。根据一个实施例，多尔蒂功率放大器100是对称的或基本上对称的，因为载波放大器136和峰值放大器156具有基本上相等的大小(即，载波功率晶体管和峰值功率晶体管的外围/载流能力是基本上相等的)。在这种实施例中，载波峰值比率可以例如处于约1∶1到约1∶1.05的范围内。在其它实施例中，多尔蒂功率放大器100是稍不对称的，因为载波放大器136和峰值放大器156的大小稍有不同。在这种实施例中，载波峰值比率可以例如处于约1∶05到约1∶1.15的范围内。
一个或多个偏置电路(例如，偏置电路146、166)可以向载波放大器136和峰值放大器156提供DC偏置电压，以确保多尔蒂放大器100的适当操作。尽管图1仅示出输出侧偏置电路146、166(例如，漏极偏置电路)，但是也可以在放大器136、156的输入(例如，栅极偏置电路)处实施另外的偏置电路(未示出)。在多尔蒂放大器100的操作期间，载波放大器136被偏置成在AB类模式下或深度AB类模式下操作，并且峰值放大器156被偏置成在C类模式或深度C类模式下操作。在一些配置中，峰值放大器156可以被偏置成在B类模式下操作。
载波放大器136和峰值放大器156分别通过载波输出电路140和峰值输出电路160耦接到组合节点170。在低到中等输入信号功率电平下(即，在RF输入102处的输入信号的功率低于峰值放大器156的接通阈值电平的情况下)，多尔蒂放大器100在低功率模式下操作，在所述低功率模式下，载波放大器136进行操作以放大输入信号，并且峰值放大器156最低限度地导电(例如，峰值放大器156基本上处于断开状态)。在此操作阶段期间，载波输出电路140确定载波放大器136将暴露到的最大VSWR(电压驻波比)。相反，当输入信号功率增加到载波放大器136达到电压饱和的电平时，功率分离器120在载波放大路径130与峰值放大器路径150之间划分输入信号的能量，并且两个放大器136、156均操作以放大其输入信号的相应部分。
当输入信号电平增加超过载波放大器136在压缩中操作的点时，峰值放大器156导电也增加，从而向复组合负载匹配电路180和天线106供应更多的电流。作为响应，载波放大器输出的负载线阻抗减小。事实上，载波放大器136的负载线响应于输入信号功率而动态变化(即，峰值放大器156向载波放大器136提供有源负载拉动)时发生阻抗调制效应。耦接在载波放大器136的输出137与组合节点170之间的载波输出电路140将载波放大器负载线阻抗变换为回退时的高值，从而允许载波放大器136在扩展的输出功率范围内有效地向复组合负载匹配电路180和天线106供应功率。
包括由寄生输出电容139赋予的调节的载波输出电路140的电气长度144与由载波输出电路140在载波放大器输出137与组合节点170之间施加到载波RF输出信号的相移相对应。类似地，包括由寄生输出电容159赋予的调节的峰值输出电路160的电气长度164与由峰值输出电路160在峰值放大器输出157与组合节点170之间施加到峰值RF输出信号的相移相对应。根据一个实施例，并且如上所述，连接在峰值放大器输出157与组合节点170之间的峰值输出电路160可以具有等于约0度的电气长度164。在另一个实施例中，峰值输出电路160可以具有等于约n*180度(n＝整数值，如1、2、3、......)的电气长度164。
根据另外的实施例，并且如上所述，连接在载波放大器输出137与组合节点170之间的载波输出电路140具有电气长度144θx。由输入电路系统110施加的输入相位偏移(例如，由一个或多个移相器132、152建立的输入相位偏移)与电气长度144和峰值输出电路160的电气长度164相关。更具体地说，并且如前所述，当峰值输出电路160的电气长度164为约0度时，输入相位偏移约等于载波输出电路140的电气长度144θx。相反，当峰值输出电路160的电气长度164为约n*180度时，输入相位偏移约等于n*180度减去θx。
载波输出电路140和峰值输出电路160被配置成建立上述的期望电气长度144、164。根据一个实施例，载波输出电路140包括串联电耦接在载波放大器输出137与组合节点170之间的串联电感141、阻抗变换元件142和电容器143。例如，串联电感141可以表示载波放大器输出137与阻抗变换元件142之间的各个导电结构(例如，引线键合和输出引线)的电感。如稍后结合图3所描述的，阻抗变换元件142可以包括例如耦接在电感141与电容器143之间的传输线(例如，图3中的传输线342)。电容器143电耦接在阻抗变换元件142与组合节点170之间。
如将结合图2更详细地描述的，电感141、阻抗变换元件142和电容器143形成载波输出匹配网络(OMN)的部分，所述载波OMN被配置成进一步朝着负载阻抗增加电路阻抗。根据一个实施例，载波OMN可以进一步包括一个或多个并联无源元件，所述一个或多个并联无源元件将OMN配置为T或pi输出匹配网络。例如，如下文结合图2所描述的，可以通过在载波放大器输出137与阻抗变换元件142之间包括第一并联无源元件145来建立T-网络。例如，第一并联无源元件145可以是由偏置电路146的一部分(例如，偏置电路146的漏极馈电线)提供的并联电感或电容。根据一个实施例，第一并联无源元件145可以被认为是可变的，因为漏极馈电线的长度可以容易地在放大器100的设计期间进行修改，如将结合图3更详细地讨论的，并且因此在设计期间，可以容易地选择并联电感或并联电容的值。可以通过沿阻抗变换元件142(或阻抗变换元件142与电容器143之间)包括另外一个并联无源组件(例如，电容器148)来建立pi-网络。
