CN101060186A - 放大器和无线通信电路 - Google Patents

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CN101060186A CNA2007100964238A CN200710096423A CN101060186A CN 101060186 A CN101060186 A CN 101060186A CN A2007100964238 A CNA2007100964238 A CN A2007100964238A CN 200710096423 A CN200710096423 A CN 200710096423A CN 101060186 A CN101060186 A CN 101060186A
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Abstract

以低失真放大信号。作为本发明的一种形态的放大器具备：输入输入信号的输入端子；第1～第i块，其包含：具有各自不同的第1～第i共振频率(第1共振频率＜第2共振频率＜…＜第i共振频率)的第1～第i共振器，和放大通过了上述第1～第i共振器的信号的第1～第i放大部；把上述输入信号分配给上述第1～第i共振器的分配部；合成通过了上述第1～第i块的信号得到合成信号的合成部；以及输出上述合成信号的输出端子；其中，第j(j是1至i－1之间的整数)的块具有使通过上述第j块的信号与通过第j+1块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差的相位调整部。

Description

放大器和无线通信电路
技术领域
本发明涉及放大器和无线通信电路。
背景技术
放大器的使用是为了把信号放大到所希望的电场强度。在只用1个放大器件不能放大到所希望的功率时，有通过并联连接许多放大器件，同相合成各放大器件的输出功率得到所希望的功率的方法。
另一方面，在放大器中使用的放大器件由于具有非线性，所以存在把非线性失真和信号一同输出的问题。作为应对方法虽然有使放大器件在线性良好的低输出区域工作的方法，但在低输出区域上存在效率显著降低的问题。
因而为了让放大器高效率地工作，有并联连接非线性的放大器件，通过改变使各放大器件工作的时间进行线性输出的所谓推挽的方法。此外，还有使用用于消除从非线性的放大器件输出的失真的线性化电路的方法。作为线性化电路的一般的使用方法，有预先给予具有放大器件的逆失真的信号，把用具有该逆失真的信号补偿输入信号的信号给予放大器的前置补偿型线性化电路。此外，还有从放大器件的输出信号中取出失真信号，根据取出的失真信号生成逆失真信号，通过从放大器件的输出信号中减去该逆失真信号以消除失真的前馈型线性化电路。
但是在这些方法中存在需要附加电路、温度稳定化的电路等的问题，和放大器的构成变得复杂需要开发时间的问题。此外，在放大器的输出中依然包含失真，即使在放大器的后级上设置滤波器，除去该失真也是困难的。
[专利文献1]特开2001-345601号公报
[专利文献2]特表2002-513227号公报
发明内容
本发明就是要提供一种可以以低失真放大信号的放大器，以及无线通信电路。
作为本发明的一种形态的放大器具备：输入输入信号的输入端子；第1～第i块，其包含：具有各自不同的第1～第i共振频率(第1共振频率＜第2共振频率＜…＜第i共振频率)的第1～第i共振器，和放大通过了上述第1～第i共振器的信号的第1～第i放大部；把上述输入信号分配给上述第1～第i共振器的分配部；合成通过了上述第1～第i块的信号得到合成信号的合成部；以及输出上述合成信号的输出端子；其中，第j(j是1至i-1之间的整数)的块具有使通过上述第j块的信号与通过第j+1块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差的相位调整部。
作为本发明的一种形态的无线通信电路具备：输入发送数据的输入端子；第1～第i块；对上述发送数据实施发送处理生成发送信号并且把生成的上述发送信号给予上述第1～第i块的信号处理电路；合成通过了上述第1～第i块的信号得到合成信号的功率合成部；输出上述合成信号的输出端子；其中，上述第1～第i块具有：变换通过上述第1～第i块的信号的频率的第1～第i频率变换器；把具有分别不同的第1～第i频率(第1频率＜第2频率＜…＜第i频率)的第1～第i基准信号给予上述第1～第i频率变换器的第1～第i发信器；放大通过上述第1～第i块的信号的第1～第i放大部；具有和上述第1～第i频率相同频率的共振频率并且从利用上述第1～第i放大部放大的信号中取得与上述共振频率相应的信号的第1～第i共振器，第j(j是1至i-1之间的整数)以及第j+1的发信器通过把具有分别不同的相位的第j和第j+1的上述基准信号给予第j和第j+1频率变换器，使通过第j和第j+1块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差。
作为本发明的一种形态的无线通信电路具备：输入发送数据的输入端子；第1～第i块；对上述发送数据实施发送处理生成发送信号并且把生成的上述发送信号给予上述第1～第i块的信号处理电路；合成通过了上述第1～第i块的信号得到合成信号的功率合成部；输出上述合成信号的输出端子；其中，上述第1～第i块具有：变换通过上述第1～第i块的信号的频率的第1～第i频率变换器；把具有分别不同的第1～第i频率(第1频率＜第2频率＜…＜第i频率)的第1～第i基准信号给予上述第1～第i频率变换器的第1～第i发信器；放大通过上述第1～第i块的信号的第1～第i放大部；具有和上述第1～第i频率相同频率的共振频率并且从利用上述第1～第i放大部放大的信号中取得与上述共振频率相应的信号的第1～第i共振器；其中，第(j是1至i-1之间的整数)块进一步具有使通过上述第j块的信号与通过第j+1块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差的相位调整部。
