JP3981104B2 - フィルタ回路及びこれを用いた無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、特に無線通信装置の送信部における電力増幅器の後段に配置される帯域制限用フィルタに適したフィルタ回路及びこれを用いた無線通信装置に関する。

無線通信装置の送信部においては、高周波信号を増幅してアンテナに送信電力を供給する電力増幅器の後段に帯域制限のためのフィルタが配置される。このような用途のフィルタは、一般に複数の共振器を縦続接続することで実現される。この場合、共振器の入出力結合係数と外部Ｑの値を適当に決めることによって、フィルタの通過周波数範囲や阻止域減衰量を決定することができる。

フィルタに入力された信号の電力は、縦続接続された全ての共振器をほぼ同じ電力量で通過する。各共振器に蓄積されるエネルギー（電力）は共振器の入力結合係数及び出力結合係数に依存している。入力結合係数とは共振器の入力端と入力回路との間の結合係数であり、出力結合係数とは共振器の出力端と出力回路との間の結合係数である。一般に、これらの結合係数が小さい共振器に対しては、蓄積される電力が集中する。電力集中で問題となることは、金属エッジなどに電界が集中する結果、金属の抵抗によって発熱することで小型化のために用いている誘電体などを焦がしてしまうことである。電界集中の度合いに合わせて共振器を換えることは設計上困難であるため、通常は耐電力性の高い共振器を用いてフィルタを作ることになる。

そこで、フィルタを通過する信号電力を各共振器に分散させて所要のフィルタ特性を実現するために、複数の共振器を並列に接続してフィルタを構成する方法が提案されている（特許文献１）。複数の共振器を並列に接続すると、入力された信号の電力が各共振器に分配されることによって、フィルタの耐電力特性が向上する。この場合、各共振器に異なる共振周波数を持たせ、隣り合う共振周波数を持つ共振器を通過する信号が互いに逆相となるようにすることで、所要のフィルタ特性を実現することができる。

このような複数の共振器を並列接続したフィルタの設計は、非特許文献１に報告されているように複数の共振器を縦続接続したフィルタと等価になるようにする方法で行われている。
特開２００１−３４５６０１号公報 加藤, 山中, 馬, 小林, "HFSSとMDSを用いた２重モード方形導波管フィルタの等価回路の検討," 信学技報, MW 98-85, pp. 73-80, Sep. 1998.

特許文献１のフィルタにおいては各共振器に電力を分散しているが、非特許文献１のように各共振器間で入力結合係数及び出力結合係数を変えることで所望のフィルタ特性を実現するため、電力分散を均等に行うことはできない。また、特許文献１のフィルタでは共振器縦続接続型フィルタと同様に特に所要帯域幅の両端で群遅延が大きくなってしまう。

近年の無線通信に使われる変調方式は、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shiｆt Keying)やＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)のような角度変調方式であり、位相情報にも信号成分が含まれている。このため送信部に設けられる帯域制限用フィルタとしては、各共振器に均等に電力を分散させることが可能であり、位相歪の原因となる群遅延特性が平坦であることが求められている。

本発明の目的は、並列接続された複数の共振器への電力分散を均等にし、できるだけ平坦な群遅延特性を実現できるフィルタ回路及びこれを用いた無線通信装置を提供することにある。

本発明の第１の観点によるフィルタ回路は、群遅延の許容偏差に等しい負荷Ｑ偏差を有する複数の共振器と；入力信号を前記共振器に分配する分配器と；前記共振器の出力信号を合成する合成器とを具備し、隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるように構成される。

ここで、前記隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるようにするために、共振周波数ｆ_i の共振器及び共振周波数ｆ_i+1の共振器と前記合成器との間の各々の結合係数の極性を異ならせてよいし、前記分配器と共振周波数ｆ_i の共振器及び共振周波数ｆ_i+1の共振器との間の各々の結合係数の極性を異ならせてもよい。

