JP4772574B2

JP4772574B2 - 増幅器および無線通信回路

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Publication number: JP4772574B2
Application number: JP2006112331A
Authority: JP
Inventors: 博幸加屋野
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Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-04-14
Filing date: 2006-04-14
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Description

本発明は、増幅器および無線通信回路に関する。

増幅器は信号を所望の電界強度に増幅するために用いられる。１つの増幅デバイスだけでは所望の電力への増幅を行うことができないときには複数の増幅デバイスを並列接続し、各増幅デバイスの出力電力を同相合成することで所望の電力を得る方法がある。

一方、増幅器に用いられる増幅デバイスは非線形性を持つことから非線形歪みを信号と共に出してしまう問題点がある。この対策としては増幅デバイスを線形性の良い低出力領域で動かす方法があるが、低出力領域では効率が著しく低下する問題点がある。

そこで増幅器を高効率動作させるために非線形の増幅デバイスを並列に接続し、各増幅デバイスを動作させる時間を変えることによって線形出力を行うプッシュプルという方法がある。このほか、非線形の増幅デバイスから出力される歪みを消すためのリニアライザ回路を用いる方法もある。リニアライザ回路の一般的な使用方法としては、あらかじめ増幅デバイスの逆歪みを持つ信号を与えておき、この逆歪みを持つ信号を入力信号に足し合わせたものを増幅器に与えるプレディストーション型リニアライザ回路がある。また、増幅デバイスの出力信号から歪み信号を取り出し、取り出した歪み信号から逆歪み信号を生成し、この逆歪み信号を増幅デバイスの出力信号から差し引くことにより歪み消すフィードフォワード型リニアライザ回路がある。

しかしこれらの方法では付加回路や温度安定化の回路などが必要となる問題点や、増幅器の構成が複雑となり開発時間がかかってしまう問題点があった。また、増幅器の出力には依然として歪みが含まれ、この歪みは増幅器の後段にフィルタを設けても除去することは困難であった。
特開２００１−３４５６０１公報特表２００２−５１３２２７公報

本発明は、信号を低歪みで増幅可能な増幅器、および無線通信回路を提供しようとするものである。

本発明の一態様としての増幅器は、
入力信号を入力する入力端子と、
各々異なる第１〜第ｉの共振周波数（第１の共振周波数＜第２の共振周波数＜・・・＜第ｉの共振周波数）を有する第１〜第ｉの１つの帯域通過型の共振器と、前記第１〜第ｉの共振器の後段に配置され前記第１〜第ｉの共振器を通過した信号を増幅する第１〜第ｉの増幅部と、を含む第１〜第ｉのブロックと、
前記入力信号を前記第１〜第ｉの共振器に分配する分配部と、
前記第１〜第ｉのブロックを通過した信号を合成して合成信号を得る合成部と、
前記合成信号を出力する出力端子と、を備え、
第ｊ（ｊは１からｉ−１の間の整数）のブロックは、前記第ｊのブロックを通過する信号に対し第ｊ＋１のブロックを通過する信号と｛（１８０±３０）＋（３６０×ｎ）｝度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差をもたせる位相調整部を有する。

本発明の一態様としての無線通信回路は、
送信データを入力する入力端子と、
第１〜第ｉのブロックと、
前記送信データに送信処理を施して送信信号を生成し、生成した前記送信信号を前記第１〜第ｉのブロックに与える信号処理回路と、
前記第１〜第ｉのブロックを通過した信号を合成して合成信号を得る電力合成部と、
前記合成信号を出力する出力端子と、を備え、
前記第１〜第ｉのブロックは、
前記第１〜第ｉのブロックを通過する信号の周波数を変換する第１〜第ｉの１つの周波数変換器と、
前記第１〜第ｉの周波数変換器にそれぞれ異なる第１〜第ｉの周波数（第１の周波数＜第２の周波数＜・・・＜第ｉの周波数）をもつ第１〜第ｉの基準信号を与える第１〜第ｉの発振器と、
前記第１〜第ｉの周波数変換器の後段に配置されて、前記第１〜第ｉのブロックを通過する信号を増幅する第１〜第ｉの増幅部と、
前記第１〜第ｉの周波数と同一周波数の共振周波数をもち、前記第１〜第ｉの増幅部によって増幅された信号から前記共振周波数に応じた信号を取り出す、第１〜第ｉの共振器と、を有し、
第ｊ（ｊは１からｉ−１の間の整数）および第ｊ＋１の発振器は、それぞれ異なる位相をもつ第ｊおよび第ｊ＋１の前記基準信号を第ｊおよび第ｊ＋１の周波数変換器に与えることにより、第ｊおよび第ｊ＋１のブロックを通過する信号に｛（１８０±３０）＋（３６０×ｎ）｝度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差をもたせる、
ことを特徴とする。

本発明の無線通信回路は
送信データを入力する入力端子と、
第１〜第ｉのブロックと、
前記送信データに送信処理を施して送信信号を生成し、生成した前記送信信号を前記第１〜第ｉのブロックに与える信号処理回路と、
前記第１〜第ｉのブロックを通過した信号を合成して合成信号を得る電力合成部と、
前記合成信号を出力する出力端子と、を備え、
前記第１〜第ｉのブロックは、
前記第１〜第ｉのブロックを通過する信号の周波数を変換する第１〜第ｉの周波数変換器と、
前記第１〜第ｉの周波数変換器にそれぞれ異なる第１〜第ｉの周波数（第１の周波数＜第２の周波数＜・・・＜第ｉの周波数）をもつ第１〜第ｉの基準信号を与える第１〜第ｉの発振器と、
前記第１〜第ｉの周波数変換器の後段に配置されて、前記第１〜第ｉのブロックを通過する信号を増幅する第１〜第ｉの増幅部と、
前記第１〜第ｉの周波数と同一周波数の共振周波数をもち、前記第１〜第ｉの増幅部によって増幅された信号から前記共振周波数に応じた信号を取り出す、第１〜第ｉの帯域通過型の共振器と、を有し、
第ｊ（ｊは１からｉ−１の間の整数）のブロックは、前記第ｊのブロックを通過する信号に対し第ｊ＋１のブロックを通過する信号と｛（１８０±３０）＋（３６０×ｎ）｝度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差をもたせる位相調整部をさらに有する、
ことを特徴とする。