如果采用本发明，则能够提供能够以低失真放大信号的放大器和无线通信电路。
附图说明
图1是表示本发明的放大器的一实施例的构成图。
图2是用于说明功率合成的原理的图。
图3是表示反相合成时的频率响应特性的图。
图4是表示同相合成时的频率响应特性的图。
图5是表示在非线性放大器件上输入了同电平的2个正弦波信号时的输出频率响应特性的图。
图6是表示在非线性放大器件上输入了电平不同的2个正弦波信号时的输出频率响应特性的图。
图7是表示在非线性放大器件上输入了调制信号时的输出频率响应特性的图。
图8是表示在图1(i＝4)的电路中输入了调制信号时的放大器件端的输出频率响应特性的图。
图9是表示在图1的电路中输入了调制信号时的各放大部的输出频率响应特性的图。
图10是表示图1(i＝6)的电路的输出频率响应特性的图。
图11是表示图1(i＝4)的电路的输出频率响应特性的图。
图12是表示放大部的具体的构成例子的电路图。
图13是表示场效应型晶体管中的I-V曲线的图。
图14是表示本发明的放大器的一实施例的构成图。
图15是表示本发明的放大器的一实施例的构成图。
图16是表示本发明的放大器的一实施例的电路图。
图17是表示本发明的放大器的一实施例的电路图。
图18是表示采用了GFSK时的调制信号的图。
图19是表示本发明的放大器的一实施例的构成图。
图20是表示放大器的具体的构成例子的电路图。
图21是表示图19所示的实施例的输出频率响应特性的图。
图22是表示本发明的放大器的一实施例的构成图。
图23是表示本发明的放大器的一实施例的构成图。
图24是表示把本发明的一实施例的放大器适用到无线通信装置的发送部时的构成例子的图。
图25是表示把本发明的一实施例的放大器适用到无线通信装置的接收部时的构成例子的图。
图26是表示本发明的无线通信电路的一实施例的构成图。
图27是表示本发明的无线通信电路的另一实施例的构成图。
图28是表示功率分配器的构成例子的图。
图29是表示功率分配器的另一构成例子的图。
图30是表示分频器的构成例子的图。
符号说明
101(1)～101(i)：共振器，102(1)～102(i)：可变相位器(相位调整部)，103(1)～103(i)：可变振幅器(振幅调整部)，104(1)～104(i)、1004a～1004g：放大部，105：功率分频器(分配部)，106：功率合成器(功率合成部)，107(1)～107(4)：延迟电路，108：低通滤波器，109：外部控制装置，112(1)～112(4)：高次谐波处理电路，113(1)～113(2)：0.5波长共振器，114(1)～114(2)：1波长共振器，1100b：包含尺寸大的放大器件的放大部，1009a、1009b、1100a、1101a、1101b：包含尺寸小的放大器件的放大部，201：输入端子，202：输出端子，203：功率分配器，204：功率合成器，205：在共振频率f1下共振的共振电路，206：在共振频率f2下共振的共振电路，207a、207b、208a、208b：耦合电路，301a、302b：对用2个共振电路抽出的信号进行功率合成后的信号，302a、302b：用共振电路抽出的信号，303：信号，401：放大器件(晶体管)，402：输入匹配电路，403：输出匹配电路，404a、404b：偏置电路，405：输入端子，406：输出端子，407：正电源端子(集电极端子)，408：负电源端子(栅极端子)，409：开关，410：控制端子，501：信号处理电路，502、502(1)～502(3)：频率变换器(混频器)，503、503(1)～503(3)：本机信号发生器，504：功率放大器，505：频带限制滤波器，506：天线，507：低噪音放大器，601、606(1)～606(4)、609(1)～609(4)：50欧姆的线路，602(1)、602(2)、605(1)～605(4)、604(1)～604(1)：1/4波长线路，603、607、608：电阻，701：共振电路，702～704：共振器，711～714：耦合电路，41：分频电路，1～5、11～15、20～24：端口，BL(1)～BL(i)：块，BL(101)～BL(103)：块，G11、G11a：S11参数的曲线，G21、G21a、G111～G113：S21参数的曲线
具体实施方式
图1是表示本发明的放大器的第1实施例的图。
该放大器具备：输入端子98、功率分配器(分配部)105、块BL(1)～BL(i)(i是大于等于2的整数)、功率合成器(功率合成部)106及输出端子99。块BL(1)～BL(i)在这些输入侧上相对功率分配器105并联连接，在输出侧上与功率合成器106并联连接。
块BL(X)(X＝1～i)包含：共振器101(X)、可变相位部(相位调整部)102(X)、可变振幅部(振幅调整部)103(X)、放大部104(X)、共振器1001(X)。作为共振器101(X)以及共振器1001(X)有空洞型、电介质共振器型、半波长的m倍(m是大于等于1的整数)的传送线路型、使用电感器和电容器的集中常数型等。作为共振器101(X)和共振器1001(X)的导体部分可以使用超导体。这种情况下，能够取出具有更陡峭的形状的信号。使用了超导体的共振器在窄带的无线系统中特别有效。功率分配器105把从输入端子98输入的输入信号分配给块BL(1)～BL(i)。通过了块BL(1)～BL(i)的信号在功率合成器106中进行功率合成，合成信号从输出端子99输出。
