WO2010090202A1

WO2010090202A1 - 高周波電力増幅器

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Publication number: WO2010090202A1
Application number: PCT/JP2010/051473
Authority: WO
Inventors: 彰男分島
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2009-02-04
Filing date: 2010-02-03
Publication date: 2010-08-12
Also published as: US8476980B2; JPWO2010090202A1; CN102308475B; CN102308475A; US20120188010A1; JP5516425B2

Abstract

　本発明の電力増幅器は、増幅回路（１００、２００、３００）と、第１の伝送線路（５３０）と、第２の伝送線路（５２０）と、第３の伝送線路（５４０）とを具備する。ここで、増幅回路（１００、２００、３００）は、基本周波数を有する入力信号を増幅して、第１の増幅信号と、第１の増幅信号とは位相が逆転している第２の増幅信号とを生成する。第１の伝送線路（５３０）は、左手系材料を用いて周波数に応じて異なる第１の位相群を第１の増幅信号に加えて第１の伝送信号を生成する。第２の伝送線路（５２０）は、右手系材料を用いて周波数に応じて異なる第２の位相群を第２の増幅信号に加えて第２の伝送信号を生成する。第３の伝送線路（５４０）は、第１および第２の伝送信号を合成して出力信号を生成する。なお、第１および第２の位相群は、基本周波数の２倍および３倍の周波数をそれぞれ有する２倍波および３倍波を弱める位相差を有する。

Description

高周波電力増幅器

　本発明は、電力増幅器と、その電力増幅方法とに係り、特に、プッシュプル型の電力増幅器と、その電力増幅方法とに係る。

　移動体基地局に代表されるように、伝送レートを向上させるための、信号の高度変調化がすすんでいる。それに伴い増幅器には高い歪特性が要求され、飽和出力状態より大きくバックオフして動作させる必要が生じている。そのため、増幅器の高出力化が求められている。その解決策の一つとして、プッシュプル型増幅器のように電力を合成する方法が用いられている。

　図１は、関連技術におけるプッシュプル型の高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。図１において、関連技術における電力増幅器は、入力側バラン回路としての第１のマーチャントバラン１００と、第１のトランジスタ２００と、第２のトランジスタ３００と、出力側バラン回路としての第２のマーチャントバラン４００とを具備する。第１のマーチャントバラン１００は、入力部としてのＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：高周波）信号入力部１１０と、グランド１２０に接地された接地用端部と、第１および第２の出力部とを具備する。２つのトランジスタ２００、３００は、同一の特性を有している。第２のマーチャントバラン４００は、第１および第２の入力部と、出力部としてのＲＦ信号出力部４３０と、グランド４４０に接地された接地用端部とを具備する。第１のマーチャントバラン１００の第１の出力部は、第１のトランジスタ２００のゲートに接続されている。第１のトランジスタ２００の、ソースまたはドレインの一方は、第２のマーチャントバラン４００の第１の入力部に接続されている。第１のトランジスタ２００の、ソースまたはドレインの他方は、接地されている。第１のマーチャントバラン１００の第２の出力部は、第２のトランジスタ３００のゲートに接続されている。第２のトランジスタ３００の、ソースまたはドレインの一方は、第２のマーチャントバラン４００の第２の入力部に接続されている。第２のトランジスタ３００の、ソースまたはドレインの他方は、接地されている。

　図２は、図１の関連技術における出力側バラン回路のポートを示すための概略図である。この出力側バラン回路としてのマーチャントバラン４００であり、第１の入力部としての第１のポート４１０と、第２の入力部としての第２のポート４２０と、図１ではＲＦ信号出力部４３０と記した第３のポート４３０と、グランド４４０に接地された接地用端部とを具備する。例えば、このマーチャントバラン４００を出力側バラン回路として用いた場合、第１のトランジスタ２００がマーチャントバラン４００に向けて出力した信号は、第１のポート４１０に供給されて、第３のポート４３０に向けて伝送される。同様に、第２のトランジスタ３００がマーチャントバラン４００に向けて出力した信号は、第２のポート４２０に供給されて、第３のポート４３０に向けて伝送される。

　このとき、第１のポート４１０と第３のポート４３０との距離を、第２のポート４２０と第３のポート４３０との距離よりも、入力する信号の基本波における１／２波長だけ長くしておく。こうすることにより、第１のトランジスタ２００と、第２のトランジスタ３００が出力する、位相がお互いにπラジアン異なる信号を、損失なく合成することが可能である。