类似地，并且根据另一个实施例，峰值输出电路160包括串联电耦接在峰值放大器输出157与组合节点170之间的串联电感161、阻抗变换元件162和电容器163。例如，串联电感161可以表示峰值放大器输出157与阻抗变换元件162之间的各个导电结构(例如，引线键合和输出引线)的电感。如稍后结合图3所描述的，阻抗变换元件162可以包括例如耦接在电感161与电容器163之间的传输线段(例如，图3中的传输线362)。电容器163电耦接在阻抗变换元件162与组合节点170之间。
如将结合图2更详细地描述的，电感161、阻抗变换元件162和电容器163形成峰值OMN的部分，所述峰值OMN被配置成进一步朝着负载阻抗增加电路阻抗。根据一个实施例，峰值OMN可以进一步包括一个或多个并联无源元件，所述一个或多个并联无源元件将OMN配置为T或pi输出匹配网络。再次，如下文结合图2所描述的，可以通过在峰值放大器输出157与阻抗变换元件162之间包括第一并联无源元件165来建立T-网络。例如，第一并联无源元件165可以是由偏置电路166的一部分(例如，偏置电路146的漏极馈电线)提供的并联电感或电容。根据一个实施例，第一并联无源元件165可以被认为是可变的，因为漏极馈电线的长度可以容易地在放大器100的设计期间进行修改，如将结合图3更详细地讨论的，并且因此在设计期间，可以容易地选择并联电感或并联电容的值。可以通过沿阻抗变换元件162(或阻抗变换元件162与电容器163之间)包括另外一个并联无源组件(例如，电容器168)来建立pi-网络。
如上文所讨论的，载波输出电路140和峰值输出电路160固有地包括由输出电路组件的组合件构成的输出匹配网络(OMN)。载波OMN和峰值OMN可以具有多个不同的配置，同时仍然实现与图1的实施例基本上相同的性能和益处。为了进一步说明，图2是多尔蒂放大器200的一部分的示意图，其总体上示出了根据另一个示例实施例的载波OMN和峰值OMN。更具体地说，图2旨在传送可以在多尔蒂功率放大器(例如，图1中的放大器100、图3中的放大器300)的输出电路(例如，图1中的输出电路140、160)的设计期间考虑的各个“集总等效电路”。
与图1的多尔蒂放大器一样，多尔蒂放大器200包括载波放大器136和峰值放大器156。尽管在图2中未示出，载波放大器136和峰值放大器156的输入135、155可以通过输入匹配网络(例如，图1中的IMN 134、154)和相移元件(例如，图1中的相移元件132、152)耦接到功率分离器(例如，图1中的功率分离器120)。另外，每个放大器136、156的一个载流端138、158(例如，源极端)可以耦接到接地参考，并且寄生电容139、159(例如，漏极-源极电容)可以存在于每个放大器136、156的载流端137、138、157、158之间。在图2的实施例中，OMN 240、260耦接在每个放大器136、156的输出端137、157(例如，漏极端)与组合节点170之间。另外，复组合负载匹配电路180耦接在组合节点170与RF输出190之间，所述RF输出190进而可以耦接到天线106(或另一个负载)。
载波OMN 240和峰值OMN 260中的每一个可以被配置为T-网络(即，连接在两个串联组件之间的并联组件)、pi-网络(即，连接到串联组件的相反端的两个并联组件)或另一种类型的输出匹配网络。框271中示出了T-网络270的一般图示，并且框281中示出了pi-网络280的一般图示，其中可以将载波OMN 240和峰值OMN260实施为一般T-网络或一般pi-网络的多个变体中的任一个变体。基于本文中的描述，本领域技术人员应理解，网络270、280的一般表示旨在传送可以在多尔蒂功率放大器(例如，图1中的放大器100、图3中的放大器300)的设计期间考虑的多个集总元件等效电路配置。图2中示出的各个配置不一定是可互换的，并且将不产生基本上相同的性能。在一些情况下，一些配置将不适合给定的设计，并且可能导致性能下降。
更具体地说，T-网络270包括输入272、输出273、两个串联耦接在输入272与输出273之间的“串联”组件274、275和耦接到两个串联组件274、275之间的节点的“并联”组件276。T-网络270的输入272将耦接到放大器136、156的输出137、157，并且T-网络270的输出273将耦接到组合节点170。组件274-276中的每个组件可以是电感器或电容器，如用虚线连接线所指示的。例如，但不是通过限制的方式，框279中示出了适合于OMN 240、260的T-网络278的一个实施例，其中一般T-网络270的第一串联组件274被选择为电感器，一般T-网络270的第二串联组件275被选择为电容器，并且一般T-网络270的并联组件276被选择为第二电容器。框279′中示出了适合于OMN 240、260的T-网络278′的另一个非限制性实施例，其中一般T-网络270的第一串联组件274被选择为电感器，一般T-网络270的第二串联组件275被选择为电容器，并且一般T-网络270的并联组件276被选择为第二电感器。
pi-网络280包括输入282、输出283、耦接在输入282与输出283之间的“串联”组件285和两个“并联”组件286、287。pi-网络280的输入282将耦接到放大器136、156的输出137、157，并且pi-网络280的输出283将耦接到组合节点170。串联组件285耦接在输入282与输出283之间。一个并联组件286耦接到输入282与组件285之间的节点，并且另一个并联组件287耦接到组件285与输出283之间的节点。组件285-287中的每个组件可以是电感器或电容器，如用虚线连接线所指示的。例如，但不是通过限制的方式，框289中示出了适用于OMN 240、260的pi-网络288的一个实施例。如所示出的，pi-网络288包括串联电感器和两个并联电容器。框289′中示出的pi-网络288′的另一个实施例包括串联电感器、并联电感器和并联电容器。框289"中示出的pi-网络288"的又另一个实施例包括串联电容器、并联电容器和并联电感器。pi-网络288、288′和288"仅通过举例的方式提供。包括组件285-287的不同组合的pi-网络可以用于仍其它替代性实施例中。
