JP2018142793A - アンテナ給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域化に対応したアンテナの指向性を向上させる。
【解決手段】アンテナ給電装置は、入力された高周波入力信号を複数の高周波出力信号に分け、前記複数の高周波出力信号を出力する分配回路（１ａ）と、複数の前記高周波出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となるように、少なくとも１つの前記高周波出力信号の位相を補正する位相補正回路（ＰＣ１、ＰＣ２）とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明はアンテナ給電装置に関する。

［バトラーマトリクス回路を用いたアンテナ給電装置］
移動通信システムの基地局アンテナとして使用されるアンテナには、限られた範囲にのみビームを照射するなどの高度な指向性成形が求められる。このようなアンテナとして、バトラーマトリクスを用いたマルチビームアンテナが挙げられる。バトラーマトリクスの例が非特許文献１に記載されている。

非特許文献１の回路構成によれば、ハイブリッド回路を用いて、マルチビームが発生するような位相差のある複数の高周波信号が生成される。生成された複数の高周波信号は、各アンテナ素子に供給される。各入力信号に対してビーム方向が一定の間隔を有するよう一部に同軸ケーブルなどの移相器が設けられ、絶対位相が調整される。

図２７（ａ）は、３入力４出力のバトラーマトリクス回路１により構成されたアンテナ給電装置の接続系統図である。このバトラーマトリクス回路１は、入力端Ｉ１〜Ｉ３から入力された高周波信号を複数の高周波信号に分け、該複数の高周波信号を出力端Ｏ１〜Ｏ４から出力する分配回路である。

バトラーマトリクス回路１は、２入力２出力のハイブリッド回路Ｈ１〜Ｈ３と、２分配器Ｄ１と、−９０度移相器ＰＳ１及びＰＳ２とを備えている。両移相器は、位相調整用同軸ケーブル又はストリップライン等で構成されている。このバトラーマトリクス回路により、入力端Ｉ１〜Ｉ３から入力された信号に対し、位相差のある４つの高周波信号を出力端Ｏ１〜Ｏ４から得ることができる。

入力端Ｉ１から信号が入力された場合、その入力信号は、ハイブリッド回路Ｈ１のポート１に入力される。この入力信号は、ハイブリッド回路Ｈ１により分配され、同ハイブリッド回路のポート３及びポート４に同振幅で出力されるとともに、ポート３の出力信号に対してポート４の出力信号は９０度の位相遅れを持つ。同図（ｂ）にポート３の出力信号を示し、同図（ｃ）にポート４の出力信号を示す。図中のｆ１、ｆ２及びｆ３はそれぞれ、使用周波数帯域の下限周波数、中心周波数及び上限周波数である。

ハイブリッド回路Ｈ１のポート３の出力信号は、ハイブリッド回路Ｈ２のポート１に入力される。この入力信号は、ハイブリッド回路Ｈ２により分配され、同ハイブリッド回路のポート３及びポート４に同振幅で出力されるとともに、ポート３の出力信号に対してポート４の出力信号は９０度の位相遅れを持つ。同図（ｄ）にポート３の出力信号を示し、同図（ｅ）にポート４の出力信号を示す。ポート３の出力信号は、出力端Ｏ１に送られる。

ハイブリッド回路Ｈ１のポート４の出力信号は、ハイブリッド回路Ｈ３のポート１に入力される。この入力信号は、ハイブリッド回路Ｈ３により分配され、同ハイブリッド回路のポート３及びポート４に同振幅で出力されるとともに、ポート３の出力信号に対してポート４の出力信号は９０度の位相遅れを持つ。同図（ｆ）にポート３の出力信号を示し、同図（ｇ）にポート４の出力信号を示す。ポート３の出力信号は、出力端Ｏ２に送られる。

ハイブリッド回路Ｈ２のポート４から出力された信号は、−９０度移相器ＰＳ１に入力される。この移相器の出力信号を同図（ｈ）に示す。この出力信号は出力端Ｏ３に送られる。

また、ハイブリッド回路Ｈ３のポート４から出力された信号は、−９０度移相器ＰＳ２に入力される。この移相器の出力信号を同図（ｉ）に示す。この出力信号は出力端Ｏ４に送られる。