　なお、このとき、２つのトランジスタ２００、３００において発生する２倍波は、同位相である。

　出力側バラン回路として、通常のマイクロストリップ線路を用いる場合について考える。このとき、２倍波においては、第１のポート４１０から第３のポート４３０までの距離と、第２のポート４２０から第３のポート４３０までの距離との差が、位相差０に相当する。したがって、このようなバラン回路において２倍波は完全に合成されてしまう。

　また、３倍波においては、第１のポート４１０から第３のポート４３０までの距離と、第２のポート４２０から第３のポート４３０までの距離との差が、１．５波長となり、これはπラジアンの位相差に相当する。したがって、第１のトランジスタ２００および第２のトランジスタ３００が、基本波と同様にπラジアンの位相差をもって出力する３次高調波は、ほぼ同相で合成される。すなわち、このようなバラン回路においては、３倍波のキャンセル効果もない。

　次に、出力側バラン回路として、マーチャントバラン４００を用いる場合について考える。このとき、２倍波においては、第１のポート４１０と第３のポート４３０との距離が、第２のポート４２０と第３のポート４３０との距離よりも約１／２波長分長くなる。このことにより、２倍波に対してキャンセル効果が働き、歪低減効果が得られる。

　しかしながら、このとき、３倍波においては、基本波と同様に、ほぼ同相で合成される。このため、３倍波のキャンセル効果は極めて小さい。

　以上に説明したように、通常の伝送線路における長さの制御によりバラン回路を作製し、基本周波数で１／２波長差を実現した場合には、２倍波、３倍波ともにキャンセル効果が得られない。また、マーチャントバランのようなバラン回路を用いた場合、２倍波に対しては、概ね１／２波長差となっていて、ある程度の２倍波キャンセル効果が得られる。ただし、バラン回路長差の周波数依存性により、完全なキャンセル効果は得られない。さらに、３倍波のキャンセル効果はほとんど無い。

　つまり、上記の関連技術によるバラン回路では、基本波周波数で１／２波長差、２倍波周波数で１／２波長差、３倍波周波数で波長差なし、を同時に実現することが困難であった。そのために、増幅器の歪特性が悪く、システムとして所望の歪特性を得るためには、別途歪補償回路を付加する必要があり、増幅器が大型化してしまうという問題があった。

　上記に関連して、特許文献１（特開２００５－３９７９９号公報）には、電力増幅器に係る記載が開示されている。特許文献１に記載の電力増幅器は、高周波信号を増幅するためのものである。この電力増幅器は、第１の増幅素子と、第２の増幅素子と、第１の分布定数線路と、第１の共振回路と、出力端子とを備える。ここで、第１の増幅素子は、第１の信号を増幅するためのものである。第２の増幅素子は、第１の増幅素子とプッシュプル型に接続されており、第１の信号と逆相の第２の信号を増幅するためのものである。第１の分布定数線路は、第１の増幅素子によって増幅された第１の信号における基本波成分の位相を反転させる線路長を有する。第１の共振回路は、短絡させたい偶数次高調波成分の位相が反転する第１の分布定数線路上の位置と第２の増幅素子の出力側との間に接続され、短絡させたい偶数次高調波成分の周波数で直列共振するものである。出力端子は、第１の分布定数線路からの信号と第２の増幅素子からの信号とを合成して出力するものである。

特開２００５－３９７９９号公報

　本発明の目的は、バラン回路において２倍波、３倍波のキャンセル効果を高めることによって、低い歪特性を実現できるプッシュプル型の電力増幅器と、その電力増幅方法とを提供することである。

　本発明の電力増幅方法は、（ａ）基本周波数を有する入力信号を増幅して、第１の増幅信号と、第１の増幅信号とは位相が逆転している第２の増幅信号とを生成するステップと、（ｂ）左手系材料を用いて周波数に応じて異なる第１の位相群を第１の増幅信号に加えるステップと、（ｃ）右手系材料を用いて周波数に応じて異なる第２の位相群を第２の増幅信号に加えるステップと、（ｄ）ステップ（ｂ）で得られる第１の伝送信号と、ステップ（ｃ）で得られる第２の伝送信号とを合成するステップとを具備する。ここで、基本周波数の２倍および３倍の周波数をそれぞれ有する２倍波および３倍波を弱める位相差を有する。