组件274-276、285-287可以被选择为分别具有电感值和电容值的电感器和/或电容器，这在放大器200的中心操作频率下产生通过OMN240、260的最大信号能量传递。组件274-276、285-287中的每个组件被选择为部分地取决于复组合负载匹配电路180的阻抗值ZL的电感器或电容器。如下文将描述的，ZL具有非零电抗部分xn，其可以是正的或负的。
在峰值功率下，载波OMN 240应将复阻抗2*ZL与最佳负载阻抗Ropt匹配，并且在回退条件下，将复阻抗ZL与最佳负载阻抗Rmod匹配。在峰值功率下，峰值OMN 260应将复阻抗(2*ZL)变换为Ropt，并且在回退下，峰值OMN 260应是透明的(即，从节点170看到OMN260中，阻抗应模拟开路以便不负载组合节点170)。因此，在回退下，OMN 260应提供开到开，并且因此具有0度或180度的电气长度。
上述集总元件等效电路270、278、278′、280、288、288′、288"可以适合于或可能不适合于未经修改而应用于图1中的多尔蒂功率放大器100、图3中的多尔蒂功率放大器300。对于实际实施方案，并且具体地对于高功率放大器，多尔蒂功率放大器100、300可以例如受益于输出电路中的分布式电路元件(例如，图1中的传输线匹配元件142)以及另外的电路和电路元件(例如，图1中的并联无源元件145和任选的并联电容器148)的使用以实现可接受的性能和功率处理能力。用于最终匹配电路的基本上集总元件匹配方法可以更便于实施并提供针对某些低功耗应用的PCB面积节省。
再次参照图1，上述配置提供了用于最佳负载调制的正确相位关系，并且确保来自载波路径130和峰值路径150的放大后信号同相地(或相干地)到达组合节点170处。组合节点170包括适合于组合由载波放大路径130和峰值放大路径150产生的放大后RF信号的导电结构。
根据一个实施例，复组合负载匹配电路180(即，提供电阻组件和电抗组件的电路)耦接在组合节点170与RF输出190之间。根据一个实施例，复组合负载匹配电路180向组合节点170提供或呈现复组合负载阻抗ZL，其可以表示为：
ZL＝R(1+/-jxn)， (等式1)
其中R为负载电阻值(自由设计变量，如10到100欧姆，或其它某个值)，并且xn是复阻抗的电抗部分的归一化值或归一化负载电抗。换言之，由复组合负载匹配电路180提供或呈现的复组合负载阻抗具有电抗部分xn。
基本上，复组合负载匹配电路180将阻抗ZL变换为负载106的阻抗(例如，50欧姆)。在一个实施例中，xn的值是非零的(否则复组合负载匹配电路180将产生仅由实际阻抗表征的实际负载)。换言之，根据一个实施例，负载阻抗ZL是复的(即，负载阻抗具有非零的电抗部分)。根据更具体的实施例，归一化负载电抗xn的绝对值处于约0.1到约5.3的范围内，这支持处于约20度到约160度的范围内的输入相位偏移。在另一个实施例中，归一化负载电抗xn的绝对值处于约1.0到约2.0的范围内(例如，1.291，或此范围内的其它值)。如稍后结合图3将更详细地描述的，用串联连接在组合节点170与RF输出190之间的第一传输线段和第二传输线段实施复组合负载匹配电路180的实施例。
设计输出回退(OBO)确定归一化负载电抗xn的所需值，所述所需值由复组合负载匹配电路180呈现给组合节点170，如下所示：
Figure BDA0002352659070000211
其中β为负载调制范围(例如，处于约2.2到约40的范围内，虽然负载调制范围可以更小或更大)，以及
Figure BDA0002352659070000212
此外，如上所述，载波输出电路140的电气长度144θx是从由复组合负载匹配电路180呈现到或提供到组合节点170的负载阻抗的值数学上导出的。换言之，由复组合负载匹配电路180产生的复阻抗ZL确定输入相位偏移。更具体地说，从归一化负载电抗xn导出θx的值，如下所示：
θx＝π-tan-1[(2β-1)/(βxn)]对于正值xn (等式4)
或tan-1[(2β-1)/(βxn)]对于负值xn
如上文所指示的，载波路径输入133和峰值路径输入153处的取决于移相器132、152(或输入偏移线)的电气长度(例如，0度、θx度或n*180度-θx度)的输入相位偏移处于约+/-20度到约+/-160度的范围内(即，输入相位偏移与载波路径输入133和峰值路径输入153处的载波输入RF信号与峰值输入RF信号之间的+/-20度到+/-160度的相位差相对应)。例如，当xn＝+1.291(即，ZL＝R(1+j1.291))时，载波输出电路140的电气长度144θx等于约127度，并且相对于载波路径输入133，峰值路径输入153处的对应输入相位偏移等于约-127度。换句话说，当峰值移相器152(或输入偏移线)具有127度的电气长度时，这导致相对于载波路径输入133的峰值路径输入153处的对应输入相位偏移为-127度。
本领域技术人员应理解，在多尔蒂放大器的操作期间，第一效率峰值出现在回退功率下，并且第二效率峰值出现在饱和功率下。基本上，输出回退(OBO)为第一效率峰值与第二效率峰值之差(以分贝(dB)为单位)。对于具有实际负载(即，xn＝0)的常规对称多尔蒂放大器，OBO为约6dB。相反，根据各个实施例，提供绝对值处于约0.1到约5.3的范围内的归一化负载电抗xn的复组合负载匹配电路的实施方案可以支持用于对称的或基本上对称的多尔蒂放大器100的从约6分贝(dB)到约15dB的OBO电平。根据上文给出的例子，例如，当xn＝+1.291(即，ZL＝R(1+j1.291))时，OBO为约7.8dB。基本上，归一化负载电抗xn越大，回退峰值就越深(即，OBO就越大)。