本発明の第２の観点によるフィルタ回路は、群遅延の許容偏差に等しい負荷Ｑ偏差を有する複数の共振器と；入力信号を前記共振器に分配する分配器と；前記共振器の出力信号を合成する合成器と；前記共振器の少なくとも一つと前記合成器との間に設けられ、隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるようにするための遅延回路、あるいは、前記分配器と前記共振器の少なくとも一つとの間に設けられ、隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるようにするための遅延回路とを具備する。

本発明に係るフィルタ回路では、入力信号が分配される複数の共振器の負荷Ｑ偏差が群遅延の許容偏差に等しいため、群遅延特性が平坦化される。

（第１の実施形態）
図１に示されるように、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ回路では、信号入力端子１１Ａ及び１１Ｂに電力分配器１２の入力端が接続され、電力分配器１２の出力端に入力結合器１３を介してｋ個（ｋは４以上の整数）の共振器１４−１〜１４−ｋの入力端が接続される。共振器１４−１〜１４−ｋの出力端は、出力結合器１５を介して電力合成器１６の入力端に接続され、電力合成器１６の出力端は信号出力端子１７Ａ及び１７Ｂに接続される。信号入力端子１１Ａ及び１１Ｂには、例えば図示しない電力増幅器からの高周波の送信信号が入力される。信号出力端子１７Ａ及び１７Ｂから出力される帯域制限された送信信号は、例えば図示しないアンテナに供給される。

図２には、フィルタ回路に要求される周波数レスポンス２０を示す。共振器１４−１〜１４−ｋは図２中に示されるように、それぞれ異なる共振周波数ｆ₁，ｆ₂，…，ｆ_k を有する。ここで、共振器１４−１〜１４−ｋの隣り合う共振周波数の差Δｆ_i＝ｆ_i+1−ｆ_i（ｉはｋ−１以下の任意の自然数）は、図２に示されるようにフィルタ回路の通過帯域幅（３ｄＢ帯域幅）をＢＷとして、以下の条件を満たすように設定される。
Δｆ_i≦２＊ＢＷ／（ｋ−１） （１）
基本的に全ての共振器１４−１〜１４−ｋで負荷Ｑが等しい場合には、共振器１４−１〜１４−ｋの共振周波数が帯域幅ＢＷ内で等間隔に並ぶように共振周波数差Δｆ_iを設定する。しかし本実施形態に示すように負荷Ｑが偏差を持つ場合には、式（１）の条件を満足することで、所望のフィルタ特性を実現できる。

また、図１のフィルタ回路は共振周波数ｆ_i の共振器（１４−iとする）を通過する信号と共振周波数ｆ_i+1の共振器（１４−i+1とする）を通過する信号が電力合成器１６の出力信号においてほぼ逆相となるように構成される。このような位相関係は、外部Ｑ；Ｑ_EXTを実現するための入力結合器１３または出力結合器１４、電力分配器１２あるいは電力合成器１６の構成によって実現することができる。

一方、共振器１４−１〜１４−ｋの無負荷ＱをＱ_Uとし、外部ＱをＱ_EXTとし、負荷ＱをＱ_Lとすると、Ｑ_Lは次式により決定される。
（１／Ｑ_Lj）＝（１／Ｑ_Uj）＋（２／Ｑ_EXTj） （２）
ただし、ｊはｋ以下の自然数である。

既に知られているように、共振器の無負荷Ｑとは共振器の無負荷時のＱであり、外部Ｑとは共振器の入出力端から見た負荷のＱであり、負荷Ｑとは負荷が接続された状態でのＱである。図１のフィルタ回路では、外部Ｑは入力結合器１３と出力結合器１５によって決定される。

ここで、負荷Ｑはさらに言えば共振器１４−１〜１４−ｋ中において共振周波数での信号エネルギーが折り返す回数を意味しており、実質的には共振器１４−１〜１４−ｋを信号が通過する時間に比例する。従って、共振器１４−１〜１４−ｋの負荷Ｑ；Ｑ_L の値を小さな偏差で揃えることによって、フィルタ回路の蓄積エネルギーを等しくすることが可能となり、同時に群遅延特性を平坦化することが可能となる。