ここで位相について着目すると、ハイブリッド回路Ｈ１〜Ｈ３の各出力信号は使用帯域内で周波数特性を持たない（同図（ｂ）〜（ｇ））。つまり、使用帯域内で位相が一定である。これに対し、−９０度移相器ＰＳ１及びＰＳ２の各出力信号は位相に周波数特性を有する（同図（ｈ）及び（ｉ））。つまり、使用帯域内で位相が一定ではない。

出力端Ｏ１及びＯ２の各出力信号の位相は、使用帯域内で一定であり、かつ設計値との差がない（同図（ｄ）及び（ｆ））。ここで、出力端Ｏ１及びＯ２の位相設計値はそれぞれ、０度及び−９０度である。しかし、出力端Ｏ３及びＯ４においては、中心周波数ｆ２における位相と下限周波数ｆ１における位相との差異が９０＊（１−ｆ１／ｆ２）度となる。また、中心周波数ｆ２における位相と上限周波数ｆ３における位相の差異は、９０＊（１−ｆ３／ｆ２）度となる。なお、出力端Ｏ３及びＯ４の位相設計値はそれぞれ、−１８０度及び−２７０度である。

図２７を元にして１．７１ＧＨｚ〜２．６９ＧＨｚという使用周波数帯域に適用し得るように構成した具体的なバトラーマトリクス回路１を図２８に示す。図２７と同じ要素については、同じ符号を付している。比誘電率３．３を有する厚さ１．６ｍｍの誘電体基板１１の上面に、ハイブリッド回路Ｈ１〜Ｈ３と、２分配器Ｄ１と、−９０度移相器ＰＳ１及びＰＳ２とが金属箔によってプリント形成されている。誘電体基板１１の下面全域には、金属箔からなる接地導体（不図示）がプリント形成されている。

ハイブリッド回路Ｈ１は、３段のブランチライン型カプラで形成され、各部の寸法は１．７１〜２．６９ＧＨｚにおいてインピーダンス５０Ωで整合が取れるように最適化されている。ハイブリッド回路Ｈ２及びＨ３についても同様である。

−９０度移相器ＰＳ１及びＰＳ２は、１／４波長遅延回路で形成されている。２分配器Ｄ１は、２段の１／４波長インピーダンス変換回路により形成され、１．７１〜２．６９ＧＨｚにおいてインピーダンス５０Ωで整合が取れるように最適化されている。

上記の回路において、各要素の接続は、インピーダンス５０Ωのマイクロストリップ線路によりなされている。さらに、中心周波数２．２ＧＨｚにおいて、入力端Ｉ１から信号を入力した場合は出力端Ｏ１〜Ｏ４で順に−９０度間隔の位相差を持ち、入力端Ｉ２から信号を入力した場合は出力端Ｏ１〜Ｏ４で順に＋９０度間隔の位相差を持ち、入力端Ｉ３から信号を入力した場合は全出力端で位相差が０度となるように線路長が調整されている。

図２９〜図３１に、それぞれ、図２８に示したバトラーマトリクス回路１の入力端Ｉ１〜Ｉ３から信号を入力した場合における、出力端Ｏ１で正規化した出力位相特性の実測値を示す。入力端Ｉ１〜Ｉ３のいずれから信号を入力した場合でも、出力端Ｏ３及びＯ４において周波数特性の偏差（周波数に応じた位相の差）が生じている。

［結合型回路を用いたアンテナ給電装置］
次に、垂直面内指向性のビームチルト操作を目的とした結合型回路により構成されたアンテナ給電装置について述べる。この結合型回路も、入力された高周波信号を複数の高周波信号に分け、該複数の高周波信号を出力する分配回路の一種である。

結合型回路は、容量結合された入出力回路部及び回転回路部を備え、入出力回路部に対する回転回路部の回転位置に応じて位相の異なる複数の高周波信号を生成する。生成された複数の高周波信号は、各アンテナ素子に供給される。所望のビームチルトを得るために結合型回路と各アンテナ素子の間に同軸ケーブル又はストリップライン等が設けられ、絶対位相が調整される。結合型回路の例が特許文献１に記載されている。この結合型回路においても、容量結合部において位相が周波数特性を有するため、各出力端子の出力位相もそれぞれ異なる周波数特性を有する。