本発明により、信号を低歪みで増幅可能な増幅器、および無線通信回路を提供できる。

図１は本発明に係る増幅器の第１の実施例を示すものである。

この増幅器は、入力端子９８、電力分配器（分配部）１０５、ブロックＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）（ｉは２以上の整数）、電力合成器（電力合成部）１０６、および出力端子９９を備える。ブロックＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）はこれらの入力側において電力分配器１０５に対し並列に接続され、出力側において電力合成器１０６に並列に接続されている。

ブロックＢＬ（Ｘ）（Ｘ＝１〜ｉ）は、共振器１０１（Ｘ）、可変位相部（位相調整部）１０２（Ｘ）、可変振幅部（振幅調整部）１０３（Ｘ）、増幅部１０４（Ｘ）、共振器１００１（Ｘ）を含む。共振器１０１（Ｘ）および共振器１００１（Ｘ）としては空洞型、誘電体共振器型、半波長のｍ倍（ｍは１以上の整数）の伝送線路型、インダクタとキャパシタを用いた集中定数型などがある。共振器１０１（Ｘ）および共振器１００１（Ｘ）の導体部分として超電導体を用いてもよい。この場合、より急峻な形をもつ信号を取り出すことができる。超電導体を用いた共振器は狭帯域な無線システムに用いて特に有効である。電力分配器１０５は、入力端子９８から入力された入力信号をブロックＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）に分配する。ブロックＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）を通過した信号は電力合成器１０６において電力合成され、合成信号が出力端子９９から出力される。

ブロックＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）における共振器１０１（１）〜１０１（ｉ）は互いに異なる共振周波数f₁, f₂, …, f_iを有する。f₁< f₂ <…< f_iの関係があるとし、共振周波数の間隔は一定であっても、一定でなくてもよい。図１では共振周波数の小さい順にブロックが配置されているがブロックの配置順序は任意である。共振器１０１（１）〜１０１（ｉ）は、可変位相部１０２（１）〜１０２（ｉ）と可変振幅部１０３（１）〜１０３（ｉ）とを介して増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）に接続されている。可変位相部と可変振幅部と増幅器との接続順序は任意であり、たとえば可変位相部と可変振幅部との位置を入れ替えてもよい。増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）の出力は共振器１０１（１）〜１０１（ｉ）と同じ共振周波数f₁, f₂, …, f_iを持つ共振器１００１（１）〜１００１（ｉ）に接続されている。

ここで、ブロックＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）を通過した信号（共振器１００１（１）〜１００１（ｉ）の出力信号）が、共振周波数の隣り合うブロックどうしで、電力合成器１０６における電力合成の際（すなわち電力合成点において）、同振幅で（１８０±３０）+３６０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差（ほぼ逆相）をもつように、可変位相部１０２（１）〜１０２（ｉ）、可変振幅部１０３（１）〜１０３（ｉ）は動作設定されている。これにより電力合成器１０６において各ブロックＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）を通過した信号が適正に合成されることが可能になる。ここで可変位相部１０２（１）〜１０２（ｉ）、可変振幅部１０３（１）〜１０３（ｉ）の動作設定は外部からの制御信号によって行われる。

動作時、入力端子９８から入力された信号は電力分配回路１０５において共振器１０１（１）〜１０１（ｉ）に分配される。共振器１０１（１）〜１０１（ｉ）の共振周波数f₁, f₂, …, f_iに応じた信号が共振器１０１（１）〜１０１（ｉ）において取り出され、取り出された信号は可変位相部１０２（１）〜１０２（ｉ）、可変振幅部１０３（１）〜１０３（ｉ）を経て、増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）に与えられる。増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）へ与えられた信号は、増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）の利得に応じて増幅される。増幅の際には相互変調歪みが発生するが、後述する理由により、相互変調歪みは小さく抑制される。増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）において増幅された信号は、共振器１００１（１）〜１００１（ｉ）に与えられ、共振器１００１（１）〜１００１（ｉ）において、増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）で発生した相互変調歪み、可変位相部１０２（１）〜１０２（ｉ）および可変振幅部１０３（１）〜１０３（ｉ）において能動素子に起因して発生した歪みが取り除かれる。共振器１００１（１）〜１００１（ｉ）において歪みがとり除かれた信号は電力合成器１０６に与えられ、電力合成器１０６において電力合成されて合成信号として出力端子９９から出力される。図９に、ある変調信号を図１の増幅器に入力したときの周波数応答の一例を示す。

以下、図１の増幅器についてさらに詳細に説明する。

まず、図２〜図４を用いて、電力合成器１０６における電力合成について詳細に説明する。

図２は、電力合成の原理を説明するための回路図である。

共振周波数ｆ１をもつ共振器２０５と、共振周波数ｆ２をもつ共振器２０６とが並列に接続されている。２０１は入力端子、２０２は出力端子、２０３は電力分配器、２０４は電力合成器、２０７ａは共振器２０５を電力分配器２０３に結合する結合回路、２０７ｂは共振器２０６を電力分配器２０３に結合する結合回路、２０８ａは共振器２０５を電力合成器２０４に結合する結合回路、２０８ｂは共振器２０６を電力合成器２０４に結合する結合回路である。

図３は、共振器２０６と結合回路２０８ｂとの結合Ｍ_２が逆相結合（位相が１８０度反転する）である場合において、入力端子２０１にある信号を入力したときの周波数応答を示す。３０２ａは共振器２０５で抽出された信号、３０２ｂは共振器２０６で抽出された信号、３０１ａは出力端子２０２から出力された信号（合成信号）を示す。図４は、共振器２０６と結合回路２０８ｂとの結合Ｍ_２が同相結合（位相が変化しない）である場合において、入力端子２０１に上記ある信号を入力したときの出力端子２０２の周波数応答を示す。３０２ａは共振器２０５で抽出された信号、３０２ｂは共振器２０６で抽出された信号、３０１ｂは出力端子２０２から出力された信号を示す。ただし、共振器２０５と結合回路２０７ａとの結合ｍ_１（１）、共振器２０５と結合回路２０８ａとの結合ｍ_１（２）、共振器２０６と結合回路２０７ｂとの結合ｍ_２は同相結合であるとする。