　左手系伝送線路と、右手系伝送線路とを組み合わせて出力側バラン回路を構成し、左手系伝送線路と、右手系伝送経路との間で、基本波において位相差を発生する。さらに、各インダクタと各コンデンサの値を調節して、２倍波と３倍波のキャンセル効果を高めることが可能となる。

図１は、関連技術におけるプッシュプル型の高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。図２は、関連技術における出力側バラン回路のポートを示すためのブロック図である。図３は、本発明の実施形態による電力増幅器の全体的な構造を説明するためのブロック図である。図４Ａは、本発明の実施形態による出力側のバラン回路の全体的な構成を説明するための正面図である。図４Ｂは、図４ＡのＡ－Ａ’によるバラン回路の断面図である。図５は、入力信号の周波数の変化に対する、出力側バラン回路の各位相差における変化の例を示すグラフである。図６は、本発明の電力増幅器と、関連技術による電力増幅器とに、同じ信号を入力して得られる出力スペクトラムを比較するためのグラフである。図７Ａは、本発明による電力増幅器の出力スペクトラムを示すグラフである。図７Ｂは、関連技術による電力増幅器の出力スペクトラムを示すグラフである。

　添付図面を参照して、本発明による電力増幅器と、その電力増幅方法とを実施するための形態を以下に説明する。

　図３は、本発明の実施形態による電力増幅器の全体的な構造を説明するためのブロック図である。この電力増幅器は、入力側バランとしてのマーチャントバラン１００と、第１のトランジスタ２００と、第２のトランジスタ３００と、出力側のバラン回路４００とを具備する。なお、図３において、２つのトランジスタ２００、３００が動作するためのバイアス回路は図示しない。

　マーチャントバラン１００は、ＲＦ信号入力部１１０と、グランド１２０に接地された接地用端部と、第１の出力部と、第２の出力部とを具備する。

　第１のトランジスタ２００と、第２のトランジスタ３００とは、同じ特性を有し、プッシュプル型の電力増幅を行う。ここでは、トランジスタの例としてＦＥＴを用いるが、他のトランジスタを用いても構わない。２つのトランジスタ２００、３００は、ソースと、ゲートと、ドレインとをそれぞれ具備するものとして説明を続ける。

　出力側のバラン回路４００は、第１の入力部と、第２の入力部と、出力部とを具備する。詳細については後述する。

　マーチャントバラン１００の第１の出力部は、第１のトランジスタ２００のゲートに接続されている。マーチャントバラン１００の第２の出力部は、第２のトランジスタ３００のゲートに接続されている。第１のトランジスタ２００のソースと、第２のトランジスタ３００のソースは、それぞれグランドに接地されている。第１のトランジスタ２００のドレインと、第２のトランジスタ３００のドレインとは、バラン回路５００の第１の入力部と、第２の入力部とに、それぞれ接続されている。なお、この説明におけるソースとドレインは、２つのトランジスタ２００、３００の極性に応じて適宜入れ替えても構わない。

　図４Ａは、本発明の実施形態による出力側のバラン回路５００の全体的な構成を説明するための正面図である。図４Ｂは、図４ＡのＡ－Ａ’によるバラン回路５００の断面図である。このバラン回路５００は、誘導体基板５１０と、第２の入力部に対応する伝送線路５２０と、第１の入力部に対応する複数の単位セル５３０と、出力部に対応する伝送線路５４０と、裏面メタル５５０とを具備する。ここで、単位セル５３０の総数をＮ_１と記す。Ｎ_１は、図４Ａでは４であるが、この値に限定されない。ただし、Ｎ_１は２以上の整数とする。ここでは、４つの単位セル５３０を、左から順に第１～第４の単位セルと呼ぶ。

　伝送線路５２０および伝送線路５４０は、誘電体基板５１０の一方の表面に形成されており、裏面メタル５５０は誘電体基板５１０のもう一方の表面に形成されている。言い換えれば、伝送線路５２０および伝送線路５４０は、誘電体基板５１０によって、裏面メタル５５０から絶縁されている。裏面メタル５５０は、グランドに接続されている。