すなわち、共振器１４−１〜１４−ｋの負荷Ｑの偏差をフィルタ回路の群遅延の許容偏差（共振器１４−１〜１４−ｋ間の許容される遅延時間差）に等しくすることで、許容偏差を持つより平坦な群遅延特性を実現することができる。最大の群遅延τ[sec]と負荷Ｑ；Ｑ_Lの関係は、最も単純化した場合には次式で与えられる。

τ＝Ｎ×Ｑ_L／ｆ （３）
ここで、ｆは共振器の共振周波数[Hz]であり、Ｎは共振器の長さを波長で表している。例えば１／４波長共振器であればＮ＝１／４、半波長共振器であればＮ＝１／２、１波長共振器であればＮ＝１となる。従って、負荷Ｑ；Ｑ_Lの許容偏差は群遅延の許容偏差と等しくなる。フィルタ回路の群遅延の許容偏差は仕様により異なるが、一般にはτ±２０％以内、より好ましくはτ±１０％である。このような仕様が与えられた場合、Ｑ_Lの許容偏差も±２０％、好ましくは±１０％となる。

次に、図３を用いて図１のフィルタ回路の動作原理を説明する。図３は、隣接する二つの共振周波数ｆ_i 及びｆ_i+1をそれぞれ持つ共振器１４−i及び１４−i+1と、これらに接続される入力結合器１３−i及び１３−i+1、出力結合器１５−i及び１５−i+1について示している。入力結合器１３−iの結合係数（電力分配器１２と共振器１４−iとの間の結合係数）をｍ_a、出力結合器１５−iの結合係数（共振器１４−iと電力合成器１６との間の結合係数）をｍ_b、入力結合器１３−iの結合係数（電力分配器１２と共振器１４−i+1との間の結合係数）をｍ_c、出力結合器１５−i+1の結合係数（共振器１４−i+1と電力合成器１６との間の結合係数）をｍ_dとする。

この場合、結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dのいずれか一つの極性を他の極性と逆にすることにより、共振器１４−iを通過する信号と共振器１４−i+1を通過する信号が電力合成器１６の出力信号においてほぼ逆相となる。図１の例では、ｍ_a＝ｍ₁，ｍ_b＝ｍ₁，ｍ_c＝ｍ₂，ｍ_d＝−ｍ₂としている。すなわち、結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dのうち一つを負極性、他を全て正極性としている。結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dのうち一つを正極性、他を負極性としても同様である。結合係数の正負は位相の正負を意味しており、容量的な結合と誘導的な結合として表す場合もある。

図１の例では、共振器１４−i及び共振器１４−i+1と電力合成器１６との間の各々の結合係数の極性を異ならせているが、電力分配器１３と共振器１４−i及び共振器１４−i+1との間の係合係数の極性を異ならせても同様の結果が得られる。また、ここでは結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dの大きさの関係を｜ｍ_a｜＝｜ｍ_b｜，｜ｍ_c｜＝｜ｍ_d｜としているが、これに限られるものではない。

このように結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dのうち一つを第１の極性、他をこれと逆の第２の極性とした場合、図４に示されるように共振器１４−i及び１４−i+1の単体の周波数レスポンスを４１及び４２とすると、信号入力端子１１Ａ及び１１Ｂから信号出力端子１７Ａ及び１７Ｂまでのフィルタ回路全体としては、単体の周波数レスポンス４１及び４２の和として合成された周波数レスポンス４３が得られる。周波数レスポンス４３には共振周波数ｆ_i とｆ_i+1の間にリップルが見られるが、これはｆ_i とｆ_i+1の間隔及び結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dの大きさを適当な値にすることにより、フィルタ回路の出力波形に求められるリップル量に調整でき、良好な周波数特性が得られる。