図３２及び図３３に、１入力５出力の結合型回路２を示す。結合型回路２は、入出力回路部３と、該入出力回路部に対して回転可能な回転回路部４とを備えている。入出力回路部３は、誘電体基板３１を備えている。同誘電体基板の下面全域には、接地導体３２が設けられている。

誘電体基板３１の上面には、一端に入力端子３３ａを有し、他端に円形結合部３３ｂを有する入力側マイクロストリップ線路３３が金属箔によりプリント形成されている。入力端子３３ａと円形結合部３３ｂとの間には屈曲部３３ｃが形成されている。

同じく誘電体基板３１の上面には、第１の出力端子（出力１）３４ａと、第５の出力端子（出力５）３４ｂと、両出力端子間に介在し、円形結合部３３ｂの中心を曲率中心とする円弧状結合部３４ｃとを有する出力側マイクロストリップ線路３４が形成されている。

同じく誘電体基板３１の上面には、第２の出力端子（出力２）３５ａと、第４の出力端子（出力４）３５ｂと、両出力端子間に介在し、円形結合部３３ｂの中心を曲率中心とする円弧状結合部３５ｃとを有する出力側マイクロストリップ線路３５が形成されている。円弧状結合部３５ｃの径は、円弧状結合部３４ｃの径よりも小さい。

同じく誘電体基板３１の上面には、入力側マイクロストリップ線路３３の屈曲部３３ｃから分かれ出ており、かつ第３の出力端子（出力３）３６ａを終端部に有する出力側マイクロストリップ線路３６が形成されている。

回転回路部４は、細長状の誘電体基板４１を有している。誘電体基板４１の下面には、同誘電体基板の長手方向に延びる回転結合導体４２が形成されている。回転結合導体４２は、一端に円形結合部４２ａを有し、他端に第１の線路状結合部４２ｂを有している。円形結合部４２ａと第１の線路状結合部４２ｂとの間には、第２の線路状結合部４２ｃが設けられている。

誘電体基板３１上の入力側マイクロストリップ線路３３の円形結合部３３ｂの中心を支軸５１が貫通している。誘電体基板４１は、回転結合導体４２の円形結合部４２ａの中心に上記支軸５１を貫通させることによって誘電体基板３１に回転可能に支持される。このとき、円形結合部４２ａが入力側マイクロストリップ線路３３の円形結合部３３ｂ上に重ね合わされるとともに、線路状結合部４２ｂが出力側マイクロストリップ線路３４の円弧状結合部３４ｃ上に重ね合わされ、線路状結合部４２ｃが出力側マイクロストリップ線路３５の円弧状結合部３５ｃ上に重ね合わされる。したがって、誘電体基板４１を上記支軸５１を中心として回転させれば、回転結合導体４２の線路状結合部４２ｂ及び４２ｃがそれぞれ円弧状結合部３４ｃ及び３５ｃ上を移動することになる。

各部の寸法は１．７１〜２．６９ＧＨｚにおいて各出力で所望の電力比が得られ、かつインピーダンス５０Ωで整合が取れるように最適化されている。

入力側マイクロストリップ線路３３の円形結合部３３ｂと、回転結合導体４２の円形結合部４２ａとが容量結合される。また、回転結合導体４２の線路状結合部４２ｂと、出力側マイクロストリップ線路３４の円弧状結合部３４ｃとが容量結合されるとともに、回転結合導体４２の線路状結合部４２ｃと、出力側マイクロストリップ線路３５の円弧状結合部３５ｃとが容量結合される。

このような結合型回路２において、入力側マイクロストリップ線路３３の入力端子３３ａに入力された高周波信号は、円形結合部３３ｂに向かう信号と、第３の出力端子３６ａに向かう信号とに分配される。

円形結合部３３ｂに供給された信号は、回転結合導体４２を介して、出力側マイクロストリップ線路３４の円弧状結合部３４ｃと、出力側マイクロストリップ線路３５の円弧状結合部３５ｃとに分配される。