在一个实施例中，复组合负载匹配电路180连接到RF输出190，所述RF输出190进而连接到天线106。在多尔蒂放大器100的物理实施方案中，可以用例如50欧姆传输线(例如，图3中的传输线391)和RF输出连接器(例如，图3中的连接器392)实施RF输出190。
现在将结合图3描述多尔蒂放大器100(图1)的物理实施方案，图3是根据示例实施例的具有复多尔蒂组合负载匹配电路380的多尔蒂放大器300的俯视图。例如，多尔蒂放大器300的组件耦接到和/或安装在基板301(如单层或多层印刷电路板(PCB))上。基板301的顶表面上的图案化导电层包括多个导电特征(例如，导电特征308、309、332、342、345、352、362、365、381、382、390)，所述多个导电特征用于将多尔蒂放大器300的各个组件电连接到彼此或外部电压源和/或电压参考(例如，接地参考)。
多尔蒂放大器300包括输入RF连接器302(例如，图1中的RF输入102)、功率分离器320(例如，图1中的功率分离器120)、载波输入传输线332、峰值输入传输线352、载波放大器336(例如，图1中的载波放大器136)、峰值放大器356(例如，图1中的峰值放大器156)、载波输出电路340(例如，图1中的载波输出电路140)、峰值输出电路360(例如，图1中的峰值输出电路160)、组合节点370(例如，图1中的组合节点170)、复组合负载匹配电路380(例如，图1中的复组合负载匹配电路180)以及RF输出390(例如，图1中的RF输出190)。
如前文所述，载波放大器336和峰值放大器356可以实施为一个或多个半导体管芯上的功率晶体管。根据一个实施例，载波放大器336和峰值放大器356可以封装在离散的高功率放大器封装体330中，所述高功率放大器封装体330还包括载波输入引线333和峰值输入引线353以及载波输出引线347和峰值输出引线367以及电气连接(例如，如所示出的引线键合阵列334、341、354、361)，所述电气连接将引线333、353、347、367电连接到放大器336、356的输入(例如，栅极端)和输出(例如，漏极端)。高功率放大器封装体330可以以在操作期间向放大器336、356提供接地参考并还向由放大器336、356产生的热能提供散热器的方式耦接到基板301。例如，基板301可以包括导电硬币或热通孔，并且放大器封装体330可以通过导电硬币或热通孔耦接到基板301。如图3所示出的，在基板301的顶表面上的引线333、353、347、367与导电特征(例如，传输线332、342、352、362)之间提供电气连接(例如，焊料或导电粘合剂)。
输入RF连接器302电耦接到功率分离器320的输入322(或第一端口)。例如，基板301上的导电轨迹或传输线可以将输入RF连接器302电连接到功率分离器320的输入322(例如，图1中的输入122)。功率分离器320的第二端口323可以耦接到50欧姆接地端。在一个实施例中，功率分离器320可以是安装到基板301的表面上的离散封装组件，或者可以使用基板301上的导电迹线来实施。无论哪种方式，功率分离器320被配置成将在功率分离器输入322处接收到的输入RF信号的功率分为输入信号(即，载波输入RF信号和峰值输入RF信号)的载波部分和峰值部分。将载波输入RF信号提供到功率分离器输出324(或第三端口，例如，图1中的分离器输出124)处的载波放大路径，并且将峰值输入RF信号提供到功率分离器输出326(或第四端口，例如，图1中的分离器输出126)处的峰值放大路径。
通过载波输入传输线332和DC阻断电容器325将载波输入RF信号传送到载波放大器336的输入(例如，栅极端)，并且通过峰值输入传输线352和DC阻断电容器327将峰值输入RF信号传送到峰值放大器356的输入(例如，栅极端)。根据一个实施例，载波输入传输线332和峰值输入传输线352中的每一个可以通过具有电气长度来用作移相器(例如，图1中的移相器132、152)的功能，所述电气长度在载波放大器336和峰值放大器356的输入处在载波输入信号与峰值输入信号之间赋予期望的输入相位偏移。例如，载波输入传输线332和峰值输入传输线352中的每一个的电气长度可以通过将传输线中的每个传输线设计成具有在放大器300的中心操作频率下与传输线332、352的期望的电气长度相对应的物理长度来建立。如上文所指示的，在各个实施例中，载波输入传输线332的电气长度可以为0度或n*180度-θx，并且峰值输入传输线352的电气长度可以为θx度或0度。在图3中，载波输入传输线332和峰值输入传输线352的部分用虚线示出，以指示线的不同潜在电气长度。
可以包括栅极偏置电路328、329以使栅极偏置电压能够提供到放大器336、356的输入(例如，栅极端)。另外，可以包括漏极偏置电路346、366(例如，图1中的漏极偏置电路146、166)以使漏极偏置电压能够提供到放大器336、356的输出(例如，漏极端)。偏置电路328、329、346、366中的每个偏置电路可以连接到外部电压源，所述外部电压源被配置成提供期望的偏置电压。