　複数の単位セル５３０はそれぞれ、伝送線路５３１と、チップインダクタ５３２と、貫通穴５３３と、コンデンサ５３４とを具備する。ここで、貫通穴５３３は、誘電体基板５１０を貫通しており、その内部には金属が埋め込まれている。また、伝送線路５３１は、誘電体基板５１０における、伝送線路５２０や伝送線路５４０が形成されている面と同じ面に形成されている。

　第１の単位セル５３０における各構成要素の接続関係について説明する。第１のトランジスタ２００におけるドレインは、単位セル５３０の伝送線路５３１に接続されている。この伝送線路５３１は、チップインダクタ５３２における第１の接続部と、コンデンサ５３４における第１の接続部とに接続されている。チップインダクタ５３２の第２の接続部は、貫通穴５３３に埋め込まれた金属を介して、裏面メタル５５０に接続されている。コンデンサ５３４の第２の接続部は、第２の単位セル５３０の伝送線路５３１に接続されている。

　一般化すると、第ｉの単位セル５３０におけるコンデンサ５３４が第ｉ＋１の単位セル５３０の伝送線路５３１に接続されている。このように直列に接続されたＮ_１個の単位セル５３０は、負の屈折率すなわち負の誘電率および負の透磁率を有するいわゆる左手系材料としての特性を有し、したがっていわゆる左手系伝送線路として機能する。なお、伝送線路５２０、５４０は、通常の材料で構成された通常の伝送線路であるが、いわゆる右手系材料で構成されたいわゆる右手系の伝送線路であるとも言える。

　最後の単位セル５３０におけるコンデンサ５３４は、出力部としての伝送線路５４０に接続されている。

　トランジスタ３００におけるドレインは、バラン回路５００における第２の入力部としての伝送線路５２０の一方の端部に接続されている。伝送線路５２０の他方の端部は、伝送線路５４０に接続されている。この伝送線路５２０は、通常の、いわゆる右手系伝送線路である。

　すなわち、本実施形態による出力側バラン回路の最大の特徴は、２つの入力用伝送線路のうち、片方が左手系伝送線路であり、もう片方が右手系伝送線路である点であるとも言える。なお、左手系伝送線路を実現する方法は、上述した単位セルの集合体以外の構成であっても構わない。

　以上のように構成されたプッシュプル型電力増幅器の動作、すなわち本発明による電力増幅方法について説明する。

　まず、入力側バラン回路としてのマーチャントバラン１００の動作について説明する。マーチャントバラン１００は、ＲＦ信号入力部１１０に供給される高周波信号を、電力的に均等な２つの信号に分配する。このとき、これら２つの信号の間には、πラジアンの位相差が設けられる。これら２つの信号のうち、一方は第１のトランジスタ２００のゲートに、もう一方は第２のトランジスタ３００のゲートに、それぞれ供給される。

　次に、第１のトランジスタ２００および第２のトランジスタ３００の動作について説明する。上記のように構成された２つのトランジスタ２００、３００は、合わせて、プッシュプル型増幅回路部として動作する。プッシュプル型増幅回路部としてのトランジスタ２００、３００は、マーチャントバラン１００が出力した２つの信号を増幅する際に、基本周波数のｎ倍の周波数を有する高調波を発生する。これらの高調波は、各トランジスタ２００、３００の非線形特性によって発生する。

　このとき、第１のトランジスタ２００が増幅して出力した信号の、基本波における位相を基準として「０」と置くと、第１のトランジスタ２００で発生する２倍波の位相はπラジアンとなる。同様に、第１のトランジスタ２００で発生する３倍波周波数の位相は０となる。

　また、第２のトランジスタ３００が増幅して出力した信号の、基本波における位相はπラジアンとなり、第２のトランジスタ３００で発生する２倍波の位相はπラジアンとなる。同様に、第２のトランジスタ３００で発生する３倍波の位相はπラジアンとなる。

　次に、出力側のバラン回路５００の動作ついて説明する。第１のトランジスタ２００のドレインが出力する信号は、出力側バラン回路５００の左手系伝送線路に供給されることによって、基本波および２倍波においてはπラジアンの位相差を実現する。

　ここで、出力側バラン回路５００の各チップインダクタ５３２が有するインダクタンスをＬ_１と表記する。同じく、各コンデンサ５３４が有する容量をＣ_１と表記する。また、入力信号の周波数、すなわちプルプッシュ型増幅回路部が出力する信号における基本波周波数をｆ_１と表記する。