出力側マイクロストリップ線路３４は、円弧状結合部３４ｃにおける線路状結合部４２ｂとの結合部位を基準として２つに分かれることになる。したがって、円弧状結合部３４ｃに入力された高周波信号は、上記結合部位から第１の出力端子３４ａに向かう信号と第５の出力端子３４ｂに向かう信号とに分配される。

出力側マイクロストリップ線路３５は、円弧状結合部３５ｃにおける線路状結合部４２ｃとの結合部位を基準として２つに分かれることになる。したがって、円弧状結合部３５ｃに入力された高周波信号は、上記結合部位から第２の出力端子３５ａに向かう信号と第４の出力端子３５ｂに向かう信号とに分配される。

第１の出力端子３４ａから出力される信号の位相と第５の出力端子３４ｂから出力される信号の位相との位相差は、出力側マイクロストリップ線路３４において線路状結合部４２ｂとの結合位置から出力端子３４ａ、３４ｂに至る各線路の長さの差に対応する。そして、この線路の長さの差は、回転結合導体４２の回転位置に応じて変化することになる。

第２の出力端子３５ａから出力される信号の位相と第４の出力端子３５ｂから出力される信号の位相との位相差は、出力側マイクロストリップ線路３５において線路状結合部４２ｃとの結合位置から出力端子３５ａ、３５ｂに至る各線路の長さの差に対応する。そして、この線路の長さの差は、回転結合導体４２の回転位置に応じて変化することになる。

図３４に、結合型回路２の出力毎に、位相の設計値に対する実測値の偏差を示す。同図より、各出力で異なる周波数特性を持ち、周波数帯域の上限、下限で大きく差が出ていることがわかる。

特許４５５０１３５号公報

社団法人電子情報通信学会編、「アンテナ工学ハンドブック」、第１版、株式会社オーム社、１９８０年１０月３０日、ｐ．２１６−２１７

バトラーマトリクス回路から出力される複数の高周波出力信号の各位相に着目すると、同一周波数であっても、位相の実測値と設計値との差が高周波出力信号によってまちまちである。このようなバトラーマトリクス回路を用いてアンテナ給電を行うと、広帯域化に対応したアンテナの指向性が劣化する可能性がある。前記高周波出力信号の設計値に対する位相偏差のばらつきが、使用周波数帯域が広くなるにつれて大きくなるためである。以上の点は、結合型回路についても同様である。

本発明は、このような状況に鑑み、広帯域化に対応したアンテナの指向性を向上させることを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明に係るアンテナ給電装置は、入力された高周波入力信号を複数の高周波出力信号に分け、前記複数の高周波出力信号を出力する分配回路と、複数の前記高周波出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となるように、少なくとも１つの前記高周波出力信号の位相を補正する位相補正回路とを備えている。

本発明によれば、広帯域化に対応したアンテナの指向性を向上させることができる。

一実施形態におけるアンテナ給電装置の接続系統図である。 一実施形態におけるアンテナ給電装置の平面図である。 位相補正回路の説明図である。 位相補正回路の位相偏差を示す説明図である。 位相補正回路のリターンロス特性を示す説明図である。 アンテナ給電装置の出力位相図である。 アンテナ給電装置の出力位相図である。 アンテナ給電装置の出力位相図である。 アンテナ給電装置のリターンロス特性を示す説明図である。 アンテナ給電装置のリターンロス特性を示す説明図である。 アンテナ給電装置のリターンロス特性を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 別の実施形態におけるアンテナ給電装置の説明図である。 位相の設計値に対する実測値の偏差を出力毎に示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 アンテナの指向性のシミュレーション結果を示す説明図である。 別のアンテナ給電装置の接続系統図である。 （ａ）は従来のバトラーマトリクス回路の接続系統図である。（ｂ）〜（ｉ）は各部における信号の周波数と位相の関係を示す説明図である。 バトラーマトリクス回路の平面図である。 バトラーマトリクス回路の出力位相を示す説明図である。 バトラーマトリクス回路の出力位相を示す説明図である。 バトラーマトリクス回路の出力位相を示す説明図である。 従来の結合型回路の分解斜視図である。 （ａ）は結合型回路の入出力回路部の平面図である。（ｂ）は結合型回路の回転回路部の底面図である。 位相の設計値に対する実測値の偏差を出力毎に示す説明図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。ただし、本発明は、以下の実施形態によって限定されるものではない。