根据一个实施例，在封装体330内，载波输入引线333和峰值输入引线353与载波放大器336和峰值放大器356的输入(例如，栅极端)之间的输入侧引线键合阵列334、354形成载波输入匹配网络和峰值输入匹配网络(例如，图1中的IMN 134、154)的电感部分。输入匹配网络也可以包括其它组件(例如，并联电容器等)。类似地，在封装体330内，载波放大器336和峰值放大器356的输出(例如，漏极端)与载波输出引线347和峰值输出引线367之间的输出侧引线键合阵列341、361形成载波输出电路340和峰值输出电路360(例如，图1中的输出电路140、160)和/或输出匹配网络(例如，图2中的OMN 240、260)的电感部分。根据一个实施例，在载波输出电路340中，引线键合341和载波输出引线347与电感(例如，图1中的电感器141)相对应。类似地，在峰值输出电路360中，引线键合361和峰值输出引线367与电感(例如，图1中的电感器161)相对应。虽然串联电感也可以更小或更大，但是引线键合阵列341中的每个引线键合阵列加上载波输出引线347的串联电感值以及引线键合阵列361和峰值输出引线367的串联电感值可以处于约0.1毫微亨(nH)到约1.0nH的范围内。
除了由引线键合341和载波输出引线347提供的电感之外，载波输出电路340还包括串联耦接在载波放大器336的输出(例如，漏极端)与组合节点370(例如，图1中的组合节点170)之间的阻抗变换元件342(例如，图1中的阻抗变换元件142)和电容器343(例如，图1中的电容器143)。根据一个实施例，阻抗变换元件342由耦接到基板301的顶表面的单段传输线元件(例如，如所示出的，具有基本上矩形的形状)组成。传输线元件可以由例如基板301的顶表面上的图案化导电层的一部分形成，并且传输线元件具有近端(例如，连接输出引线347的左边缘)和远端(例如，连接电容器343的右边缘)。
电容器343可以是离散电容器，所述离散电容器例如具有连接到元件342的远端的第一端以及连接到组合节点370的第二端。虽然电容值也可以更小或更大，但是电容器343的电容值可以处于约0.1pF到约200pF的范围内。
根据一个实施例，载波输出电路340还包括并联无源组件345(例如，图1中的并联组件145)，所述并联无源组件345电连接到载波输出引线347与阻抗变换元件342之间的节点。虽然并联无源组件345可以形成不同电路的一部分，但是在图3中所示出的实施例中，并联无源组件345由载波漏极偏置电路346的一部分提供。更具体地说，并联无源组件345由偏置电路346的在阻抗变换元件342与馈电线并联电容器344之间延伸的馈电线(例如，漏极馈电)的一部分提供。如图3所示，馈电线并联电容器344电连接在放大器300的馈电线与接地节点308之间。馈电线的电气长度(具体地，阻抗变换元件342与电容器344之间的线的电气长度)确定并联无源组件345是否模拟并联电感或并联电容。根据一个实施例，因为电容器344可以沿馈电线放置在任何地方，所以馈电线的电气长度可以被改变以模拟具有期望的电感值或电容值的并联电感或并联电容。更具体地说，当电容器344定位成使得阻抗变换元件342与电容器344之间的馈电线的电气长度在放大器300的中心操作频率下小于90度时，并联无源组件345模拟并联电感(例如，具有处于约1.0nH到约5.0nH的范围内的电感值)。相反，当电容器344定位成使得阻抗变换元件342与电容器344之间的馈电线的电气长度在放大器300的中心操作频率下大于90度时，并联无源组件345模拟并联电容(例如，具有处于约0.1pF到约10pF的范围内的电容值)。
根据一个实施例，载波输出电路340的电气长度(例如，电气长度144)等于约θx。如先前所指示的，载波输出电路的电气长度由载波放大器336的末级晶体管的寄生输出电容(例如，图1中的漏极-源极电容139)、引线键合341和载波输出引线347的串联电感、赋予在阻抗变换元件342的近端与远端之间的相移、电容器343的电容以及并联无源组件345的并联电感或电容限定。输出电路系统还用作载波放大器336与组合节点370之间的输出匹配网络(OMN)(例如，图2中的OMN 240)。如图1和2所指示的，可以对载波输出电路340的组件进行各种修改(并扩展到载波OMN)，包括添加另外一个并联电容器(例如，图1中的并联电容器148)和/或实施各种T-网络、pi-网络或混合T-网络/pi-网络中的任一种，如结合图2所讨论的。
如上所述，峰值输出电路360包括由引线键合361和峰值输出引线367提供的电感。峰值输出电路360还包括串联耦接在峰值放大器356的输出(例如，漏极端)与组合节点370(例如，图1中的组合节点170)之间的阻抗变换元件362(例如，图1中的阻抗变换元件162)和电容器363(例如，图1中的电容器163)。根据一个实施例，阻抗变换元件362由耦接到基板301的顶表面的单段传输线元件(例如，如所示出的，具有细长且弯曲的形状)组成。传输线元件362可以由例如基板301的顶表面上的图案化导电层的一部分形成，并且传输线元件362具有近端(例如，连接输出引线367的左边缘)和远端(例如，连接电容器363的水平边缘)。
电容器363可以是离散电容器，所述离散电容器例如具有连接到元件362的远端的第一端以及连接到组合节点370的第二端。虽然电容值也可以更小或更大，但是电容器363的电容值可以处于约0.1pF到约200pF的范围内。在一些实施例中，电容器363的电抗与复阻抗ZL的电抗部分的值相等且相反。
根据一个实施例，峰值输出电路360还包括电连接到峰值输出引线367与阻抗变换元件362之间的节点的并联无源组件365(例如，图1中的并联组件165)。虽然并联无源组件365可以形成不同电路的一部分，但是在图3中所示出的实施例中，并联无源组件365由峰值漏极偏置电路366的一部分提供。更具体地说，并联无源组件365由偏置电路366的在阻抗变换元件362与馈电线并联电容器364之间延伸的馈电线(例如，漏极馈电)的一部分提供。如图3所示，馈电线并联电容器364电连接在放大器300的馈电线与接地节点309之间。馈电线的电气长度(具体地，阻抗变换元件362与电容器364之间的线的电气长度)确定并联无源组件365是否模拟并联电感或并联电容。根据一个实施例，因为电容器364可以沿馈电线放置在任何地方，所以馈电线的电气长度可以被改变以模拟具有期望的电感值或电容值的并联电感或并联电容。更具体地说，当电容器364定位成使得阻抗变换元件362与电容器364之间的馈电线的电气长度在放大器300的中心操作频率下小于90度时，并联无源组件365模拟并联电感(例如，具有处于约1.0nH到约5.0nH的范围内的电感值)。相反，当电容器364定位成使得阻抗变换元件362与电容器364之间的馈电线的电气长度在放大器300的中心操作频率下大于90度时，并联无源组件365模拟并联电容(例如，具有处于约1.0pF到约10pF的范围内的电容值)。