在块BL(1)～BL(i)中的共振器101(1)～101(i)具有相互不同的共振频率f1、f2、…fi。假设有f1＜f2＜…＜fi的关系，共振频率的间隔可以一定，也可以不是一定。虽然在图1中按照共振频率小的顺序配置块但块的配置顺序是任意的。共振器101(1)～101(i)经由可变相位部102(1)～102(i)和可变振幅部103(1)～103(i)与放大部104(1)～104(i)连接。可变相位部和可变振幅部和放大器的连接顺序是任意的，例如可以交换可变相位部和可变振幅部的位置。放大部104(1)～104(i)的输出与和共振器101(1)～101(i)具有相同共振频率f1、f2、…fi的共振器1001(1)～1001(i)连接。
在此，通过了块BL(1)～BL(i)的信号(共振器1001(1)～1001(i)的输出信号)在共振频率的相邻的块之间，在功率合成器106中的功率合成时(即在功率合成点上)，可变相位部102(1)～102(i)、可变振幅部103(1)～103(i)被进行动作设定，使得在同一振幅下具有(180±30)+360×n度(n是大于等于0的整数)的范围的相位差(大致反相)。由此在功率合成器106中可以适宜地合成通过了各块BL(1)～BL(i)的信号。在此可变相位部102(1)～102(i)、可变振幅部103(1)～103(i)的动作设定可以用来自外部的控制信号进行。
在动作时，从输入端子98输入的信号在功率分配电路105中分配给共振器101(1)～101(i)。与共振器101(1)～101(i)的共振频率f1、f2、…fi相应的信号在共振器101(1)～101(i)中取得，取出的信号经由可变相位部102(1)～102(i)、可变振幅部103(1)～103(i)给予放大部104(1)～104(i)。给予放大部104(1)～104(i)的信号根据放大部104(1)～104(i)的增益放大。在放大时发生相互调制失真，而基于以后说明的理由，相互调制失真被抑制在很小。在放大部104(1)～104(i)中放大过的信号给予共振器1001(1)～1001(i)，在共振器1001(1)～1001(i)中除去在放大部104(1)～104(i)中发生的相互调制失真，在可变相位部102(1)～102(i)和可变振幅部103(1)～103(i)中除去因有源元件引起产生的失真。把在共振器1001(1)～1001(i)中除去了失真的信号给予功率合成器106，在功率合成器106中进行功率合成作为合成信号从输出端子99输出。图9表示把某一调制信号输入到图1的放大器时的频率响应的一例。
以下，进一步详细说明图1的放大器。
首先，用图2～图4详细说明功率合成器106中的功率合成。
图2是用于说明功率合成的原理的电路图。
具有共振频率f1的共振器205和具有共振频率f2的共振器206并联连接。201是输入端子，202是输出端子，203是功率分配器，204是功率合成器，207a是把共振器205与功率分配器203耦合的耦合电路，207b是把共振器206与功率分配器203耦合的耦合电路，208a是把共振器205与功率合成器204耦合的耦合电路，208b是把共振器206和功率合成器204耦合的耦合电路。
图3表示在共振器206和耦合电路208b的耦合M2是反相耦合(相位180度反转)的情况下，在输入端子201上输入某一信号时的频率响应。302a表示用共振器205抽出的信号，302b表示用共振器206抽出的信号，301a表示从输出端子202输出的信号(合成信号)。图4表示在共振器206和耦合电路208b的耦合M2是同相耦合(相位没有变化)的情况下，向输入端子201输入了上述某一信号时的输出端子202的频率响应。302a表示用共振器205抽出的信号，302b表示用共振器206抽出的信号，301b表示从输出端子202输出的信号。其中，假设共振器205和耦合电路207a的耦合m1(1)、共振器205和耦合电路208a的耦合m1(2)、共振器206和耦合电路207b的耦合m2是同相耦合。
在共振器206和耦合电路208b的耦合M2是同相耦合的情况下，即在要合成的2个信号是同相的情况下，如图4所示，在目的频带中的中心频率附近的信号振幅变低，不能得到所希望的信号。这有以下的原因：虽然在只并联连接了放大器件的以往的放大器中在同相下进行功率合成，但在图1的放大器中，在共振器101(1)～101(i)的各自中以共振频率为界，其前后的信号的相位反转。因此，如果以同相进行功率合成，则能够得到如图4所示那样在目的频带中的中心频率附近的振幅变低的信号、与此相反当共振器206和耦合电路208b的耦合M2是反相耦合的情况下，因为共振频率相邻的2个信号之间在合成前设置成反相，所以如图3所示，能够得到所相位的信号。所合成的2个信号即使不完全反相，但只要是大致反相，即如果是(180±30)+360×n度(n是大于等于0的整数)范围的相位差，就能够得到所希望的信号。
根据以上的原理在图1所示的放大器中，为了得到所希望的输出信号，以使通过共振频率相邻的块的信号之间大致为反相的方式进行可变相位部的动作设定。此外在功率合成时，因为需要在功率合成点上把合成的信号之间的振幅设置成相同，所以以满足该条件的方式对共振频率相邻的块之间的可变振幅部进行动作设定。而且，即使不设置可变振幅部，在功率合成点上在能够把所合成的2个信号的振幅设置成相同时，也可以省略可变振幅部。
以下，说明在放大部104(1)～104(i)中发生的相互调制失真。