次に、比較例として結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dの極性を同一極性、例えば全て正極性とした場合の特性を図５に示す。この場合、フィルタ回路全体の周波数レスポンス４４は、共振器１４−i及び１４−i+1の単体の周波数レスポンス４１及び４２の差として合成されたレスポンスとなる。この周波数レスポンス４４においては、共振周波数ｆ_i とｆ_i+1の間に非常に大きなリップルが存在するため、ｆ_i とｆ_i+1の間隔や結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dの大きさを調整しても平坦な周波数特性を得ることはできない。本発明の一実施形態によると、図４に示したようにリップル量を小さくできるため、より平坦な周波数特性を実現することができる。

一方、特許文献１に記載されたフィルタ回路では、非特許文献１にも記載されているように従来からの共振器縦続接続型のフィルタと同じ特性にすることを目的として設計されるため、Ｄｆが一定の値とならない。このため各共振器の入出力との結合係数を変えて所望のフィルタ特性を実現している。従って、各共振器の共振周波数の間隔を一定にすると、フィルタ回路の通過帯域内でリップルが大きくなってしまう。また、外部Ｑの値が大きく異なり、負荷Ｑの偏差も大きく異なってしまうために、群遅延特性が大きく変化してしまう。特に、フィルタの所望帯域幅の両端での群遅延が大きくなる。

これに対し、本発明の一実施形態に係るフィルタ回路では、共振器１４−１〜１４−ｋの負荷Ｑ偏差を小さくして、入力される送信信号電力を共振器１４−１〜１４−ｋに均等に分配することで、一つの共振器への極端な電力集中を避けることが可能となり、群遅延特性を平坦化することができる。従って、ＱＰＳＫやＱＡＭのような、位相情報に信号成分を持つ変調方式を利用した無線通信装置においても、群遅延特性による位相歪に起因する信号劣化を避けることが可能となる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。第１の実施形態では、隣接する共振周波数ｆ_i 及びｆ_i+1の共振器１４−i及び１４−i+1をそれぞれ通過する信号が電力合成器１６の出力信号においてほぼ逆相となるようにするため、図３で説明したように入力結合回路や出力結合回路により、結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dのいずれか一つの極性を他の極性と逆にする方法を示したが、第２の実施形態では遅延回路を用いる方法を示す。

すなわち、第２の実施形態では例えば図６に示すように共振器１４−１〜１４−ｋと電力合成器１６との間に出力遅延回路１８−１〜１８−ｋを挿入する。出力遅延回路１８−１〜１８−ｋの遅延時間は、隣接する共振周波数ｆ_i 及びｆ_i+1の共振器１４−i及び１４−i+1を通過する信号がほぼ互いに逆相関係となるように設定される。ここで、共振器１４−i及び１４−i+1を通過する信号が完全に逆になる必要は必ずしもなく、現実には共振器１４−i及び１４−i+1を通過する信号が例えば（１８０°±３０°）+３６０°×ｎ（ｎは自然数）の範囲の位相差を有する関係となるように設定される。

この場合、フィルタ回路の信号入力端子１１Ａ及び１１Ｂから信号出力端子１７Ａ及び１７Ｂまでの周波数レスポンスは第１の実施形態と同様に、図４に示したような周波数レスポンス４３となる。このとき図３で説明した結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_dの極性は全て正か全て負でよく、全て同相結合で逆相結合が無いため、立体回路以外の分布定数回路や集中定数回路においても結合器を実現することができる。例えば、平面回路を用いてギャップ結合によりフィルタ回路を実現する場合のように、正負の異なる位相関係を実現しにくい回路を用いる場合に有効な回路構成となる。

図６においては共振器１４−１〜１４−ｋと電力合成器１６との間に出力遅延回路１８−１〜１８−ｋを挿入したが、図７に示すように電力分配器１２と共振器１４−１〜１４−ｋとの間に入力遅延回路１９−１〜１９−ｋを挿入してもよい。

また、図６のように全ての共振器１４−１〜１４−ｋと電力合成器１６との間、あるいは図７のように電力分配器１２と全ての共振器１４−１〜１４−ｋとの間に遅延回路を挿入する必要は必ずしもなく、例えば一部の遅延回路１８−２や１９−２を省略することも可能である。