［バトラーマトリクス回路を備えたアンテナ給電装置］
図１は、一実施形態における、バトラーマトリクス回路１ａを備えたアンテナ給電装置の接続系統図である。図２７と同じ要素については、同じ符号を付して詳細な説明は省略する。本アンテナ給電装置は更に、ハイブリッド回路Ｈ２のポート３と出力端Ｏ１との間に配置された位相補正回路ＰＣ１と、ハイブリッド回路Ｈ３のポート３と出力端Ｏ２との間に配置された位相補正回路ＰＣ２とを備えている。両位相補正回路ＰＣ１及びＰＣ２は、バトラーマトリクス回路１ａ内の移相器を経ずにバトラーマトリクス回路１ａから出力される高周波出力信号の位相を補正するものであり、バンドパスフィルタで構成される。

図２に、図１を元にして１．７１〜２．６９ＧＨｚに適用し得るように構成された具体的なアンテナ給電装置を示す。比誘電率３．３を有する厚さ１．６ｍｍの誘電体基板１１の上面に、ハイブリッド回路Ｈ１〜Ｈ３と、２分配器Ｄ１と、−９０度移相器ＰＳ１ａ及びＰＳ２ａと、位相補正回路ＰＣ１及びＰＣ２とが金属箔によってプリント形成されている。誘電体基板１１の下面全域には、金属箔からなる接地導体（不図示）がプリント形成されている。

図３に示すように、位相補正回路ＰＣ１は、線路長１／４波長、線路幅３．２ｍｍのマイクロストリップ線路の両端に１／２波長のオープンスタブＯＳ１及びＯＳ２を配置した構成となっている。オープンスタブＯＳ１においては、１．７１〜２．６９ＧＨｚにおいてインピーダンス５０Ωで整合が取れるように最適化がされている。さらに、オープンスタブＯＳ１の先端部ＯＳ１ａから長さ５．８ｍｍ離れた部位を符号ＯＳ１ｂとすると、先端部ＯＳ１ａから部位ＯＳ１ｂまでの線路幅が１．７ｍｍであり、それ以降の線路幅は０．５ｍｍである。オープンスタブＯＳ２もオープンスタブＯＳ１と同様の構造である。

位相補正回路ＰＣ２も、位相補正回路ＰＣ１と同様の構造である。

図４に、同線路長のマイクロストリップ線路に対する位相補正回路ＰＣ１及びＰＣ２の位相偏差を示す。これによると、上限周波数（符号Ｋ１３）と下限周波数（符号Ｋ１１）とにおいて約４２度の位相偏差を持つ。また、図５に、位相補正回路ＰＣ１及びＰＣ２のリターンロス特性を示す。この図から、１．７１ＧＨｚ（符号Ｋ２１）〜２．６９ＧＨｚ（符号Ｋ２３）において良好なリターンロス特性が得られている。

また、−９０度移相器については、周波数帯域が狭い場合は構造が簡易な１／４波長遅延回路にて構成するのが一般的である。しかし、広帯域を目的とする本実施形態では、各移相器の基準回路に線路長が１／４波長の位相補正回路ＰＣ１及びＰＣ２が配置されている。そのため、−９０度移相器ＰＳ１ａ及びＰＳ２ａはそれぞれ、−９０度移相器ＰＳ１及びＰＳ２に比べて線路長が１／４波長だけ長くなるように、全体として１／２波長の５０Ωマイクロストリップ線路で形成されている。

また、２分配器Ｄ１は、２段の１／４波長インピーダンス変換回路により形成され、１．７１〜２．６９ＧＨｚにおいてインピーダンス５０Ωで整合が取れるように最適化されている。