图5表示在把具有相同信号电平且相互频率不同的2个正弦波信号输入到非线性放大器件时的输出频谱的一例。图中的实线表示放大了已输入的2个正弦波信号时的输出信号，虚线表示因2个正弦波信号引起发生的3次相互调制失真。从本图可知，3次相互调制失真在信号频带Δf(在此是2个正弦波信号的频率差)的3倍的范围内出现。图6表示把信号电平不同的2个正弦波信号(一方的正弦波信号的信号强度和图5的情况一样，另一方的正弦波信号的信号强度比它还小)输入到非线性放大器件时的输出频谱。可以理解3次相互调制失真与图5的情况相比大大降低。此外，虽然未图示，但对于大于等于5次的相互调制失真也一样。
图7表示把具有某一频带的调制信号(在某一频带的整体上都具有一定的信号强度)输入到非线性放大器件时的输出频谱的一例。和图5一样，在输入信号的频带的3倍的频率范围内出现相互调制失真。另一方面，图8表示在图1中设i＝4时从输入端子98输入了上述某一调制信号的情况下，使放大部104(1)～104(4)的输出重合的频谱。
通过共振器101(1)～104(4)的各信号相当于把上述某一调制信号分割为4个频带的信号。各信号具有分别接近正弦波的波形(即在图8中各信号的信号强度在中心越偏离最高中心就越小)，此外具有比上述某一调制信号的频带还窄的频带。这样各信号具有接近难以失真的正弦波的波形，并且具有窄频带，所以从各信号生成的相互调制失真的信号电平也分别减小，并且各相互调制失真的信号频带也变窄。因而，通过对放大部104(1)～104(4)的输出进行合成，即使与图7和图8比较也知道能够得到失真少的输出信号。但是，在图1中因为在放大部104(1)～104(i)的后级上配置共振器1001(1)～1001(i)，所以用这些共振器1001(1)～1001(i)能够除去在放大部104(1)～104(i)中发生的相互调制失真，在可变相位部102(1)～102(i)和可变振幅103(1)～103(i)中因有源元件引起而发生的失真。因而，如果采用本实施例，则能够得到失真非常少的输出信号(合成信号)。
图10是表示图1的放大器使目的频带的信号通过，阻止目的频带外的信号的通过的图。更详细地说图10表示在图1的电路中设i＝6，把放大部104(1)～104(6)的增益设置为0dB时的频率响应(输入端子98和输出端子99各自中的频率响应)的例子。
在此，作为对输入端子98的输入信号使用平整(flat)的信号(在全频带中具有一定的信号强度的信号)。此外，共振器101(1)～101(6)、1001(1)～1001(6)的共振频率f1～f6设为f1＝1.9812GHz、f2＝1.988GHz、f3＝1.9953GHz、f4＝2.0047GHz、f5＝2.012GHz、f6＝2.0188GHz。此外，把用于将共振器101(1)～101(6)与外部电路(用于把共振器与功率分配电路耦合的耦合电路，以及用于把共振器与可变相位部耦合的耦合电路)耦合的耦合Q值(外部耦合Q值)设为Qe＝400。同样，把用于将共振器1001(1)～1001(6)与外部电路(用于把共振器与放大部耦合的耦合电路，以及用于把共振器与功率合成器耦合的耦合电路)耦合的耦合Q值设置为Qe＝400。在此定义共振器的耦合度。如果假设共振器的输入侧的耦合Q值为Qin，共振器的输出侧的耦合Q值为Qout，则共振器的耦合度用1/(1/Qin+1/Qout)表示。例如共振器101(1)的耦合度是1/(1/400+1/400)＝200。
在图10中表示在以频率作为横轴、以S11参数(＝反射信号电压/输入信号电压)作为纵轴的坐标系上描画的曲线(反射特性曲线)G11(在输入端子98中的频率响应)，和在以频率作为横轴、以S21参数(＝输出信号电压/输入信号电压)作为纵轴的坐标系上描画的曲线(通过特性曲线)G21(在输出端子99中的频率响应)。如从这些图像曲线G11、G21中可以理解的那样，如果采用本实施例，则目的频带的信号通过，非目的频带的信号的大部分被阻止通过(反射到输入端子T1上)。在此表示了把放大部104(1)～104(6)的增益设置为0db的例子，但通过增大放大部104(1)～104(6)的增益，特性曲线G11、G21能够与其相应通过上下移动的形式得到。像这样根据本实施例，则能够理解以低失真放大并输出目的频带的信号，阻止非目的频带的信号的通过。
图11表示配置4个共振器101(1)～101(4)、4个共振器1001(1)～1001(4)，在各块中共振器的耦合值Qs不同(在各块中共振器的耦合度不同)时的频率响应(在输入端子98以及输出端子99各自中的频率响应)的例子。
但是，和图10的情况一样，放大部104(1)～104(4)的增益设置为0dB，设成共振器101(1)、1001(1)的共振频率f1＝1.988GHz，共振器101(2)、1001(2)的共振频率f2＝1.9958GHz，共振器101(3)、1001(3)的共振频率f3＝2.0042GHz，共振器101(4)、1001(4)的共振频率f4＝2.012GHz。此外，共振器101(1)、1001(1)、101(4)、1001(4)的耦合Q值设成Qe1、Qe4＝500，共振器101(2)、1001(2)、101(3)、1001(3)的耦合Q值设成Qe2、Qe3＝400。即，提高在目的频带两端上的共振器的耦合Q值(提高耦合度)。这样通过提高在目的频带两端上的共振器的耦合Q值，如从S11参数的曲线G11a、S21参数的曲线G21a中能够理解的那样，能够增大目的频带外的衰减量。第s共振器以及第t共振器可以是第j共振器。
图12表示放大部104(1)～104(i)的具体构成的一例。