共振器２０６と結合回路２０８ｂとの結合Ｍ_２が同相結合の場合、すなわち合成する２つの信号が同相である場合、図４のように、目的帯域における中心周波数付近の信号振幅が低くなり所望の信号を得ることができない。これは以下の理由による。増幅デバイスを単に並列接続した従来の増幅器では同相で電力合成を行っていたが、図１の増幅器では、共振器１０１（１）〜１０１（ｉ）のそれぞれにおいて共振周波数を境にその前後の信号の位相が反転する。このため、同相で電力合成を行うと、図４のように目的帯域における中心周波数付近の振幅が低くなった信号が得られる。これに対し共振器２０６と結合回路２０８ｂとの結合Ｍ_２が逆相結合の場合は、共振周波数の隣接する２つの信号同士が合成前において逆相にされるため、図３のように、所望の信号を得ることができる。合成される２つの信号は、完全に逆相でなくても、ほぼ逆相、すなわち（１８０±３０）+３６０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差であれば、所望の信号を得ることができる。

以上の原理に基づき、図１に示す増幅器では、所望の出力信号を得るため、共振周波数が隣接するブロックを通過する信号同士がほぼ逆相になるように可変位相部を動作設定している。また電力合成の際は、合成する信号同士の振幅を電力合成点において同一にする必要があるため、この条件を満たすように共振周波数の隣接するブロック同士の可変振幅部を動作設定している。なお、可変振幅部を設けなくとも、合成する２つの信号の振幅を電力合成点において同一にできる場合は可変振幅部を省略してもよい。

次に、増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）において発生する相互変調歪みに関して述べる。

図５は、同じ信号レベルをもち互いに周波数の異なる２つの正弦波信号を非線形増幅デバイスに入力したときの出力スペクトルの一例を示す。図中の実線は、入力された２つの正弦波信号を増幅したときの出力信号を示し、破線は２つの正弦波信号に起因して発生した３次相互変調歪みを表す。本図から分かるように、３次相互変調歪みは信号帯域Δｆ（ここでは２つの正弦波信号の周波数差）の３倍に渡って現れてしまう。信号レベルの違う２つの正弦波信号（一方の正弦波信号の信号強度が図５の場合と同一で、他方の正弦波信号の信号強度がこれよりも小さい）を非線形増幅デバイスに入力したときの出力スペクトルを図６に示す。３次相互変調歪みは図５の場合に比べて大きく低減されたことが理解される。また、図示しないが、５次以上の相互変調歪みに対しても同様である。

図７は、ある帯域をもつ変調信号（該ある帯域の全体にわたって一定の信号強度を有する）を非線形増幅デバイスに入力したときの出力スペクトルの一例を示す。図５と同様に入力信号の帯域の３倍の周波数範囲にわたって相互変調歪みが現れてしまう。一方、図８は、図１においてｉ＝４として、上記ある変調信号を入力端子９８から入力した場合に、増幅部１０４（１）〜１０４（４）の出力を重ね合わせたスペクトルを示す。

共振器１０１（１）〜１０１（４）を通過した各信号は、上記ある変調信号を４つの帯域に分割したものに相当する。各信号はそれぞれ正弦波形に近い形を有し（つまり図８において各信号の信号強度が中心において最も高く中心から離れるほど小さくなる）、また上記ある変調信号の帯域よりも狭い帯域をもつ。このように、各信号は、歪みにくい正弦波形に近い形を有し、かつ狭い帯域をもつため、各信号から生成される相互変調歪みの信号レベルもそれぞれ小さくなり、また各相互変調歪みの信号帯域も狭くなる。したがって増幅部１０４（１）〜１０４（４）の出力を合成することで、図７と図８とを比較しても分かるように、歪みの少ない出力信号を得ることが可能となる。ただし、図１では増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）の後段に共振器１００１（１）〜１００１（ｉ）を配置しているため、これらの共振器１００１（１）〜１００１（ｉ）により、増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）において発生した相互変調歪み、可変位相部１０２（１）〜１０２（ｉ）および可変振幅部１０３（１）〜１０３（ｉ）において能動素子に起因して発生した歪みは除去される。よって、本実施例によれば、歪みが非常に少なくされた出力信号（合成信号）を得ることができる。

図１０は、図１の増幅器が目的帯域の信号を通過させ、目的帯域外の信号の通過を阻止することを示す図である。より詳細に、図１０は、図１の回路においてｉ＝６とし、増幅部１０４（１）〜１０４（６）の利得を０ｄＢとした場合の周波数応答（入力端子９８および出力端子９９のそれぞれにおける周波数応答）の例を示している。

ここで、入力端子９８への入力信号としてはフラットな信号（全周波数帯域において一定の信号強度をもつ信号）を用いている。また、共振器１０１（１）〜１０１（６）、１００１（１）〜１００１（６）の共振周波数f1〜f6は、f1=1.9812GHz, f2=1.988GHz, f3=1.9953GHz, f4=2.0047GHz, f5=2.012GHz, f6=2.0188GHzとしている。また、共振器１０１（１）〜１０１（６）を外部回路（共振器を電力分配回路に結合するための結合回路、および共振器を可変位相部に結合するための結合回路）に結合させるための結合Ｑ値（外部結合Ｑ値）はQe=400としている。同様に、共振器１００１（１）〜１００１（６）を外部回路（共振器を増幅部に結合するための結合回路、および共振器を電力合成器に結合するための結合回路）に結合させるための結合Ｑ値はQe=400としている。ここで共振器の結合度を定義しておく。共振器の入力側の結合Ｑ値をＱ_in、共振器の出力側の結合Ｑ値をQ_outとすると、共振器の結合度は、1/(1/Q_in+1/Q_out)によって表される。たとえば共振器１０１（１）の結合度は、1/(1/400+1/400)=200である。