さらに、共振器１４−１〜１４−ｋのいずれかと電力合成器１６との間に遅延回路を挿入し、かつ電力分配器１２と共振器１４−１〜１４−ｋのいずれかとの間に遅延回路を挿入するという構成をとることも可能である。

要するに、隣接する共振周波数ｆ_i 及びｆ_i+1の共振器１４−i及び１４−i+1を通過する信号がほぼ互いに逆相関係、例えば（１８０°±３０°）+３６０°×ｎ（ｎは自然数）の範囲の位相差を有する関係となるように共振器１４−１〜１４−ｋと電力合成器１６との間や電力分配器１２と共振器１４−１〜１４−ｋとの間に遅延回路を適宜挿入することが第２の実施形態の趣旨である。

第２の実施形態において、共振器１４−１〜１４−ｋの共振周波数ｆ₁，ｆ₂，…，ｆ_k が式（１）の関係を満たし、かつ負荷Ｑ；Ｑ_Lをフィルタ回路の群遅延の許容偏差と等しい偏差、例えば±２０％以内の偏差、好ましくは±１０％以内の偏差となるようにすることは、第１の実施形態と同様である。

第２の実施形態においては、フィルタ回路の図２に示した周波数レスポンス２０の通過帯域と帯域外減衰量は、入力結合器１３及び出力結合器１５の結合係数（図３で説明した結合係数ｍ_a，ｍ_b，ｍ_c，ｍ_d）の大きさを適当に選ぶことによって実現される。

次に、図８〜１２を用いて第２の実施形態に係るフィルタ回路を実際の回路素子を用いて実現する場合の幾つかの具体例について説明する。

（第１の具体例）
図８に示す第１の具体例に係るフィルタ回路は、裏面に接地導体膜１０２が被着された誘電体基板１０１上にマイクロストリップラインを形成することにより実現される。誘電体基板１０１の主面上に、信号入力端子１１１、電力分配器１１２、入力結合器１１３−１，１１３−２、半波長型共振器により形成された共振器１１４−１〜１１４−４、出力結合器電力１１５−１，１１５−２、電力合成器１１６、信号出力端子１１７及び出力遅延回路１１８が設けられている。図８では、それぞれ一つの信号入力端子１１１及び信号出力端子１１７が示されているが、図示しない他方の信号入力端子及び信号出力端子は接地導体膜１０２に接続される。

共振器１１４−１〜１１４−４は、それぞれ共振周波数ｆ₁，ｆ₂，ｆ₃，ｆ₄において半波長の長さを持つマイクロストリップラインによって形成され、これらにより励振及び検波を行っている。入力結合器１１３−１，１１３−２及び出力結合器１１５−１，１１５−２は、マイクロストリップ間の結合によって実現される。

電力分配器１１２及び電力合成器１１６は、マイクロストリップラインの分岐によって形成されている。電力分配器１１２及び電力合成器１１６におけるインピーダンス整合は、電力分配器１１２及び電力合成器１１６の各々の前後でマイクロストリップラインの幅を変えることによって実現することができる。

マイクロストリップラインを用いた共振器では、無負荷Ｑはほぼ同一となるため、負荷Ｑの偏差を小さくする、好ましくは負荷Ｑの値を等しくするためには、各々の共振器の庭側及び出力側の結合係数を均等にして外部Ｑを等しくする必要がある。これを実現するために、図８の例では入力結合器１１３−１，１１３−２及び出力結合器１１５−１，１１５−２のレイアウトを同一とすることにより、共振器１１４−１〜１１４−４の外部Ｑを揃えている。

一方、遅延回路１１８には半波長のマイクロストリップラインを用いている。このような遅延回路１１８によって、電力合成器１６の出力側において共振周波数ｆ₁，ｆ₃を持つ共振器１４−１，１４−３を通過する信号と共振周波数ｆ₂，ｆ₄を持つ共振器１４−２，１４−４を通過する信号との位相差をほぼ１８０°とすることができる。