上記の回路において、各要素間の接続は、インピーダンス５０Ωのマイクロストリップ線路によりなされている。さらに、使用周波数範囲の中心周波数において入力端Ｉ１から入力した信号は出力端Ｏ１〜Ｏ４において順に−９０度間隔の位相差を持ち、入力端Ｉ２から入力した信号は出力端Ｏ１〜Ｏ４において順に＋９０度間隔の位相差を持ち、入力端Ｉ３から入力した信号は全出力端で位相差が０度となるように線路長が調整されている。

図６〜図８に、それぞれ、図２に示したバトラーマトリクス回路１ａの入力端Ｉ１〜Ｉ３から信号を入力した場合における、出力端Ｏ１で正規化した出力位相特性の実測値を示す。入力端Ｉ１〜Ｉ３のいずれから信号を入力したとしても、出力端Ｏ３及びＯ４での位相の偏差が、バトラーマトリクス回路１と比べて大幅に改善していることがわかる。
位相補正回路ＰＣ１及びＰＣ２により、周波数毎に見たときに、出力端Ｏ１及びＯ２の位相設計値に対する位相偏差が、出力端Ｏ３及びＯ４の位相設計値に対する位相偏差と同程度になる。つまり、複数の高周波出力信号の位相設計値に対する位相偏差が略一定となる。図２９〜図３１において、出力３及び４のグラフと略平行になるように出力１及び２のグラフを位相補正回路ＰＣ１及びＰＣ２により意図的に傾かせた後、出力１（出力端Ｏ１）で正規化することにより、図６〜図８に示すようなグラフとなる。

図９〜図１１に、それぞれ、入力端Ｉ１〜Ｉ３から信号を入力した場合のリターンロス特性の実測値を示す。これらの図から明らかなように、本実施形態のアンテナ給電装置によれば、比帯域４４％の広帯域においても良好なリターンロス特性を実現することが可能である。

図１２〜図２０に、本実施形態のアンテナ給電装置を用いたアンテナの指向性シミュレーション結果と、位相補正回路のない図２８のアンテナ給電装置を用いたアンテナの指向性シミュレーション結果と、指向性の設計値とを示す。図１２〜図１４は、入力端Ｉ１から信号を入力した場合において、それぞれ、１．７１ＧＨｚ（下限周波数）、２．２ＧＨｚ（中心周波数）及び２．６９ＧＨｚ（上限周波数）における指向性シミュレーション結果である。図１５〜図１７は、入力端Ｉ２から信号を入力した場合において、それぞれ、１．７１ＧＨｚ、２．２ＧＨｚ及び２．６９ＧＨｚにおける指向性シミュレーション結果である。図１８〜図２０は、入力端Ｉ３から信号を入力した場合において、それぞれ、１．７１ＧＨｚ、２．２ＧＨｚ及び２．６９ＧＨｚにおける指向性シミュレーション結果である。

図１３、図１６及び図１９に示しているように、中心周波数においては位相補正回路が無くても、設計値に近い指向性が得られている。その一方で、下限周波数（図１２、図１５、図１８）と上限周波数（図１４、図１７、図２０）においては位相補正回路が無い場合は設計値と大きな差異を持つのに対して、位相補正回路が有る場合は設計値に近い指向性が得られている。このことから、使用帯域が広くなる程、本実施形態は有益であるといえる。

移動体通信システムに割り当てられている周波数帯域は複数あるが、近年では複数の周波数帯域をアンテナで共用する構成が一般的である。例えば１．７ＧＨｚ帯と２ＧＨｚ帯と２．５ＧＨｚ帯とを共用する場合、周波数範囲は１．７１ＧＨｚ〜２．６９ＧＨｚ（比帯域４４％）となる。つまり、移動体通信システムにおける基地局アンテナは、より広帯域な特性が必要とされる。このような広帯域に対応したアンテナにとって本実施形態は有益である。

本実施形態は、アンテナ給電装置の複数の高周波出力信号の設計値に対する位相偏差を略一定にすることにより、アンテナの指向性を向上させることができるという見地に基づいてなされたものである。そして、アンテナ給電装置の複数の高周波出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となるように、バトラーマトリクス回路内の移相器を経ずに該バトラーマトリクス回路から出力される信号の位相が位相補正回路により補正される。