在一些实施例中，并联无源组件345、365两者被配置为电容元件，并且在其它实施例中，并联无源组件345、365两者被配置为电感元件。在仍其它实施例中，并联无源组件345可以被配置为电容元件，并且并联无源组件365可以被配置为电感元件，或者反之亦然。
如上文所讨论的，根据各个实施例，峰值输出电路360的电气长度(例如，电气长度164)可以等于约0度或约n*180度。如先前所指示的，峰值输出电路160的电气长度由峰值放大器356的末级晶体管的寄生输出电容(例如，图1中的漏极-源极电容159)、引线键合361和峰值输出引线367的串联电感、赋予在阻抗变换元件362的近端与远端之间的相移、电容器363的电容以及并联无源组件365的并联电感或电容限定。输出电路系统还用作峰值放大器356与组合节点370之间的输出匹配网络(OMN)(例如，图2中的OMN 260)。如图1和2所指示的，可以对峰值输出电路360的组件进行各种修改(并扩展到峰值OMN)，包括添加另外一个并联电容器(例如，图1中的并联电容器168)和/或实施各种T-网络、pi-网络或混合T-网络/pi-网络中的任一种，如结合图2所讨论的。
现在将更详细地描述的复组合负载匹配电路380(例如，图1中的复组合负载匹配电路180)在图3的右侧上放大示出。与阻抗变换元件342、362一样，复组合负载匹配电路380可以是复传输线，所述复传输线包括例如基板301的顶表面上的图案化导电层的一部分。复组合负载匹配电路380具有近端386和远端387。非导电间隙在阻抗变换元件342、362与复组合负载匹配电路380之间存在于基板301的顶表面上的图案化导电层中，并且复组合负载匹配电路380的近端386通过电容器343、363电连接到阻抗变换元件342、362的远端。根据一个实施例，组合节点370(例如，图1中的组合节点170)位于复组合负载匹配电路380的近端386并形成其一部分。电容器343、363的第二端连接到近端386，并且因此连接到组合节点370。
如先前所讨论的，并且根据一个实施例，复组合负载匹配电路380向组合节点370呈现或提供复阻抗ZL，其可以表示为：ZL＝R(1+/-jxn)。根据一个实施例，复组合负载匹配电路380是简单的两段传输线匹配网络，在所述两段传输线匹配网络中，针对任何给定的应用优化所述段的宽度和长度。更具体地说，复组合负载匹配电路380包括第一传输线段381和第二传输线段382(例如，微带传输线)或由其组成，所述第一传输线段381和所述第二传输线段382串联连接在复组合负载匹配电路380的近端386与远端387之间。第一传输线段381具有第一宽度384和第一长度385，其中第一长度385与从复组合负载匹配电路380的近端386延伸到第一传输线段381与第二传输线段382之间的结点383的维度相对应。第二传输线段382具有第二宽度388和第二长度389，其中第二长度389与从第一传输线段381与第二传输线段382之间的结点383延伸到复组合负载匹配电路380的远端387的维度相对应。在操作中，对于正值xn，第一传输线段381和第二传输线段382的组合电气长度小于90度。在这种情况下，第一(较窄)传输线段381基本上用作串联电感，并且第二(较宽)传输线段382基本上用作并联电容，使得复组合负载匹配电路380模拟两段匹配电路(例如，用于将ZL变换为50欧姆的低通滤波器)。相反，对于负值xn，第一传输线段381和第二传输线段382的组合电气长度大于90度。在这种情况下，第一(较窄)传输线段381基本上用作并联电容，并且第二(较宽)传输线段382基本上用作串联电感。
根据一个实施例，第一宽度384和第二宽度388彼此显著不同，并且这一特性连同复组合负载匹配电路380的总电气长度不等于90度的这一事实导致由复组合负载匹配电路380呈现的复阻抗ZL的电抗部分的非零值xn。例如，在一个实施例中，第二宽度388可以大于第一宽度384、处于约20％到400％的范围内。根据一些实施例，尽管第一宽度384和/或第二宽度388也可以更窄或更宽，但是第一宽度384可以处于约10密耳到约100密耳的范围内，并且第二宽度388可以处于约100密耳到约700密耳的范围内。
在一些实施例中，第一长度385和第二长度389可以基本上彼此相等，或者在其它实施例中，第一长度385和第二长度389可以彼此显著不同。根据一些实施例，尽管第一长度385和/或第二长度389也可以更短或更长，但是第一长度385可以处于约100密耳到约400密耳的范围内，并且第二长度389可以处于约400密耳到约1000密耳的范围内。在一个实施例中，第一传输线段381的电气长度处于约20度到约60度的范围内，并且第二传输线段382的电气长度处于约40度到约120度的范围内。
在一个实施例中，第一传输线段381的第一宽度384显著小于第一传输线段381的第一长度385(也就是说，第一长度385显著大于第一宽度384)。例如，在一些实施例中，第一长度385是第一宽度384的至少两倍(例如，是第一宽度384的两倍到20倍)。在另外的实施例中，第二传输线段382的第二宽度388显著小于第二传输线段382的第二长度389(也就是说，第二长度389显著大于第二宽度388)。例如，在一些实施例中，第二长度389是第二宽度388的至少两倍(例如，是第二宽度388的两倍到20倍)。换句话说，第一传输线段和第二传输线段的最长维度(即，长度385、389)彼此平行地延伸并且与复组合负载匹配电路380的近端386与远端387之间的线平行地延伸。