図１０においては、横軸を周波数、縦軸をＳ_１１パラメータ（＝反射信号電圧／入力信号電圧）とする座標系に描かれたグラフ（反射特性グラフ）Ｇ１１（入力端子９８における周波数応答）と、横軸を周波数、縦軸をＳ_２１パラメータ（＝出力信号電圧／入力信号電圧）とする座標系に描かれたグラフ（通過特性グラフ）Ｇ２１（出力端子９９における周波数応答）とが示される。これらの特性グラフＧ１１、Ｇ２１から理解されるように、本実施例によれば、目的帯域の信号が通過させられ、非目的帯域の信号の大部分は通過が阻止されている（入力端子Ｔ１に反射している）。ここでは増幅部１０４（１）〜１０４（６）の利得を０ｄｂとした例を示したが、増幅部１０４（１）〜１０４（６）の利得を大きくすることで、特性グラフＧ１１、Ｇ２１はそれに合わせて、上下にシフトした形で得られる。このように本実施例によれば目的帯域の信号を低歪みで増幅して出力し、非目的帯域の信号の通過を阻止することが理解される。

図１１は、４つの共振器１０１（１）〜１０１（４）、４つの共振器１００１（１）〜１００１（４）を配置し、各ブロックで共振器の結合Ｑ値Qeが異なる（各ブロックで共振器の結合度が異なる）場合の周波数応答（入力端子９８および出力端子９９のそれぞれにおける周波数応答）の例を示す。

ただし、図１０の場合と同様に、増幅部１０４（１）〜１０４（４）の利得は０ｄＢとし、共振器１０１（１）、１００１（１）の共振周波数f1=1.988GHz, 共振器１０１（２）、１００１（２）の共振周波数f2=1.9958GHz, 共振器１０１（３）、１００１（３）の共振周波数 f3=2.0042GHz, 共振器１０１（４）、１００１（４）の共振周波数f4=2.012GHzとしている。また共振器１０１（１）、１００１（１）、１０１（４）、１００１（４）の結合Ｑ値はQe1,Qe4=500, 共振器１０１（２）、１００１（２）、１０１（３）、１００１（３）の結合Ｑ値はQe2,Qe3=400としている。すなわち、目的帯域の両端における共振器の結合Ｑ値を高くしている（結合度を高くしている）。このように、目的帯域の両端における共振器の結合Ｑ値を高くすることにより、Ｓ_１１パラメータのグラフＧ１１ａ、Ｓ_２１パラメータのグラフＧ２１ａからも理解されるように、目的帯域外の減衰量を大きくできる。第ｓの共振器および第ｔの共振器は第ｊの共振器であってもよい。

図１２は、増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）の具体的な構成の一例を示す。

ここでは増幅デバイスとして電界効果型トランジスタ４０１を用いた例が示される。電界効果型トランジスタ４０１はソース接地されている。電界効果型トランジスタ４０１のゲート側には入力整合回路４０２が接続され、ドレイン側には出力整合回路４０３が接続される。バイアス回路４０４ａの一端が電界効果型トランジスタ４０１のゲート側に接続され、他端がゲート端子４０８に接続される。バイアス回路４０４ｂの一端が電界効果型トランジスタ４０１のドレイン側に接続され、他端がドレイン端子４０７に接続される。バイアス回路４０４ａとしては、ここでは抵抗が用いた例が示され、バイアス回路４０４ｂとしては、ここではインダクタを用いた例が示される。４０５は入力端子、４０６は出力端子である。ゲート端子４０８に負電圧、ドレイン端子４０７に正電圧を印加し、入力端子４０５から信号を入力し、出力端子４０６から出力信号を得る。

図１３は電界効果型トランジスタ４０１におけるI-V(ドレイン電流−ドレイン電圧)カーブを表している。このI-Vカーブから理解されるように、ゲート電圧を変えることでトランジスタの電流を可変にできる。また、図中の矢印のようにトランジスタの動作点を変えることによって消費電力を変更できる。線形性を得たい場合にはA級でトランジスタを動作させ、効率を得たい場合にはB級でトランジスタ動作させる。その中間の特性が必要となる場合にはAB級動でトランジスタを動作させる。これにより増幅デバイス自身の消費電力を制御可能となる。また、増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）に入力される信号のエネルギー密度に合わせて増幅部１０４（１）〜１０４（ｉ）におけるトランジスタの動作点を設定することにより高い動作効率を実現できる。この方法は特に変調方式が時間に応じて異なる場合に有効である。たとえば、ある時間はQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）変調、別な時間はGMSK（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）変調、のように周波数軸上のエネルギー分布が変わるような場合にトランジスタの動作点を変更することで各変調方式において効率劣化の少ない増幅が可能となる。また、バイポーラ系のデバイスを用いる場合にはベース電圧を変えることで同様の効果を得ることができる。

図１４は本発明に係る増幅器の第２の実施例を示すものである。

この増幅器は、図１における可変位相部として遅延回路（遅延器）１０７（１）〜１０７（４）を用いることによって、隣り合う共振周波数をもつ各ブロックを通過する信号が電力合成点において（１８０±３０）+３６０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差をもつようにしている。たとえば共振器１０１（１）〜１０１（４）のそれぞれにおいて１８０°の位相遅れが生じるとした場合、遅延回路１０７（２）、１０７（４）で１８０°の位相遅れを生じさせ、遅延回路１０７（１）、１０７（３）で０°の位相遅れを生じさせる。このように、能動素子（トランジスタ）を含まない遅延回路を用いることで、より歪みの少ない信号を得ることができる。図１では、出力側に共振器１００５（１）〜１００５（ｉ）を配置してより小さな歪みを実現していたが、本例では出力側に共振器は配置していない。比較的歪みの仕様が厳しくない場合には、出力側の共振器を省略した構成でも、通信に支障をきたさない程度の出力信号を得ることができる。