本実施形態によれば、アンテナ給電装置において複数の高周波出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となる。そのため、比帯域が最大４４％といったような広帯域に対応したアンテナの指向性を向上させることができる。

［結合型回路を備えたアンテナ給電装置］
次に、結合型回路を備えたアンテナ給電装置について説明する。このアンテナ給電装置についても同様に、複数の高周波出力信号の設計値に対する位相偏差を周波数毎に略一定とすることができる。図２１に本アンテナ給電装置の実施形態を示す。図３２及び図３３と同じ要素については、同じ符号を付している。

本アンテナ給電装置は、結合型回路２に加えて、第１の出力端子（出力１）３４ａに対してインピーダンス５０Ωの同軸ケーブル６１により接続された位相補正回路７１を備えている。本アンテナ給電装置は、第３の出力端子（出力３）３６ａに対してインピーダンス５０Ωの同軸ケーブル６３により接続された位相補正回路７３と、第５の出力端子（出力５）３４ｂに対してインピーダンス５０Ωの同軸ケーブル６５により接続された位相補正回路７５をも有している。位相補正回路７１、７３、７５の各構成は、図３に示した位相補正回路と同様である。

また、本アンテナ給電装置においては、第２の出力端子（出力２）３５ａ及び第４の出力端子（出力４）３５ｂには、上記の位相補正回路７１、７３、７５及び同軸ケーブル６１、６３、６５の絶対位相に調整した同軸ケーブル６２及び６４がそれぞれ接続される。

図２２に、本アンテナ給電装置における出力毎の位相の設計値に対する実測値の偏差を示す。位相補正回路が設けられた出力１、出力３、出力５の周波数特性が、出力２、出力４の周波数特性に近づいていることがわかる。つまり、全ての高周波出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となっている。

図２３〜図２５に、本実施形態のアンテナ給電装置を用いたアンテナにおける指向性シミュレーション結果と、位相補正回路がない図３２及び図３３のアンテナ給電装置を用いたアンテナにおける指向性シミュレーション結果と、指向性の設計値とを示す。図２３は１．７１ＧＨｚ（下限周波数）の場合を示し、図２４は２．２ＧＨｚ（中心周波数）の場合を示し、図２５は２．６９ＧＨｚ（上限周波数）の場合を示す。

図２４に示しているように、中心周波数（２．２ＧＨｚ）では位相補正回路の有無にかかわらず設計値との差異を持たない。その一方で、下限周波数（図２３）と上限周波数（図２５）では、位相補正回路が無い場合は設計値との差異が比較的大きい一方で、位相補正回路が有る場合は設計値に近い指向性が得られている。

１入力５出力の結合型回路２のみならず、１入力ｎ出力の結合型回路に位相補正回路を接続することができる。ただし、ｎは２以上の整数である。図２６は、１入力ｎ出力の結合型回路８１の各出力経路に、位相周波数特性を補正する位相補正回路９１〜９ｎを追加した接続系統図である。これらの位相補正回路は、図３に示した位相補正回路と同様の構成である。

必ずしも結合型回路の全ての出力信号の位相を補正する必要はない。アンテナ給電装置の複数の出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となるように、結合型回路の少なくとも１つの出力信号の位相を位相補正回路により補正すればよい。

［その他］
位相補正回路が設けられる分配回路は、上記で説明したバトラーマトリクス回路及び結合型回路に限定されるわけではない。例えば、図２に示した２分配器Ｄ１を単独で分配回路として用いることもできる。あるいは、１つの入力信号をｎ個に分けて出力するｎ分配器を分配回路として用いることもできる。ただし、ｎは２以上の整数である。

分配回路及び位相補正回路は、誘電体基板上の金属箔又は金属片により構成することができる。バトラーマトリクス回路を備えたアンテナ給電装置において、該バトラーマトリクス回路の誘電体基板に、位相補正回路を一体に設けてもよい。あるいは、バトラーマトリクス回路の誘電体基板とは別の誘電体基板に位相補正回路を設けて、バトラーマトリクス回路と位相補正回路を接続してもよい。