在此表示作为放大器件使用了场效应型晶体管401的例子。场效应型晶体管401源极接地。在场效应型晶体管401的栅极侧上连接输入匹配电路402，在漏极侧上连接输出匹配电路403。偏置电路404a的一端与场效应型晶体管401的栅极侧连接，另一端与栅极端子408连接。偏置电路404b的一端与场效应型晶体管401的漏极侧连接，另一端与漏极端子407连接。作为偏置电路404a在此表示的是使用了电阻的例子，作为偏置电路404b在此表示的是使用了电感的例子。405是输入端子，406是输出端子。在栅极端子408上施加负电压，在漏极端子407上施加正电压，从输入端子405输入信号，从输出端子406得到输出信号。
图13表示在场效应型晶体管401中的I-V(漏极电流-漏极电压)曲线。如从该I-V曲线可以理解的那样，通过改变栅极电压可以改变晶体管的电流。此外，如图中的箭头所示通过改变晶体管的工作点能够变更消耗功率。当想得到线性时使晶体管在A级下工作，在想得到效率的情况下使晶体管在B级下工作。当需要其中间特性的情况下，使晶体管在AB级下工作。由此可以控制放大器件自身的消耗功率。此外，通过与输入到放大部104(1)～104(i)中的信号的能量密度一致地设定在放大部104(1)～104(i)中的晶体管的工作点能够实现高的工作效率。该方法特别在调制方式根据时间而不同的情况下有效。例如，当如某一时间进行QPSK(QuadraturePhase Shift Keying：正交相移键控)调制，另一时间进行GMSK(Gaussianfiltered Minimum Shift Keying：高斯过滤最小频移键控)调制那样，在频率轴上的能量分布变化的情况下，通过改变晶体管的工作点，可以在各调制方式中进行效率劣化少的放大。此外，在使用双极性的器件的情况下，通过改变基极电压能够得到同样的效果。
图14是表示本发明的放大器的第2实施例的图。
该放大器通过把延迟电路(延迟器)107(1)～107(4)作为图1中的可变相位部使用，使得通过具有相邻的共振频率的各块的信号在功率合成点上具有(180±30)+360×n度(n是大于等于0的整数)范围的相位差。例如，当假设在共振器101(1)～101(4)的各自中产生180°的相位延迟的情况下，在延迟电路107(2)、107(4)中产生180°的相位延迟，在延迟电路107(1)、107(3)中产生0°的相位延迟。这样，通过使用不包含有源元件的延迟电路，能够得到失真更少的信号。在图1中，是在输出侧上配置共振器1005(1)～1005(i)实现更小的失真，但在本例子中在输出侧上不配置共振器。在相比较失真的情况不严重的情况下，即使是省略了输出侧的共振器的构成，也能够得到不会对通信有影响的程度的输出信号。
图15是作为针对在图14的放大部104(1)～104(4)中发生的高次谐波的应对方法，在功率合成器106的后级上配置了低通滤波器108的图。通过把在功率合成器106中得到的合成信号输入到低通滤波器108中，能够除去在各放大部中发生的高次谐波。即使把低通滤波器置换为带通滤波器，也可以得到和低通滤波器时一样的效果。而且，当然也可以把低通滤波器或者带通滤波器追加在图1的构成中。
图16是表示本发明的放大器的第3实施例的图。
在此，表示的是在放大部104(1)～104(5)中放大器件的级数分别不同的例子。放大部104(2)包含级联连接成2级的放大器件1004a、1004b。放大部104(3)包含级联连接成3级的放大器件1004c、1004d、1004e。放大部104(4)包含级联连接成2级的放大器件1004f、1004g。放大部104(1)和放大部104(5)只包含一个放大器件。第s放大部和第t放大部可以是第j放大部。一般，调制信号(通信信号)有如图17所示那样均衡地在频带上分散能量的信号，也有中心频率附近的能量大、频带端部上能量小的信号。因而与各个信号电平的大小一致地决定在各放大部104(1)～104(5)中的放大器件的级数。由此，在各块中可以以最佳的效率使放大器件工作。此外由此可变振幅部103(1)～103(5)的可变幅度也能够减小。
图17表示在各放大部中使用了分别不同的尺寸(size)(输出功率电平)的放大器件(晶体管)的例子。更详细地说，在各放大部中最终级的放大器件的尺寸不同。放大部104(1)具有相同尺寸的2个放大器件1009a、1009b。放大部104(2)具有不同尺寸的2个放大器件1100a、1100b，后级的放大器件1100b的尺寸比前级的放大器件1100a以及放大部104(1)中的放大器件1009b还大。放大部104(3)具有同样尺寸的2个放大器件1101a、1101b，后级的放大器件1101b的尺寸比在放大部104(2)中的放大器件1100b小。第s放大部和第t放大部可以是第j放大部。用共振器101(1)～101(3)把调制信号(通信信号)在频率轴上分割为多个区域，在放大各分割后的信号时，对于频带宽的信号需要大的放大能量。因而，与信号频带的大小相应，此外与信号电平的大小相应地通过把适宜尺寸的放大器件配置在放大部上，能够使放大器件高效率地工作。
如上所示，如用图16以及图17说明的那样，通过对每个放大器改变放大器件的级数和尺寸，能够使放大器件高效率地工作。如果进一步详细地说明则如下。