図１５は、図１４の増幅部１０４（１）〜１０４（４）で発生する高調波に対する対策として、電力合成器１０６の後段にローパスフィルタ１０８を配置したものである。電力合成器１０６で得られた合成信号をローパスフィルタ１０８に入力することにより各増幅部で発生した高調波をカットできる。ローパスフィルタをバンドパスフィルタに置き換えても、ローパスフィルタの場合と同じ効果を得ることができる。なお、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを図１の構成に追加することも当然に可能である。

図１６は本発明に係る増幅器の第３の実施例を示すものである。

ここでは、増幅部１０４（１）〜１０４（５）においてそれぞれ増幅デバイスの段数が異なる例が示される。増幅部１０４（２）は、２段に従属接続された増幅デバイス１００４ａ、１００４ｂを含む。増幅部１０４（３）は、３段に従属接続された増幅デバイス１００４ｃ、１００４ｄ、１００４ｅを含む。増幅部１０４（４）は、２段に従属接続された増幅デバイス１００４ｆ、１００４ｇを含む。増幅部１０４（１）および増幅部１０４（５）は単一の増幅デバイスのみを含む。第ｓの増幅部および第ｔの増幅部は第ｊの増幅部であってもよい。一般に、変調信号（通信信号）は、図７に示したように帯域に均等にエネルギーを分散させた信号もあれば、中心周波数付近のエネルギーが大きく帯域の端ではエネルギーが小さい信号もある。そこで各増幅部１０４（１）〜１０４（５）における増幅デバイスの段数を、各々の信号レベルの大きさに合わせて決定する。これにより、各ブロックにおいて増幅デバイスを最適な効率で動かすことが可能となる。またこれにより可変振幅部１０３（１）〜１０３（５）の可変幅も小さくできる。

図１７は、各増幅部においてそれぞれ異なるサイズ（出力電力レベル）の増幅デバイス（トランジスタ）を用いた例を示す。より詳細には、各増幅部において最終段の増幅デバイスのサイズが異なっている。増幅部１０４（１）は、同じサイズの２つの増幅デバイス１００９ａ、１００９ｂを有する。増幅部１０４（２）は、異なるサイズの２つの増幅デバイス１１００ａ、１１００ｂを有し、後段の増幅デバイス１１００ｂのサイズは、前段の増幅デバイス１１００ａ、および増幅部１０４（１）における増幅デバイス１００９ｂよりも大きい。増幅部１０４（３）は、同じサイズの２つの増幅デバイス１１０１ａ、１１０１ｂを有し、後段の増幅デバイス１１０１ｂのサイズは、増幅部１０４（２）における増幅デバイス１１００ｂよりも小さい。第ｓの増幅部および第ｔの増幅部は第ｊの増幅部であってもよい。変調信号（通信信号）を共振器１０１（１）〜１０１（３）によって周波数軸上で複数の帯域に分割し、各分割された信号を増幅する際、帯域の広い信号に対しては大きな増幅エネルギーが必要となる。そこで、信号の帯域の大きさに合わせて、また信号レベルの大きさにあわせて、適切なサイズの増幅デバイスを増幅部に配置することによって効率良く増幅デバイスを動作させることができる。

以上のように、図１６および図１７を用いて説明したように、増幅デバイスの段数およびサイズを増幅器ごとに変えることにより効率よく増幅デバイスを動作させることができる。これについてさらに詳細に説明すると以下の通りである。

現在ヨーロッパを中心に世界的に利用されている携帯電話システムの１つにＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）がある。このＧＳＭで用いられている変調方式であるＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）、およびBluetooth（登録商標）で用いられているGFSK（Gaussian filtered Frequency Shift Keying）では狭帯域伝送のためにガウシアンフィルタを用いてサイドローブを切っている（帯域制限を行っている）。このため変調信号としては中心周波数部分のエネルギー密度が高い分布を持っている。一例としてGFSKを用いた場合の変調信号の例を図１８に示す。横軸は中心周波数であり、規格化した値を用いている。ＢＴ＝０．３、ＢＴ＝０．５、ＢＴ＝１．０の場合の信号が示される。BT(Bandwidth Time)はガウシアンフィルタの正規化帯域幅を表しており、BTの値が小さくなると帯域幅が広がることを意味している。ＢＴの値が小さいほど、中心周波数部分においてエネルギー密度が高くなっている。ＢＴ＝０．３のような信号を増幅器への入力信号として用い、周波数軸上で分割した場合、中心周波数付近の帯域の増幅部と、端付近の帯域の増幅部とでは出力電力レベルが大きく異なる。このため、各帯域で同じサイズの増幅デバイスで増幅すると、端の帯域における増幅部の効率が悪くなってしまう。そこでたとえば、変調信号のエネルギー分布に合わせて出力電力レベルの異なる増幅デバイスを用いて増幅を行うことによって、全体の増幅効率を高くすることが可能となる。たとえば、同じ結合Ｑをもつ４つの共振器を入力側に用いる場合には、４つの分割帯域のうち両端の帯域に対応するブロックでは、増幅部で使用する増幅デバイスとして、他のブロックの増幅部で使用する増幅デバイスの出力電力レベルの８０％程度のものを利用する。

図１９は本発明に係る増幅器の第４の実施例を示すものである。

増幅部１０４（１）〜１０４（４）は、自身の動作のオンオフ（動作状態、非動作状態）を切り替える切替部をもっている。外部制御装置１０９により制御信号を発し、その制御信号に応答して増幅部１０４（１）〜１０４（４）が自身の動作状態を切替部を用いて切り替える。動作状態を切り替え可能な増幅器の構成例を図２０に示す。図１２におけるドレイン端子４０７とバイアス回路４０４ｂとの間に切替部としてのスイッチ４０９が設けられる。外部制御装置１０９からコントロール端子４１０に与える電圧（外部制御信号）によってドレイン端子４０７からの電源供給をスイッチ４０９がオン／オフすることで電界効果型トランジスタ４０１の動作状態を切り替えることができる。この構成のほかに、ゲート側の負電圧を電界効果型トランジスタ４０１がピンチオフ状態になる値に切り替えることにより電界効果型トランジスタ４０１をオフにする構成もある。図１９に示した増幅器を用いて、動作させる増幅部の数を変更しつつ行ったシミュレーション結果（通過特性）を図２１に示す。横軸は周波数で、縦軸はＳ_２１パラメータである。４つの増幅部１０４（１）〜１０４（４）を全て動作させた場合のシミュレーション結果がグラフＧ１１１で示され、３つの増幅部１０４（２）〜１０４（４）のみを動作させた場合のシミュレーション結果がグラフＧ１１２で示され、２つの増幅部１０４（３）、１０４（４）のみを動作させた場合のシミュレーション結果がグラフＧ１１３で示される。グラフＧ１１１〜Ｇ１１３から理解されるように、送信すべき信号帯域に合わせて必要な増幅部のみを動作させることで所望の出力信号を得ることができる。つまり、本構成によれば、帯域幅の異なる信号に対しても高い効率での動作を維持することが可能となる。