結合型回路を備えたアンテナ給電装置においても同様に、該結合型回路の入出力回路部の誘電体基板に、位相補正回路を一体に設けてもよい。あるいは、結合型回路の入出力回路部の誘電体基板及び回転回路部の誘電体基板のいずれとも異なる誘電体基板に位相補正回路を設けて、入出力回路部と位相補正回路を接続してもよい。

位相補正回路は、バンドパスフィルタに限られない。アンテナ給電装置において複数の出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となるような、任意の構成の位相補正回路を用いることができる。

本発明の特定の実施形態について説明したが、本発明はこのような実施形態に限定されず、本発明の技術的思想に基づく種々の変更は本発明の概念に含まれる。

１ バトラーマトリクス回路
Ｉ１〜Ｉ３ 入力端
Ｏ１〜Ｏ４ 出力端
Ｈ１〜Ｈ３ ハイブリッド回路
Ｄ１ ２分配器
ＰＳ１、ＰＳ２ 移相器
１１ 誘電体基板

１ａ バトラーマトリクス回路

ＰＣ１ 位相補正回路
ＰＣ２ 位相補正回路

２ 結合型回路

３ 入出力回路部
３１ 誘電体基板
３２ 接地導体
３３ 入力側マイクロストリップ線路
３３ａ 第１の入力端子
３３ｂ 円形結合部
３３ｃ 屈曲部
３４ 出力側マイクロストリップ線路
３４ａ 第１の出力端子
３４ｂ 第５の出力端子
３４ｃ 円弧状結合部
３５ 出力側マイクロストリップ線路
３５ａ 第２の出力端子
３５ｂ 第４の出力端子
３５ｃ 円弧状結合部
３６ 出力側マイクロストリップ線路
３６ａ 第３の出力端子

４ 回転回路部
４１ 誘電体基板
４２ 回転結合導体
４２ａ 円形結合部
４２ｂ 線路状結合部
４２ｃ 線路状結合部

５１ 支軸

６１〜６５ 同軸ケーブル
７１、７３、７５ 位相補正回路

Claims (10)

1. 入力された高周波入力信号を複数の高周波出力信号に分け、前記複数の高周波出力信号を出力する分配回路と、
   複数の前記高周波出力信号の設計値に対する位相偏差が周波数毎に略一定となるように、少なくとも１つの前記高周波出力信号の位相を補正する位相補正回路と
   を備えたアンテナ給電装置。
2. 前記分配回路がバトラーマトリクス回路であり、
   前記バトラーマトリクス回路から出力された前記複数の高周波出力信号のうち、前記バトラーマトリクス回路内の移相器を経ずに出力された高周波出力信号の位相を、前記位相補正回路が補正する、請求項１に記載のアンテナ給電装置。
3. 前記バトラーマトリクス回路及び前記位相補正回路が誘電体基板上の金属箔又は金属片により形成されている、請求項２に記載のアンテナ給電装置。
4. 前記バトラーマトリクス回路及び前記位相補正回路が単一の誘電体基板上に形成されている、請求項３に記載のアンテナ給電装置。
5. 前記バトラーマトリクス回路及び前記位相補正回路が別々の誘電体基板上にそれぞれ形成されている、請求項３に記載のアンテナ給電装置。
6. 前記分配回路が、容量結合された入出力回路部及び回転回路部を備え、前記入出力回路部に対する前記回転回路部の回転位置に応じた前記複数の高周波出力信号を出力する結合型回路である、請求項１に記載のアンテナ給電装置。
7. 前記結合型回路及び前記位相補正回路が誘電体基板上の金属箔又は金属片により形成されている、請求項６に記載のアンテナ給電装置。
8. 前記入出力回路部及び前記位相補正回路が単一の誘電体基板上に形成されている、請求項７に記載のアンテナ給電装置。
9. 前記入出力回路部及び前記位相補正回路が別々の誘電体基板上にそれぞれ形成されている、請求項７に記載のアンテナ給電装置。
10. 前記位相補正回路がバンドパスフィルタとして構成されている、請求項１〜９のいずれか一項に記載のアンテナ給電装置。

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