在当今以欧洲为中心在世界上被广泛使用的手机系统之一中有GSM(Global System for Mobile Communications：全球通)。在该GSM中使用的作为调制方式的GMSK(Gaussian filtered Minimum Shift Keying：高斯过滤最小频移键控)，以及作为在蓝牙(Bluetooth)(注册商标)中使用的GFSK(Gaussian filtered Frequency Shift Keying：高斯过滤频移键控)中，为了进行窄带传送使用高斯滤波器切割旁瓣(进行频带限制)。因此作为调制信号具有中心频率部分的能量密度高的分布。作为一例在图18中表示使用了GFSK时的调制信号的例子。横轴是中心频率，使用经过归一化的值。表示的是BT＝0.3，BT＝0.5，BT＝1.0时的信号。BT(BandwidthTime：带宽时间)表示高斯滤波器的归一化频带宽度，是指如果BT的值减小则频带宽度扩大的意思。BT的值越小，在中心频率部分上能量密度越高。当把BT＝0.3那样的信号作为对放大器的输入信号使用，在频率轴上进行了分割的情况下，在中心频率附近的频带的放大部和端附近的频带的放大部中输出功率电平大不相同。因此，如果在各频带中以相同尺寸的放大器件进行放大，则端部的区域中的放大部的效率变差。因而例如，由于与调制信号的能量分布相应地使用输出功率电平不同的放大器件进行放大，因而能够提高整体的放大效率。例如，当在输入侧上使用具有相同耦合Q的4个共振器的情况下，在4个分割频带中与两端的频带对应的块中，作为在放大部中使用的放大器件，利用在其他的块的放大部中使用的放大器件的输出功率电平的80％左右的放大器件。
图19是表示本发明的放大器的第4实施例的图。
放大部104(1)～104(4)具有切换自身的动作的开/关(动作状态，非动作状态)的切换部。由外部控制装置109发出控制信号，根据该控制信号，放大部104(1)～104(4)使用切换部进行自身的动作状态的切换。图20表示可以切换动作状态的放大器的构成例子。在图12中的漏极端子407和偏置电路404b之间设置作为切换部的开关409。通过开关409根据从外部控制部109给予控制器端子410的电压(外部控制信号)对来自漏极端子407的电源供给进行开关，能够切换场效应型晶体管401的工作状态。除了该构成以外，还有通过把栅极侧的负电压切换到使场效应型晶体管401成为夹断状态的值，把场效应型晶体管401设置为关断的构成。图21表示使用图19所示的放大器，一边改变进行动作的放大部的数量一边进行的模拟结果(通过特性)。横轴是频率，纵轴是S21参数。用曲线G111表示使4个放大部104(1)～104(4)全部工作时的模拟结果，用曲线G112表示只让3个放大部104(2)～104(4)工作时的模拟结果，用曲线图G113表示只让2个放大部104(3)、104(4)工作时的模拟结果。如从曲线G111～G113中能够理解的那样，通过与要发送的信号频带一致地只让所需要的放大部工作，能够得到所希望的输出信号。即，如果采用本构成，则即使对于频带不同的信号也能够维持在高的效率下的工作。
图22是表示本发明的放大器的第5实施例的图。
该放大器在放大部104(1)～104(4)的输出侧具有高次谐波处理电路112(1)～112(4)。在放大部104(1)～104(4)中的相互调制失真虽然因上述的原因而减小，但受到放大部104(1)～104(4)的限幅的信号能量变成高次谐波并输出。因而，通过在放大部104(1)～104(4)的输出侧上设置高次谐波处理电路112(1)～112(4)，可以提高放大部104(1)～104(4)的效率。作为高次谐波处理电路的例子，是可以通过把偶数次的高次谐波设置成短路，把奇数次的高次谐波设置成开路进行F级工作的电路，理想的是能够实现100％的效率。通过把这种电路连接到各放大部的输出侧上，能够使各放大部工作在效率高的状态下。
图23是表示本发明的放大器的第6实施例的图。
在该放大器中，各共振器分别包含延迟单元。共振频率相邻的共振器之间是(0.5+K)波长(K是大于等于0的整数)共振器和L波长(L是大于等于1的整数)共振器。在图23中表示K＝0，L＝1时的例子。具体地说，共振器113(1)是具有该共振频率f1的半波长的传输线路的半波长共振器，共振器114(1)是具有该共振频率f2的波长的传送线路的1波长共振器，共振器113(2)是具有该共振频率f3的半波长的传输线路的半波长共振器，共振器114(2)是具有该共振频率f4的波长的传送线路的1波长共振器。邻接的共振器如果能够满足与上述的关于K和L的条件，则各共振器可以是任何传送线路长度的共振器。例如，共振器113(1)是0.5波长共振器，共振器114(1)是1波长共振器，共振器113(1)是1.5波长共振器，共振器114(2)是2波长共振器。
用图24以及图25说明把以上说明过的放大器(图1，图14，图15，图16，图17，图19，图22，图23)组装到无线通信装置中的例子。
图24概略表示在无线通信装置中的发送部的构成例子。把要发送的数据500输入到信号处理电路501，通过实施数字-模拟变换、编码以及调制等的发送处理，生成基带或者中间频带(Intermediate Frequency：IF)的发送信号。在信号处理电路501中生成的发送信号输入到频率变换器(混频器)502，通过和来自本机信号发信器503的本机信号进行相乘，频率变换为，即增频为无线频带(Radio Frequency：RF)的信号。从混频器502输出的RF信号在用作为与本提案涉及的放大器的功率放大器(PA：PowerAmplifier)504放大后，输入到频带限制滤波器(发送滤波器)505。用功率放大器504放大过的RF信号在该滤波器505中受到频带限制，在除去不需要的频率成分后，从天线506作为电波发射到空间中。在本提案涉及的放大器504中在能够除去不需要的频率成分的情况下，不设置频带限制滤波器505也行。