図２２は本発明に係る増幅器の第５の実施例を示すものである。

この増幅器は、増幅部１０４（１）〜１０４（４）の出力側に高調波処理回路１１２（１）〜１１２（４）を有する。増幅部１０４（１）〜１０４（４）における相互変調歪みは前述した理由により小さくされるものの、増幅部１０４（１）〜１０４（４）によってクリッピングされた信号エネルギーは高調波となって出力される。そこで、増幅部１０４（１）〜１０４（４）の出力側に高調波処理回路１１２（１）〜１１２（４）を設けることによって増幅部１０４（１）〜１０４（４）の効率を高くすることが可能となる。高調波処理回路の例としては、偶数次の高調波をショート、奇数次の高調波をオープンにすることでＦ級動作を行う回路が可能であり、理想的には１００％の効率を実現できる。このような回路を各増幅部の出力側に接続することで各増幅部を効率の高い状態で動作させることができる。

図２３は本発明に係る増幅器の第６の実施例を示すものである。

この増幅器では、各共振器がそれぞれ遅延手段を含んでいる。共振周波数が隣り合う共振器同士は、（０．５+Ｋ）波長（Ｋは０以上の整数）共振器とＬ波長（Ｌは１以上の整数）共振器である。図２３ではＫ＝０、Ｌ＝１の場合の例が示される。具体的に、共振器１１３（１）はその共振周波数ｆ１の半波長の伝送線路をもつ半波長共振器、共振器１１４（１）はその共振周波数ｆ２の波長の伝送線路をもつ１波長共振器、共振器１１３（２）はその共振周波数ｆ３の半波長の伝送線路をもつ半波長共振器、共振器１１４（２）はその共振周波数ｆ４の波長の伝送線路をもつ１波長共振器である。隣接する共振器が上記のＫとＬに関する条件を満たせば各共振器はどのような伝送路長の共振器でもよい。たとえば共振器１１３（１）は０．５波長共振器、共振器１１４（１）は１波長共振器、共振器１１３（１）は１．５波長共振器、共振器１１４（２）は２波長共振器でもよい。

図２４および図２５を用いて、以上までに説明した増幅器（図１、図１４、図１５、図１６、図１７、図１９、図２２、図２３）を無線通信装置へ組み込んだ例を説明する。

図２４は、無線通信装置における送信部の構成例を概略的に示す。送信すべきデータ５００は信号処理回路５０１に入力され、ディジタル−アナログ変換、符号化及び変調などの送信処理が施されることにより、ベースバンドあるいは中間周波数 (Intermediate Frequency；ＩＦ)帯の送信信号が生成される。信号処理回路５０１で生成された送信信号は周波数変換器（ミキサ）５０２に入力され、ローカル信号発生器５０３からのローカル信号と乗算されることによって、無線周波数 (Radio Frequency；ＲＦ)帯の信号に周波数変換、すなわちアップコンバートされる。ミキサ５０２から出力されるＲＦ信号は、本提案に係わる増幅器としての電力増幅器(PA:Power Amplifier)５０４によって増幅された後、帯域制限フィルタ（送信フィルタ）５０５に入力される。電力増幅器５０４により増幅されたＲＦ信号はこのフィルタ５０５において帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、アンテナ５０６から電波として空間に放射される。本提案に係わる増幅器５０４において不要な周波数成分が除去可能な場合は、帯域制限フィルタ５０５は設けなくともよい。

図２５は、無線通信装置における受信部の構成例を概略的に示す。アンテナ５０６で受信された信号は帯域制限フィルタ（受信フィルタ）５０８に入力され、この受信フィルタ５０８で帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、本提案に係わる増幅器としての低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）５０７に入力される。低雑音増幅器５０７で増幅された信号は、ミキサ５０２に入力され、ローカル信号発生器５０３からのローカル信号と乗算されることによって、ベースバンドあるいは中間周波数に変換される。この変換により低い周波数となった信号は信号処理回路５０１に入力され、復調処理が施されることにより、受信データ５０９が出力される。低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）５０７において、不要な周波数成分が除去可能な場合は、帯域制限フィルタ５０８は設けなくともよい。

図２６は本発明に係る無線通信回路の一実施例を示す。

この無線通信回路は、入力端子９１、信号処理回路５０１、ブロックＢＬ（１０１）〜ＢＬ（１０３）、電力合成器１０６、出力端子９２を備える。ブロックＢＬ（１０１）〜ＢＬ（１０３）は、ミキサ５０２（１）〜５０２（３）、発信器５０３（１）〜５０３（３）、増幅部１０４（１）〜１０４（３）、共振器１００１（１）〜１００１（３）を有する。ブロックＢＬ（１０１）〜ＢＬ（１０３）はその入力側において信号処理回路５０１に並列に接続されている。ブロックＢＬ（１０１）〜ＢＬ（１０３）はその出力側において電力合成器１０６に並列に接続されている。

信号処理回路５０１は、入力端子９１から入力されたデータに、ディジタル−アナログ変換、符号化及び変調などの送信処理を施して、ベースバンドあるいは中間周波数 (Intermediate Frequency；ＩＦ)帯の送信信号を生成し、生成した送信信号をブロックＢＬ（１０１）〜ＢＬ（１０３）に与える。なお、各ブロック（１０１）〜ＢＬ（１０３）に与えられる送信信号は同一である。