复组合负载匹配电路380的远端387(即，第二传输线段382的右端)连接到RF输出390(例如，图1中的RF输出190)。根据一个实施例，RF输出390包括50欧姆传输线391和RF输出连接器392。复组合负载匹配电路380的远端387连接到50欧姆传输线391的近端(即，图3中的左端)，并且50欧姆传输线391的远端(即，图3中的右端)耦接到RF输出连接器392。与复组合负载匹配电路380一样，50欧姆传输线391可以包括例如基板301的顶表面上的图案化导电层的一部分。
上述实施例包括高功率多尔蒂放大器架构的实用的、紧凑的、具有成本效益的、可大规模生产的实施方案，所述高功率多尔蒂放大器架构可以利用两个对称的、基本上对称的或稍不对称的载波装置和峰值装置连同复组合负载匹配电路。当与常规的高度非对称多尔蒂功率放大器相比时，上述多尔蒂放大器实施例可以提供简化的功率装置设计、减少的寄生效应且易于匹配以及潜在更高的增益和可线性化的功率附加效率。
多尔蒂功率放大器的实施例包括载波放大路径和峰值放大路径，所述载波放大路径包括具有载波放大器输入和载波放大器输出的载波放大器，所述峰值放大路径包括具有峰值放大器输入和峰值放大器输出的峰值放大器。所述多尔蒂功率放大器还包括输入电路系统，所述输入电路系统被配置成向所述载波放大器输入提供载波输入信号并向所述峰值放大器输入提供峰值输入信号，其中所述输入电路系统被配置成产生具有输入相位偏移的所述载波输入信号和所述峰值输入信号，所述输入相位偏移处于20度到160度的范围内。所述多尔蒂功率放大器还包括组合节点和复组合负载匹配电路，所述组合节点被配置成将由所述载波放大路径产生的载波输出信号与由所述峰值放大路径产生的峰值输出信号组合，所述复组合负载匹配电路连接在所述多尔蒂放大器的所述组合节点与输出之间。所述复组合负载匹配电路由连接到所述组合节点的第一传输线段和连接在所述第一传输线段与所述多尔蒂放大器的所述输出之间的第二传输线段组成，其中所述第一传输线段和所述第二传输线段被配置成使得所述复组合负载匹配电路向所述组合节点提供复阻抗，所述复阻抗的电抗部分的绝对归一化值xn大于零。峰值输出电路连接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间，并且所述峰值输出电路的电气长度等于0度或n*180度(n＝整数值)。载波输出电路连接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间，并且当所述峰值输出电路的第一电气长度为0度时，所述载波输出电路的电气长度θx等于所述输入相位偏移的绝对值。
根据另外的实施例，由所述复组合负载匹配电路提供的复阻抗ZL为：
ZL＝R(1+/-jxn)，
其中R为负载电阻值，xn为所述复阻抗的所述电抗部分的值，并且xn的绝对值处于0.1到5.3的范围内。
本文中所包含的各个附图中所示的连接线旨在表示各个元件之间的示例性功能关系和/或物理耦接。应当注意的是，本主题的实施例中可以存在许多替代性或另外的功能关系或物理连接。另外，某些术语在本文中还可以仅供参考使用并且因此不旨在是限制性的，并且术语“第一”、“第二”和其它此类提及结构的数值术语并不暗示序列或顺序，除非上下文明确指明。
如本文所使用的，“节点”是指存在给定信号、逻辑电平、电压、数据模式、电流或量的任何内部或外部参考点、连接点、结点、信号线、导电元件等。此外，可以通过一个物理元件实现两个或更多个节点(并且可以多路复用、调制或以其它方式区分两个或更多个信号，即使所述信号是在共同节点处接收到或输出的)。
前述描述是指元件或节点或特征被“连接”或“耦接”在一起。如本文中所使用的，除非另外明确说明，否则“连接”意指一个元件直接地并且不一定是机械地接合到另一个元件(或与另一个元件直接连通)。同样，除非另有明确说明，否则“耦接”意指一个元件直接或间接地并且不一定是机械地接合到另一个元件(或通过电气方式或以其它方式与另一个元件直接或间接连通)。因此，尽管附图中所示的示意图描绘了元件的一种示例性布置，但是在所描绘主题的实施例中可以存在另外的中间元件、装置、特征或组件。
如本文所使用的，词语“示例性”和“例子”意指“充当例子、实例或说明”。在本文中被描述为示例性或例子的任何实施方案不一定被解释为优选的或优于其它实施方案。此外，意图不在于受约束于先前的技术领域、背景技术或详细描述中呈现的任何所表示或所暗示的理论。
虽然前面的详细描述中已经呈现了至少一个示例性实施例，但是应理解的是，存在大量变体。还应理解的是，本文所描述的一个或多个示例性实施例不旨在以任何方式限制所请求保护的主题的范围、适用性或配置。相反，前面的详细描述将为本领域的技术人员提供用于实施一个或多个所描述实施例的便捷路线图。应当理解的是，在不脱离由权利要求限定的范围的情况下，可以对元件的功能和布置作出各种改变，所述改变包括在提交本专利申请时已知的等效物或可预见的等效物。

Claims (10)

1.一种多尔蒂(Doherty)功率放大器，其特征在于，包括：
载波放大路径，所述载波放大路径包括载波放大器，所述载波放大器具有载波放大器输入和载波放大器输出；
峰值放大路径，所述峰值放大路径包括峰值放大器，所述峰值放大器具有峰值放大器输入和峰值放大器输出；
输入电路系统，所述输入电路系统被配置成向所述载波放大器输入提供载波输入信号并向所述峰值放大器输入提供峰值输入信号，其中所述输入电路系统被配置成产生具有输入相位偏移的所述载波输入信号和所述峰值输入信号，所述输入相位偏移处于20度到160度的范围内；