　Ｌ_１およびＣ_１を用いた左手系線路部の位相をφＬと表記する。φＬは、次の式から求められる。
　φＬ＝Ｎ_１／（ｆ_１・２・π・（Ｌ_１・Ｃ_１）^１／２）　　（式１）
　ここで、
　Ｑ＝Ｎ_１／（２・π・（Ｌ_１・Ｃ_１）^１／２）　　（式２）
と定義すると、
　φＬ＝Ｑ／ｆ_１　　（式３）
と表記できる。

　また、右手系伝送線路の位相差をφＲと表記する。右手系伝送線路を集中乗数的な等価回路で表すとき、この等価回路は、直列に接続されたインダクタと、接地されたコンデンサとを具備する。直列に接続されたインダクタのインダクタンスをＬ_２と表記し、接地されたコンデンサの容量をＣ_２と表記する。このとき、φＲは、次の式から求められる。
　φＲ＝－Ｎ_２・２・π・（Ｌ_２・Ｃ_２）^１／２・ｆ_１　　（式４）
　ここで、
　Ｐ＝Ｎ_２・２・π・（Ｌ_２・Ｃ_２）^１／２　　（式５）
と定義すると、
　φＲ＝－Ｐ・ｆ_１　　（式６）
と表記できる。

　左手系伝送線路を通る信号と、右手系伝送線路を通る信号とは、出力側の伝送線路５４０で合成される。ここで、ポート１からポート３までの伝送線路と、ポート２からポート３までの伝送線路との間に生じる位相差をΔφと表記する。Δφは、上記の左手系伝送線路による位相差φＬと、同じく右手系伝送線路による位相差φＲとの差に等しく、次の式から求められる。
　Δφ＝φＬ－φＲ　　（式７）

　図５は、入力信号の周波数ｆ_１の変化に対する、出力側のバラン回路５００の各位相差φＬ、φＲ、Δφにおける変化の例を示すグラフである。

　基本波周波数ｆ_１において、位相差Δφがπ（モジュロ２π）ラジアンである場合について考える。この場合、本実施形態による電力増幅器は、完全なプッシュプル増幅器として動作する。これはすなわち、任意の整数ｎにおいて、
　Ｑ／ｆ_１＋Ｐ・ｆ_１＝（２ｎ＋１）・π　　（式８）
の関係が満たされることに等しい。

　基本波周波数ｆ_１から、２倍波周波数（２・ｆ_１）までの間における、周波数による位相差Δφの変化について考える。周波数ｆ_１が増大すると、式１によってφＬは減少し、式２によって（－φＲ）は増加する。結果、この周波数帯域では、位相が大きく変化することなく、２倍波周波数２・ｆ_１においても位相差Δφはほぼπラジアンとなる。したがって、２倍波周波数においても十分なキャンセル効果が得られる。

　さらには、増幅器の２倍波周波数（２・ｆ_１）において、位相差Δφをπ（モジュロ２π）ラジアンにすることが可能である。すなわち、任意の整数ｎ’において、
　Ｑ／（２・ｆ_１）＋２・Ｐ・ｆ_１＝（２・ｎ’＋１）・π　　（式９）
が、式８と同時に実現可能である。この場合、２倍波がほぼ完全にキャンセルされ、より低歪なプッシュプル型電力増幅器が実現可能となる。

　特に、式８においてｎ＝０、かつ、式９においてｎ’＝０の場合について考える。つまり、
　Ｐ＝π／（３・ｆ）　　（式１０）
かつ
　Ｑ＝２・π・ｆ／３　　（式１１）
の関係が満たされるように、左手系伝送線路と、右手系伝送線路とを作製する。この場合、全体の線路長を短くすることが可能となる。すなわち、２倍波がほぼ完全にキャンセルされた低歪なプッシュプル型電力増幅器をさらに低損失なものとすることができる。

　次に、３倍波のキャンセルについて考える。そのためには、式８を満たすと同時に、基本波周波数ｆ_１の３倍波周波数（３・ｆ_１）において、位相差Δφの値を０（モジュロ２π）ラジアンにする。これは、任意の整数ｎ’’において、
　Ｑ／（３・ｆ_１）＋３・Ｐ・ｆ_１＝２・ｎ’’・π　　（式１２）
の関係を満たすことに等しい。式８と、式１２とを同時に実現すると、３倍波がほぼ完全にキャンセルされ、低歪なプッシュプル型電力増幅器を実現可能である。