ブロック５０２（１）〜５０２（３）におけるミキサ５０２（１）〜５０２（３）は、発信器５０３（１）〜５０３（３）からの基準信号を用いて、信号処理回路５０１から与えられた送信信号を無線周波数(Radio Frequency；ＲＦ)帯にアップコンバートする。各無線周波数の信号は増幅器１０４（１）〜１０４（３）において増幅された後、共振器１００１（１）〜共振器１００１（３）に与えられる。ここで、発信器５０３（１）〜５０３（３）の発振周波数は、共振器１００１（１）〜１００１（３）の共振周波数と同一としている。つまり発振器５０３（１）〜５０３（３）の発振周波数は全て異なっている。また、共振器１００１（１）〜１００１（３）を配置していることにより、各ブロックを通過した信号は、隣り合う共振周波数のブロックどうしで、電力合成器１０６における電力合成点において同振幅で（１８０±３０）+３６０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差をもつ必要がある。このため、発振器５０３（１）〜５０３（３）にはこのような条件を満たすような振幅および位相で発振させている。もし発振器５０３（１）〜５０３（３）を同位相で発振させる場合には、たとえば、図２７に示すように、ミキサ５０２（１）〜５０２（３）と増幅部１０４（１）〜１０４（３）との間に位相を調整するための可変位相部１０２（１）〜１０２（３）を配置する必要がある。可変位相部として遅延回路を用いてもよい。

共振器１００１（１）〜１００１（３）は、増幅部１０４（１）〜１０４（３）から与えられた信号から自身の共振周波数に応じた信号を取り出して電力合成器１０６に与える。この際、ミキサ５０２（１）〜５０２（３）および増幅部１０４（１）〜１０４（３）において能動素子の非線形性に起因して発生した歪みは共振器１００１（１）〜１００１（３）において除去され、このように歪みが除去された信号が電力合成器１０６に与えられる。

電力合成器１０６は、共振器１００１（１）〜１００１（３）から与えられた信号を合成して合成信号を取得し、取得した合成信号を出力端子９２から出力する。出力端子９２から出力された合成信号は、たとえばフィルタを介して、アンテナ（図２４参照）から電波として空間に放射される。ここで、ミキサ５０２（１）〜５０２（３）による周波数変換時に生じた歪みは共振器１００１（１）〜１００１（３）において除去されるため、出力信号に重畳されない。これは図２４の構成と異なる大きな特徴である。

図２８は、電力分配器１０５の構成例として、マイクロストリップ線路を用いた２分配ウィルキンソン型分配器を２段構成とした４分配器を示す。

５０オームの線路６０１の一端に、入力ポート１が設けられ、他端に７０．７オームの１／４波長の２つの線路６０２（１）、６０２（２）の一端が接続される。線路６０２（１）、６０２（２）の他端どうしは５０オームの抵抗６０３で接続され、これにより２分配器が構成される。この２分配器を２段構成にすることで４分配器が実現される。２段目における各１／４波長の線路６０５（１）〜６０５（４）には５０オーム線路６０６（１）〜６０６（４）の一端が接続され、５０オーム線路６０６（１）〜６０６（４）の他端には、出力ポート２〜５が設けられる。６０７、６０８は５０オームの抵抗である。２〜５を入力ポート、１を出力ポートとすれば、図２８に示す構成を、合成器として利用可能である。

図２９は、アイソレーション特性を犠牲に低損失重視で４分配器を構成した例を示す。

５０オームの線路６０１の一端に、入力ポート１１が設けられ、他端に１００オームの１／４波長の４つの線路６０４（１）〜６０４（４）の一端が接続される。線路６０４（１）〜６０４（４）の他端には５０オーム線路６０９（１）〜６０９（４）が接続される。５０オーム線路６０９（１）〜６０９（４）の出力側には出力ポート１２〜１５が設けられる。

図３０は、図１における電力分配器１０５と共振回路１０１（１）〜１０１（ｉ）（ｉ＝４とする）とを分波器として構成例を示す。

分波回路４１は終端部において共振周波数ｆ１で共振する共振回路７０１（図１の共振器１０１（１）に相当）を持つ。共振回路７０１はポート２０から入力した信号に基づき共振し、共振信号が結合回路７１１（図１では共振器１０１（１）を可変位相部１０２（１）に結合する結合回路に相当）を介してポート２１から出力される。共振周波数ｆ２の共振器７０２（図１の共振器１０２（２）に相当）は、共振周波数ｆ１の共振回路７０１の位置から共振周波数ｆ２の１／４波長（λ_ｇ２／４）ずれた位置において分波回路４１に結合される。共振器７０２は結合回路７１２（図１では共振器１０１（２）を可変位相部１０２（２）に結合する結合回路に相当）と結合され、共振器７０２における共振信号は結合回路７１２を介してポート２２から出力される。同様に共振周波数ｆ３の共振器７０３は、共振回路７０１の位置から共振周波数ｆ３の３／４波長（３λ_ｇ３／４）ずれた位置において分波回路４１に結合される。共振器７０３は結合回路７１３（図１では共振器１０１（３）を可変位相部１０２（３）に結合する結合回路に相当）と結合され、共振器７０３における共振信号は結合回路７１３を介してポート２３から出力される。共振周波数ｆ４の共振器７０４は、共振回路７０１の位置から共振周波数ｆ４の５／４波長（５λ_ｇ４／４）ずれた位置において分波回路４１に結合される。共振器７０４は結合回路７１４と結合され、共振器７０４における共振信号は結合回路７１４を介してポート２４から出力される。