组合节点，所述组合节点被配置成将由所述载波放大路径产生的载波输出信号与由所述峰值放大路径产生的峰值输出信号组合；
复组合负载匹配电路，所述复组合负载匹配电路连接在所述多尔蒂放大器的所述组合节点与输出之间，其中所述复组合负载匹配电路包括连接到所述组合节点的第一传输线段和连接在所述第一传输线段与所述多尔蒂放大器的所述输出之间的第二传输线段，其中所述第一传输线段和所述第二传输线段被配置成使得所述复组合负载匹配电路向所述组合节点提供复阻抗，所述复阻抗的电抗部分的绝对归一化值xn大于零；
峰值输出电路，所述峰值输出电路连接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间，其中所述峰值输出电路的电气长度等于0度或n*180度，其中n＝整数值；以及
载波输出电路，所述载波输出电路连接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间，其中当所述峰值输出电路的所述电气长度为0度时，所述载波输出电路的电气长度θx等于所述输入相位偏移的绝对值。
2.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，由所述复组合负载匹配电路提供的复阻抗ZL为：
ZL＝R(1+/-jxn)，
其中R为负载电阻值，xn为所述复阻抗的所述电抗部分的归一化值，并且xn的绝对值处于0.1到5.3的范围内。
3.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，所述多尔蒂放大器的所述输出包括50欧姆传输线和RF连接器。
4.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，所述载波输出电路包括：
串联耦接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间的第一电感、第一单段传输线元件以及第一电容器。
5.根据权利要求4所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，所述载波输出电路进一步包括并联电容。
6.根据权利要求4所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，进一步包括：
偏置电路，所述偏置电路耦接到所述载波放大器输出，其中所述偏置电路包括偏置馈电线，其中当所述偏置馈电线的电气长度小于90度时，所述偏置馈电线提供并联电感，而当所述偏置馈电线的所述电气长度大于90度时，所述偏置馈电线提供并联电容。
7.根据权利要求4所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，所述峰值输出电路包括：
串联耦接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间的第二电感、第二单段传输线元件以及第二电容器。
8.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，所述复组合负载匹配电路的所述第一传输线段具有第一宽度，并且所述复组合负载匹配电路的所述第二传输线段具有与所述第一宽度显著不同的第二宽度。
9.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器，其特征在于，所述输入电路系统包括：
功率分离器，所述功率分离器被配置成将输入RF信号的功率分为所述载波输入信号和所述峰值输入信号；以及
一个或多个相位延迟元件，所述一个或多个相位延迟元件处于所述功率分离器与所述载波放大器、所述峰值放大器或所述载波放大器和所述峰值放大器两者之间，其中所述一个或多个相位延迟元件被配置成在所述载波输入信号与所述峰值输入信号之间产生所述输入相位偏移。
10.一种多尔蒂功率放大器，其特征在于，包括：
载波放大路径，所述载波放大路径包括载波放大器，所述载波放大器具有载波放大器输入和载波放大器输出；
峰值放大路径，所述峰值放大路径包括峰值放大器，所述峰值放大器具有峰值放大器输入和峰值放大器输出，其中所述多尔蒂功率放大器是对称的，因为形成所述载波放大器的一个或多个功率晶体管的大小与形成所述峰值放大器的一个或多个功率晶体管的大小基本上相同；
输入电路系统，所述输入电路系统被配置成向所述载波放大器输入提供载波输入信号并向所述峰值放大器输入提供峰值输入信号，其中所述输入电路系统被配置成产生具有输入相位偏移的所述载波输入信号和所述峰值输入信号，所述输入相位偏移处于20度到160度的范围内；
组合节点，所述组合节点被配置成将由所述载波放大路径产生的载波输出信号与由所述峰值放大路径产生的峰值输出信号组合；
复组合负载匹配电路，所述复组合负载匹配电路连接在所述多尔蒂放大器的所述组合节点与输出之间，其中所述复组合负载匹配电路包括两条传输线段，所述两条传输线段串联连接在所述多尔蒂放大器的所述组合节点与所述输出之间，其中所述传输线段被配置成使得所述复组合负载匹配电路提供复阻抗ZL，并且所述复阻抗的电抗部分的归一化值xn的绝对值处于0.1到5.3的范围内；
峰值输出电路，所述峰值输出电路连接在所述峰值放大器输出与所述组合节点之间，其中所述峰值输出电路的电气长度等于0度或n*180度，其中n＝整数值；以及
载波输出电路，所述载波输出电路连接在所述载波放大器输出与所述组合节点之间，其中当所述峰值输出电路的所述电气长度为0度时，所述载波输出电路的电气长度θx等于所述输入相位偏移的绝对值。
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