（第２の具体例）
第２の具体例に係るフィルタ回路では、図９に示されるように誘電体基板２０１、信号入力端子２１１、電力分配器２１２、入力結合器、半波長型共振器により形成された共振器２１４−１〜２１４−４、出力結合器、電力合成器２１６及び信号出力端子２１７については、図８に示した第１の具体例と基本的に同様であり、出力遅延回路１１８としてメアンダラインを用いた点が第１の具体例と異なっている。図１０には、図９の各部の具体的な寸法例を示している。

（第３の具体例）
第３の具体例に係るフィルタ回路は、図１１に示されるように誘電体基板３０１、信号入力端子３１１、電力分配器３１２、入力結合器、出力結合器、電力合成器３１６、信号出力端子３１７、及びメアンダラインにより形成された出力遅延回路３１８については、図９に示した第２の具体例と基本的に同様であり、楕円型共振器３１４−１，３１４−２を用いた点が第１、第２の具体例と異なっている。楕円型共振器は、一つの共振器で２つの共振周波数を実現できるため、図１１のように大きさの異なる２つの楕円型共振器３１４−１，３１４−２を用いることにより、４つの共振周波数ｆ₁，ｆ₃，ｆ₂，ｆ₄を持つ共振器を実現できる。

（第４の具体例）
第４の具体例に係るフィルタ回路は、図１２に示されるように誘電体基板４０１、信号入力端子４１１、電力分配器４１２、入力結合器、出力結合器、電力合成器４１６及び信号出力端子４１７については、図１１に示した第３の具体例と基本的に同様であり、楕円型共振器に変えて矩形共振器４１４−１，４１４−２を用いた点が第３の具体例と異なっている。矩形共振器も楕円型共振器と同様に、一つの共振器で二つの共振周波数を実現できるため、図１２のように大きさの異なる２つの矩形共振器４１４−１，４１４−２を用いることにより、４つの共振周波数ｆ₁，ｆ₃，ｆ₂，ｆ₄を持つ共振器を実現できる。

また、第１〜第３の具体例では入力遅延回路が設けられていたのに対し、図１２では入力遅延回路４１９が設けられている。入力遅延回路４１９は、この例ではメアンダラインにより形成されているが、第１の具体例と同様に直線状のマイクロストリップラインを用いても構わないことは言うまでもない。

さらに、第１〜第３の具体例ではマイクロストリップラインを用いたフィルタ回路について示したが、コプレーナラインその他の伝送線路を用いてフィルタ回路を実現することも可能である。また、半波長共振器に代えて１／４波長共振器を用いてフィルタ回路を実現することもできる。

（応用例）
次に、フィルタ回路を無線通信装置に応用した例を図１３により説明する。図１３は、無線通信装置の送信部を概略的に示している。送信すべきデータ５００は信号処理回路５０１に入力され、Ｄ／Ａ変換、符号化及び変調などの処理が施されることにより、ベースバンドあるいはＩＦ(Intermediate Frequency；中間周波数)帯の送信信号が生成される。信号処理回路５０１からの送信信号は周波数変換器（ミキサ）５０２に入力され、ローカル信号発生器５０３からのローカル信号と乗算されることによって、ＲＦ(Radio Frequency；高周波)帯の信号に周波数変換、すなわちアップコンバートされる。

ＲＦ信号は電力増幅器５０４によって増幅された後、帯域制限用フィルタ（送信用フィルタともいう）５０５に入力され、このフィルタ５０５で帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、アンテナ５０６に供給される。ここで、帯域制限用フィルタ５０５にこれまでの実施形態で説明したフィルタ回路を用いることができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係るフィルタ回路の等価回路図 フィルタ回路の周波数レスポンス特性の一例を示す図 第１の実施形態の原理を説明するための図 図３中に示した二つの共振器の周波数特性とフィルタ回路の周波数レスポンス特性を示す図 従来の二つの共振器の周波数特性とフィルタ回路の周波数レスポンス特性を示す図 本発明の第２の実施形態に係るフィルタ回路の等価回路図 本発明の第２の実施形態に係るフィルタ回路の変形例の等価回路図 第２の実施形態に係るフィルタ回路の第１の具体例を示す上面図及び下面図 第２の実施形態に係るフィルタ回路の第２の具体例を示す平面図 図９のフィルタ回路の各部の具体的な数値例を示す図 第２の実施形態に係るフィルタ回路の第３の具体例を示す平面図 第２の実施形態に係るフィルタ回路の第４の具体例を示す平面図 フィルタ回路の応用例である無線通信装置の送信部を示すブロック図