本発明の増幅器の一実施例を示す構成図である。電力合成の原理を説明するための図である。逆相合成時の周波数応答特性を示す図である。同相合成時の周波数応答特性を示す図である。非線形増幅デバイスに同レベルの２つの正弦波信号を入れたときの出力周波数応答特性を示す図である。非線形増幅デバイスにレベルの異なる２つの正弦波信号を入れたときの出力周波数応答特性を示す図である。非線形増幅デバイスに変調信号を入れたときの出力周波数応答特性を示す図である。図１（ｉ＝４）の回路に変調信号を入れたときの増幅デバイス端の出力周波数応答特性を示す図である。図１の回路に変調信号を入れたときの各増幅部の出力周波数応答特性を示す図である。図１（ｉ＝６）の回路の出力周波数応答特性を示す図である。図１（ｉ＝４）の回路の出力周波数応答特性を示す図である。増幅部の具体的な構成例を示す回路図である。電界効果型トランジスタにおけるI-Vカーブを表す図である。本発明の増幅器の一実施例を示す構成図である。本発明の増幅器の一実施例を示す構成図である。本発明の増幅器の一実施例を示す回路図である。本発明の増幅器の一実施例を示す回路図である。 GFSKを用いた場合の変調信号を示す図である。本発明の増幅器の一実施例を示す構成図である。増幅部の具体的な構成例を示す回路図である。図１９に示した実施例の出力周波数応答特性を示す図である。本発明の増幅器の一実施例を示す構成図である。本発明の増幅器の一実施例を示す構成図である。本発明の一実施例の増幅器を無線通信装置の送信部に適用した場合の構成例を示す図である。本発明の一実施例の増幅器を無線通信装置の受信部に適用した場合の構成例を示す図である。本発明の無線通信回路の一実施例を示す構成図である。本発明の無線通信回路の他の一実施例を示す構成図である。電力分配器の構成例を示す図である。電力分配器の他の構成例を示す図である分波器の構成例を示す図である。

符号の説明

１０１（１）〜１０１（ｉ）…共振器
１０２（１）〜１０２（ｉ）…可変位相部（位相調整部）
１０３（１）〜１０３（ｉ）…可変振幅部（振幅調整部）
１０４（１）〜１０４（ｉ）、１００４ａ〜１００４ｇ…増幅部
１０５…電力分配器（分配部）
１０６…電力合成器（電力合成部）
１０７（１）〜１０７（４）…遅延回路
１０８…ローパスフィルタ
１０９…外部制御装置
１１２（１）〜１１２（４）…高調波処理回路
１１３（１）、１１３（２）…０．５波長共振器
１１４（１）、１１４（２）…１波長共振器
１１００ｂ…サイズの大きな増幅デバイスを含む増幅部
１００９ａ、１００９ｂ、１１００ａ、１１０１ａ、１１０１ｂ…サイズの小さな増幅デバイスを含む増幅部
２０１…入力端子
２０２…出力端子
２０３…電力分配器
２０４…電力合成器
２０５…共振周波数ｆ１で共振する共振回路
２０６…共振周波数ｆ２で共振する共振回路
２０７ａ、２０７ｂ、２０８ａ、２０８ｂ…結合回路
３０１ａ、３０２ｂ…２つの共振回路で抽出された信号を電力合成した信号
３０２ａ、３０２ｂ…共振回路で抽出された信号
３０３…信号
４０１…増幅デバイス（トランジスタ）
４０２…入力整合回路
４０３…出力整合回路
４０４ａ、４０４ｂ…バイアス回路
４０５…入力端子
４０６…出力端子
４０７…正電源端子（コレクタ端子）
４０８…負電源端子（ゲート端子）
４０９…スイッチ
４１０…制御端子（コントロール端子）
５０１…信号処理回路
５０２、５０２（１）〜５０２（３）…周波数変換器（ミキサー）
５０３、５０３（１）〜５０３（３）…ローカル信号発生器
５０４…電力増幅器
５０５…帯域制限フィルタ、
５０６…アンテナ
５０７…低雑音増幅器
６０１、６０６（１）〜６０６（４）、６０９（１）〜６０９（４）…５０オームの線路
６０２（１）、６０２（２）、６０５（１）〜６０５（４）、６０４（１）〜６０４（１）…１／４波長線路
６０３、６０７、６０８…抵抗
７０１…共振回路
７０２〜７０４…共振器
７１１〜７１４…結合回路
４１…分波回路
１〜５、１１〜１５、２０〜２４…ポート
ＢＬ（１）〜ＢＬ（ｉ）…ブロック
ＢＬ（１０１）〜ＢＬ（１０３）…ブロック
Ｇ１１、Ｇ１１ａ…Ｓ_１１パラメータのグラフ
Ｇ２１、Ｇ２１ａ、Ｇ１１１〜Ｇ１１３…Ｓ_２１パラメータのグラフ

Claims

送信データを入力する入力端子と、
第１〜第ｉのブロックと、
前記送信データに送信処理を施して送信信号を生成し、生成した前記送信信号を前記第１〜第ｉのブロックに与える信号処理回路と、
前記第１〜第ｉのブロックを通過した信号を合成して合成信号を得る電力合成部と、
前記合成信号を出力する出力端子と、を備え、
前記第１〜第ｉのブロックは、
前記第１〜第ｉのブロックを通過する信号の周波数を変換する第１〜第ｉの１つの周波数変換器と、
前記第１〜第ｉの周波数変換器にそれぞれ異なる第１〜第ｉの周波数（第１の周波数＜第２の周波数＜・・・＜第ｉの周波数）をもつ第１〜第ｉの基準信号を与える第１〜第ｉの発振器と、
前記第１〜第ｉの周波数変換器の後段に配置されて、前記第１〜第ｉのブロックを通過する信号を増幅する第１〜第ｉの増幅部と、
前記第１〜第ｉの周波数と同一周波数の共振周波数をもち、前記第１〜第ｉの増幅部によって増幅された信号から前記共振周波数に応じた信号を取り出す、第１〜第ｉの共振器と、を有し、
第ｊ（ｊは１からｉ−１の間の整数）および第ｊ＋１の発振器は、それぞれ異なる位相をもつ第ｊおよび第ｊ＋１の前記基準信号を第ｊおよび第ｊ＋１の周波数変換器に与えることにより、第ｊおよび第ｊ＋１のブロックを通過する信号に｛（１８０±３０）＋（３６０×ｎ）｝度（ｎは０以上の整数）の範囲の位相差をもたせる、
ことを特徴とする無線通信回路。