　特に、式８においてｎ＝０、かつ、式１２においてｎ’’＝０の場合について考える。つまり、
　Ｐ＝５・π／（８・ｆ）　　（式１３）
かつ、
　Ｑ＝３・π・ｆ／８　　（式１４）
の関係が満たされるように、左手系伝送線路と、右手系伝送線路とを作製する。この場合、全体の線路長を短くすることが可能となる。すなわち、３倍波がほぼ完全にキャンセルされた低歪なプッシュプル型電力増幅器をさらに低損失なものとすることができる。

　本発明による電力増幅器では、基本波周波数、２倍波周波数、３倍波周波数のすべてにおいて同時に完全なキャンセルを行うのが理想的である。そのためには、位相差Δφの値を、基本波周波数および２倍波周波数ではπ（モジュロ２π）ラジアン、３倍波周波数では０（モジュロ２π）ラジアンに、同時に設定する必要がある。しかし、式８と、式９と、式１２とを同時に満たす解は数学的に存在しない。

　その一方で、本発明では、位相差Δφの値を、基本波周波数ではπ（モジュロ２π）ラジアンとしつつ、２倍波周波数ではπ±π／３（モジュロ２π）ラジアン、３倍波周波数では±π／３（モジュロ２π）ラジアンにすることは可能である。このとき、完全なキャンセル効果ではないものの、２倍波周波数と３倍波周波数との両方において、十分に大きなキャンセル効果を実現出来ることを確認した。その結果、歪特性がさらに改善した電力増幅器の提供が可能となった。

　より具体的には、任意の整数ｎ、ｎ’およびｎ’’において、
　Ｑ／ｆ_１＋Ｐ・ｆ_１＝（２ｎ＋１）・π　　（式１５）
かつ、
　（２ｎ’＋１）・π－π／３＜Ｑ／（２・ｆ_１）＋２・Ｐ・ｆ_１＜（２ｎ’＋１）・π＋π／３　　（式１６）
かつ、
　２ｎ’’・π＋π／３＜Ｑ／（３・ｆ_１）＋３・Ｐ・ｆ_１＜２ｎ’’・π＋π／３　　（式１７）
の関係が満たされるように、左手系伝送線路と、右手系伝送線路とを作製する。

　図６は、本発明の電力増幅器と、図１の関連技術による電力増幅器とに、同じ信号を入力して得られる出力スペクトラムを比較するためのグラフである。このグラフにおいて、横軸は出力信号の周波数であり、基本波周波数は入力信号と同じ２ＧＨｚ、２倍波周波数は４ＧＨｚ、３倍波周波数は６ＧＨｚである。また、縦軸は、基本波周波数における出力電力を基準とした相対的な電力を表す。

　両者の基本波出力電力に差はないが、本発明による電力増幅器では、２倍波周波数でも、３倍波周波数でも、出力電力を関連技術よりも１０ｄＢ以上低減できていることが分かる。

　図７Ａは、本発明による電力増幅器の出力スペクトラムを示すグラフである。図７Ｂは、関連技術による電力増幅器の出力スペクトラムを示すグラフである。両グラフを比較すると、本実施形態の電力増幅器では、３次歪を１０ｄＢ程度低減できていることが分かる。

　上記実施の形態において、コンデンサとインダクタはチップ形状のものを用いたが、これに限定されない。例えば、コンデンサとしてはインターデジット型やＭＩＭキャパシタを、また、インダクタとしては、誘電体基板上のマイクロストリップ線路などの伝送線路を用いることができる。

　また、上記実施の形態では、短い伝送線路中に伝送線路と接地との間に付加されたインダクタと伝送線路に直列に接続されたコンデンサを単位セルとして、前記単位セルが直列に接続した伝送線路を備えたが、これに限定されない。例えば、長い伝送線路中に同様な単位セルを直列に接続した伝送線路を用いても良いし、双方を併用してもよい。