图25概略表示在无线通信装置中的接收部的构成例子。在天线506中接收到的信号输入到频带限制滤波器(接收滤波器)508，在该接收滤波器508中受到频带限制并除去不需要的频率成分后，输入到作为与本提案涉及的放大器的低噪音放大器(LNA：Low Noise Amplifier)507。在低噪音放大器507中经过放大的信号输入到混频器502，通过和来自本机信号发生器503的本机信号的进行相乘，变换为基带或者中间频率。通过该变换变成低的频率的信号输入到信号处理电路501，通过实施解调处理，输出接收数据509。在低噪音放大器(LAN：Low Noise Amplifier)507中，当可以除去不需要频率成分的情况下，不设置频带限制滤波器508也行。
图26表示本发明的无线通信电路的一实施例。
该无线通信电路具备：输入端子91、信号处理电路501、块BL(101)～BL(103)、功率合成器106、输出端子92。块BL(101)～BL(103)具有混频器502(1)～502(3)、发信器503(1)～503(3)、放大器104(1)～104(3)、共振器1001(1)～1001(3)。块BL(101)～BL(103)在其输入侧上并联连接信号处理电路501。块BL(101)～BL(103)在其输出侧上并联连接功率合成器106。
信号处理电路501对从输入端子91输入的数据实施数字-模拟变换、编码以及调制等的发送处理，生成基带或者中间频带(IntermediateFrequency：IF)的发送信号并且把生成的发送信号给予块BL(101)～BL(103)。而且，给予各块BL(101)～BL(103)的发送信号相同。
在块502(1)～502(3)中的混频器502(1)～502(3)使用来自发信器503(1)～503(3)的基准信号，把从信号处理电路501给予的发送信号增频到无线频带(Radio Frequency：RF)。各无线频率的信号在放大器104(1)～104(3)中被放大后，给予共振器1001(1)～共振器1001(3)。在此，发信器503(1)～503(3)的振荡频率假设和共振器1001(1)～1001(3)的共振频率相同。即振荡器503(1)～503(3)的振荡频率完全不同。此外，通过配置共振器1001(1)～1001(3)，通过了各块的信号在相邻的共振频率的块之间，需要在功率合成器106中的功率合成点中具有同振幅(180±30)+360×n度(n是大于等于0的整数)范围的相位差。因此，让振荡器503(1)～503(3)以满足这样的条件的振幅和相位振荡。假如在同相位下使振荡器503(1)～503(3)振荡的情况下，例如如图27所示，需要配置在混频器502(1)～502(3)和放大部104(1)～104(3)中间用于调整相位的可变相位部102(1)～102(3)。作为可变相位部也可以使用延迟电路。
共振器1001(1)～1001(3)从由放大部104(1)～104(3)给予的信号中取出与自身的共振频率相应的信号给予功率合成器106。此时，在混频器502(1)～502(3)以及放大部104(1)～104(3)中因有源元件的非线性引起发生的失真在共振器1001(1)～1001(3)中除去，把这样除去了失真的信号给予功率合成器106。
功率合成器106合成从共振器1001(1)～1001(3)给予的信号并取出合成信号，把取得的合成信号从输出端子92输出。从输出端子92输出的合成信号例如经由滤波器从天线(参照图24)作为电波发射到空间中。在此，在基于混频器502(1)～502(3)进行频率变化时产生的失真因为在共振器1001(1)～1001(3)中被除去，所以不会叠加在输出信号上。这是和图24的构成不同的大的特征。
图28作为功率分配器105的构成例子，表示把使用了微波传输线路的2分威尔金森型分配器设置成2级构成的4分配器。
在50欧姆的线路601的一端上设置输入端口1，在另一端上连接70.7欧姆的1/4波长的2条线路602(1)、602(2)的一端。线路602(1)、602(2)的另一端之间用50欧姆的电阻603连接，由此构成2分配器。通过把该2分配器设置成2级构成实现4分配器。在第2级中的各1/4波长的线路605(1)～605(4)上连接50欧姆线路606(1)～606(4)的一端，在50欧姆线路606(1)～606(4)的另一端上设置输出端口2～5。607、608是50欧姆的电阻。如果把2～5设置为输入端口，把1设置为输出端口，则可以把图28所示的构成作为合成器利用。
图29表示牺牲隔离特性而着重了低损失地构成4分配器的例子。
在50欧姆的线路601的一端上设置输入端口11，在另一端上连接100欧姆的1/4波长的4条线路604(1)～604(4)的一端。在线路604(1)～604(4)的另一端上连接50欧姆线路609(1)～609(4)。在50欧姆线路609(1)～609(4)的输出侧上设置输出端口12～15。
图30表示图1中的功率分配器105和共振电路101(1)～101(i)(假设i＝4)作为分波器的构成例子。
分波电路41具有在终端部中以共振频率f1共振的共振电路701(相当于图1的共振器101(1))。共振电路701根据从端口20输入的信号共振，共振信号经由耦合电路711(相当于图1中把共振器101(1)与可变相位部102(1)耦合的耦合电路)从端口21输出。共振频率f2的共振器702(相当于图1的共振器102(2))在从共振频率f1的共振电路701的位置偏离共振频率f2的1/4波长(λg2/4)的位置上与分波电路41耦合。共振器702把耦合电路712(在图1中相当于把共振器101(2)与可变相位部102(2)耦合的耦合电路)耦合，共振器702中的共振信号经由耦合电路712从端口22输出。同样共振频率f3的共振器703在从共振电路701的位置偏离了共振频率f3的3/4波长(λg3/4)的位置上与分波电路41耦合。共振器703与耦合电路713(在图1中相当于把共振器101(3)与可变相位部102(3)耦合的耦合电路)耦合，在共振器703中的共振信号经由耦合电路713从端口23输出。共振频率f4的共振器704在从共振电路701的位置偏离了共振频率f4的5/4波长(λg4/4)的位置上与分波电路41耦合。共振器704和耦合电路714耦合，共振器704中的共振信号经由耦合电路714从端口24输出。