符号の説明

１１Ａ，１１Ｂ…信号入力端子；
１２…電力分配器；
１３…入力結合器；
１４−１〜１４−ｋ…共振器；
１５…出力結合器；
１６…電力合成器；
１７Ａ，１７Ｂ…信号出力端子；
１８…出力遅延回路；
１９…入力遅延回路

Claims (7)

1. 群遅延の許容偏差に等しい負荷Ｑ偏差と２×ＢＷ／（ｋ−１）以下（ＢＷはフィルタ回路の帯域幅、ｋは共振器の個数であり、４以上の整数）の共振周波数差Δｆ _i ＝ｆ _i+1 −ｆ _i （ｉはｋ−１以下の任意の自然数、ｆ _i 及びｆ _i+1 は隣接する共振周波数）を有する複数の共振器と；
   入力信号を前記共振器に分配する分配器と；
   前記共振器の出力信号を合成する合成器と；を具備し、
   隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるように構成されるフィルタ回路。
2. 前記隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるようにするために、共振周波数ｆ_i の共振器及び共振周波数ｆ_i+1の共振器と前記合成器との間の各々の結合係数の極性を異ならせた請求項１記載のフィルタ回路。
3. 前記隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるようにするために、前記分配器と共振周波数ｆ_i の共振器及び共振周波数ｆ_i+1の共振器との間の各々の結合係数の極性を異ならせた請求項１記載のフィルタ回路。
4. 群遅延の許容偏差に等しい負荷Ｑ偏差と２×ＢＷ／（ｋ−１）以下（ＢＷはフィルタ回路の帯域幅、ｋは共振器の個数であり、４以上の整数）の共振周波数差Δｆ _i ＝ｆ _i+1 −ｆ _i （ｉはｋ−１以下の任意の自然数、ｆ _i 及びｆ _i+1 は隣接する共振周波数）を有する複数の共振器と；
   入力信号を前記共振器に分配する分配器と；
   前記共振器の出力信号を合成する合成器と；
   前記共振器の少なくとも一つと前記合成器との間に設けられ、隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるようにするための遅延回路と；を具備するフィルタ回路。
5. 群遅延の許容偏差に等しい負荷Ｑ偏差と２×ＢＷ／（ｋ−１）以下（ＢＷはフィルタ回路の帯域幅、ｋは共振器の個数であり、４以上の整数）の共振周波数差Δｆ _i ＝ｆ _i+1 −ｆ _i （ｉはｋ−１以下の任意の自然数、ｆ _i 及びｆ _i+1 は隣接する共振周波数）を有する複数の共振器と；
   入力信号を前記共振器に分配する分配器と；
   前記共振器の出力信号を合成する合成器と；
   前記分配器と前記共振器の少なくとも一つとの間に設けられ、隣接する２つの共振周波数をそれぞれ持つ２つの共振器を通過する信号が前記合成器の出力信号においてほぼ逆相となるようにするための遅延回路と；を具備するフィルタ回路。
6. 前記分配器と前記共振器の各々とを結合する同一レイアウトの複数の入力結合器、及び前記共振器の各々と前記合成器とを結合する同一レイアウトの複数の出力結合器をさらに具備する請求項４または５のいずれか１項記載のフィルタ回路。
7. 高周波信号を増幅する電力増幅器と；
   前記電力増幅器の出力端子に入力端子が接続された請求項１乃至６のいずれか１項記載のフィルタ回路と；
   前記フィルタ回路の出力端子に接続されたアンテナと；を具備する無線通信装置。

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