　以下、本発明の電力増幅器および電力増幅方法の例を付記として記載する。

　（付記１）
　本発明の電力増幅器は、
　入力信号を、第１の信号と、前記第１の信号とは逆の位相を有する第２の信号とに分離する入力側バラン回路部と、
　第１の信号を増幅する第１の増幅器と、
　第１の増幅器と同じ特性を有し、第２の信号を第１の信号と同じ条件で増幅する第２の増幅器と、
　第１の増幅器が出力する第１の増幅信号と、第２の増幅器が出力する第２の増幅信号とを入力して合成する出力側バラン回路と
を具備し、
　出力側バラン回路は、
　第１の増幅信号を伝送する左手系伝送線路と、
　第２の増幅信号を伝送する右手系伝送線路と、
　左手系伝送線路の出力信号と、右手系伝送線路の出力信号とを合成する出力用伝送線路と
を具備するものであってもよい。

　（付記２）
　本発明の電力増幅器は、上記付記１の電力増幅器において、
　左手系伝送線路が、
　直列に接続された複数の単位セル
を具備し、
　複数の単位セルのそれぞれが、
　接地されたインダクタンスと、
　前記第１の入力用伝送線路に対して直列に接続されたコンデンサと
を具備するものであってもよい。

　（付記３）
　本発明の電力増幅器は、上記付記１または付記２において、
　右手系伝送線路が、
　左手系伝送線路に対して所定の位相差を発生するための長さ
を具備するものであってもよい。

　（付記４）
　本発明の電力増幅器は、上記付記１～上記付記３のいずれかにおいて、
　第１の増幅器と、前記第２の増幅器とが、前記入力側バラン回路部の後段に
プッシュプル型に接続されているものであってもよい。

　（付記５）
　本発明の電力増幅器は、上記付記２～上記付記４いずれかにおいて、
　入力信号の周波数をｆ１と置き、
　左手系伝送線路における複数の単位セルの総数をＮ１と置き、
　複数の単位セルのそれぞれにおけるインダクタのインダクタンスをＬ１と置き、
　それぞれの単位セルにおけるコンデンサの容量をＣ１と置き、
　右手系伝送線路を、接地されて容量Ｃ２を有するコンデンサと、直列に接続されてインダクタンスＬ２を有するインダクタとを含む集中定数的等価回路として表し、
　周波数ｆ１において、左手系伝送線路と右手系伝送線路との間に生じる位相差を表す繰り返し数をＮ２と置き、
　任意の整数ｎを置く場合に、
　Ｑ／ｆ１＋Ｐ・ｆ１＝（２ｎ＋１）・π、ただし
　Ｐ＝Ｎ２・２・π・（Ｌ２・Ｃ２）１／２、かつ
　Ｑ＝Ｎ１／（２・π・（Ｌ１・Ｃ１）１／２）
の関係を満たすものであってもよい。

　（付記６）
　本発明の電力増幅器は、上記付記５において、
　任意の整数ｎ’をさらに置く場合に、
　Ｑ／（２・ｆ１）＋２・Ｐ・ｆ１＝（２・ｎ’＋１）・π
の関係を満たすものであってもよい。

　（付記７）
　本発明の電力増幅器は、上記付記６において、
　前記任意の整数ｎと、前記任意の整数ｎ’とが、
　ｎ＝０、かつ
　ｎ’＝０
の関係を満たすものであってもよい。

　（付記８）
　本発明の電力増幅器は、上記付記５において、
　任意の整数ｎ’’をさらに置く場合に、
　Ｑ／（３・ｆ１）＋３・Ｐ・ｆ１＝（２・ｎ’’）・π
の関係を満たすものであってもよい。

　（付記９）
　本発明の電力増幅器は、上記付記８において、
　任意の整数ｎと、前記任意の整数ｎ’’とが、
　ｎ＝１、かつ
　ｎ’’＝１
の関係を満たすものであってもよい。

　（付記１０）
　本発明の電力増幅器は、上記付記５において、
　２つの任意の整数ｎ’およびｎ’’をさらに置く場合に、
　（２ｎ’＋１）・π－π／３＜Ｑ／（２・ｆ１）＋２・Ｐ・ｆ１＜（２ｎ’＋１）・π＋π／３、かつ
　２ｎ’’・π＋π／３＜Ｑ／（３・ｆ１）＋３・Ｐ・ｆ１＜２ｎ’’・π＋π／３
の関係を満たすものであってもよい。