Claims (15)

1.一种放大器，具备：
输入输入信号的输入端子；
第1～第i块，其包含：具有各自不同的第1～第i共振频率(第1共振频率＜第2共振频率＜...＜第i共振频率)的第1～第i共振器，和放大通过了上述第1～第i共振器的信号的第1～第i放大部；
把上述输入信号分配给上述第1～第i共振器的分配部；
合成通过了上述第1～第i块的信号得到合成信号的合成部；以及
输出上述合成信号的输出端子；
其中，第j(j是1至i-1之间的整数)块具有使通过上述第j块的信号与通过第j+1块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差的相位调整部。
2.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于：上述第j块作为上述相位调整部具有延迟电路。
3.根据权利要求2所述的放大器，其特征在于：上述第j+1块具有使通过上述第j+1块的信号与通过上述第j块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差的相位调整部。
4.根据权利要求3所述的放大器，其特征在于：上述第j+1块作为上述相位调整部具有延迟电路。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的放大器，其特征在于：上述第1～第i块在上述第1～第i放大部的后级上包含具有和上述第1～第i共振频率相同的共振频率的共振器。
6.根据权利要求1至4中的任意一项所述的放大器，其特征在于：上述第1～第i块进一步具有响应外部控制信号来切换上述第1～第i放大部的开关的切换部。
7.根据权利要求1至4中的任意一项所述的放大器，其特征在于：上述第1～第i块进一步具有调整通过上述第1～第i块的信号的振幅的振幅调整部。
8.根据权利要求7所述的放大器，其特征在于：第s(1～i之间的整数)放大器具有m个级联连接的放大器件，第t(1～i之间的整数)放大部具有n(≠m)个级联连接的放大器件。
9.根据权利要求7所述的放大器，其特征在于：第s(1～i之间的整数)放大部以及第t(1～i之间的整数)放大部具有分别不同的尺寸的放大器件。
10.根据权利要求1至4中的任意一项所述的放大器，其特征在于：第s(1～i之间的整数)的共振器的耦合度和第t(1～i之间的整数)的共振器的耦合度不同。
11.根据权利要求1至4中的任意一项所述的放大器，其特征在于：上述第1～第i共振器中的导体部分用超导体形成。
12.一种无线通信电路，其特征在于，具备：
输入发送数据的输入端子；
第1～第i块；对上述发送数据实施发送处理生成发送信号并且把生成的上述发送信号给予上述第1～第i块的信号处理电路；
合成通过了上述第1～第i块的信号得到合成信号的功率合成部；以及
输出上述合成信号的输出端子；
其中，上述第1～第i块具有：
变换通过上述第1～第i块的信号的频率的第1～第i频率变换器；
把具有分别不同的第1～第i频率(第1频率＜第2频率＜...＜第i频率)的第1～第i基准信号给予上述第1～第i频率变换器的第1～第i发信器；
放大通过上述第1～第i块的信号的第1～第i放大部；以及
具有和上述第1～第i频率相同频率的共振频率并且从利用上述第1～第i放大部放大的信号中取得与上述共振频率相应的信号的第1～第i共振器，
其中，第j(j是1至i-1之间的整数)以及第j+1的发信器通过把具有分别不同的相位的第j和第j+1的上述基准信号给予第j和第j+1频率变换器，使通过第j和第j+1块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差。
13.一种无线通信电路，其特征在于，具备：
输入发送数据的输入端子；
第1～第i块；
对上述发送数据实施发送处理生成发送信号并且把生成的上述发送信号给予上述第1～第i块的信号处理电路；
合成通过了上述第1～第i块的信号得到合成信号的功率合成部；
输出上述合成信号的输出端子；
其中，上述第1～第i块具有：
变换通过上述第1～第i块的信号的频率的第1～第i频率变换器；
把具有分别不同的第1～第i频率(第1频率＜第2频率＜...＜第i频率)的第1～第i基准信号给予上述第1～第i频率变换器的第1～第i发信器；
放大通过上述第1～第i块的信号的第1～第i放大部；以及
具有和上述第1～第i频率相同频率的共振频率并且从利用上述第1～第i放大部放大的信号中取得与上述共振频率相应的信号的第1～第i共振器；
其中，第j(j是1至i-1之间的整数)块进一步具有使通过上述第j块的信号与通过第j+1块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差的相位调整部。
14.根据权利要求13所述的无线通信电路，其特征在于：上述第j+1块进一步具有使通过上述第j+1块的信号与通过第j块的信号具有{(180±30)+(360×n)}度(n是大于等于0的整数)范围的相位差的相位调整部。
15.根据权利要求13或者14所述的无线通信电路，其特征在于：上述相位调整部是延迟电路。
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