　（付記１１）
　本発明の電力増幅方法は、
　（ａ）入力信号を、第１の信号と、第１の信号とは逆の位相を有する第２の信号とに分離するステップと、
　（ｂ）第１の信号を増幅するステップと、
　（ｃ）第２の信号を、ステップ（ｂ）と同じ条件で増幅するステップと、
　（ｄ）ステップ（ｂ）で得られる第１の増幅信号と、ステップ（ｃ）で得られる第２の増幅信号とを入力して合成するステップと
を具備し、
　ステップ（ｄ）は、
（ｄ－１）第１の増幅信号を、左手系伝送線路を介して伝送するステップと、
（ｄ－２）第２の増幅信号を、右手系伝送線路を介して伝送するステップと、
（ｄ－３）ステップ（ｄ－１）で伝送された信号と、前記ステップ（ｄ－２）で伝送された信号とを合成するステップと
を具備するものであってもよい。

　以上、本発明の実施の形態が添付の図面を参照することにより説明された。但し、本発明は、上述の実施の形態に限定されず、要旨を逸脱しない範囲で当業者により適宜変更され得る。

　本出願は、２００９年２月４日に出願された日本国特許出願２００９－０２３５３１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims

　基本周波数を有する入力信号を増幅して、第１の増幅信号と、前記第１の増幅信号とは位相が逆転している第２の増幅信号とを生成する増幅回路と、
　左手系材料を用いて周波数に応じて異なる第１の位相群を前記第１の増幅信号に加えて第１の伝送信号を生成する第１の伝送線路と、
　右手系材料を用いて周波数に応じて異なる第２の位相群を前記第２の増幅信号に加えて第２の伝送信号を生成する第２の伝送線路と、
　前記第１および前記第２の伝送信号を合成して出力信号を生成する第３の伝送線路と
を具備し、
　前記第１および前記第２の位相群は、
　前記基本周波数の２倍および３倍の周波数をそれぞれ有する２倍波および３倍波を弱める位相差
を有する
　電力増幅器。
　請求項１に記載の電力増幅器において、
　前記第１の伝送線路は、
　直列に接続された複数の単位セル
を具備し、
　前記複数の単位セルのそれぞれは、
　伝送線路と、
　一方の端部が前記伝送線路に接続されて、他方の端部が接地されたインダクタと、
　前記伝送線路に対して直列に接続されたコンデンサと
を具備する
　電力増幅器。
　請求項１または２に記載の電力増幅器において、
　前記第２の伝送線路は、
　前記基本周波数において、前記第１の伝送線路に対して所定の位相差を発生するための長さ
を具備する
　電力増幅器。
　請求項１～３のいずれかに記載の電力増幅器において、
　前記増幅回路は、
　入力信号に基づいて、第１の信号と、前記第１の信号とは逆の移送を有する第２の信号とを生成する入力側バラン回路部と、
　前記第１の信号を増幅して前記第１の増幅信号を生成する第１の増幅器と、
　前記第２の信号を、前記第１の増幅回路と同じ条件で増幅して前記第２の増幅信号を生成する第２の増幅器と
を具備し、
　前記第１の増幅器と、前記第２の増幅器とは、前記入力側バラン回路部の後段にプッシュプル型に接続されている
　電力増幅器。
　請求項１～４のいずれかに記載の電力増幅器において、
　前記第１の位相群と、前記第２の位相群との差は、
　前記入力信号が有する基本周波数においてはπ（モジュロ２π）ラジアンであって、
　前記基本周波数の２倍の周波数においてはπ±π／３（モジュロ２π）ラジアンであって、
　前記基本周波数の３倍の周波数においてはπ±π／３（モジュロ２π）ラジアンである
　電力増幅器。
　（ａ）基本周波数を有する入力信号を増幅して、第１の増幅信号と、前記第１の増幅信号とは位相が逆転している第２の増幅信号とを生成するステップと、
　（ｂ）左手系材料を用いて周波数に応じて異なる第１の位相群を前記第１の増幅信号に加えるステップと、
　（ｃ）右手系材料を用いて周波数に応じて異なる第２の位相群を前記第２の増幅信号に加えるステップと、
　（ｄ）前記ステップ（ｂ）で得られる第１の伝送信号と、前記ステップ（ｃ）で得られる第２の伝送信号とを合成するステップと
を具備し、
　前記基本周波数の２倍および３倍の周波数をそれぞれ有する２倍波および３倍波を弱める位相差を有する
　電力増幅方法。