JP4679618B2 - フィルタ回路および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば無線通信装置に用いられるフィルタ回路およびこれを用いた無線通信装置に関する。

無線または有線で情報通信を行う通信機器は、アンプ、ミキサ、フィルタなどの各種の高周波部品から構成されている。この中で、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：バンドパスフィルタ）は、共振器を複数個並べて特定の周波数帯の信号のみを通過させる機能を有する。今日の通信システムにおいては、周波数の有効利用の観点からフィルタ特性は、使用可能な帯域幅が最大限使用できるよう、シャープな遮断特性が望ましい。さらに、通信機器の小形化に対する需要から、フィルタはより小さいサイズが望ましい。

フィルタ特性を実現するためには、複数の共振器を電磁界にて相互に結合させる必要があり、フィルタの回路定数は各共振器の共振周波数ｆ_ｉ、共振器間結合Ｍ_ｉｊ、および外部との結合Ｑｅで構成される。

図１４は従来技術のフィルタ回路の回路図である。９０１が入力端子、９０２が出力端子、９０３（１）〜（ｎ）が共振器、９０４（１）〜（ｎ−１）が結合回路である。このフィルタ回路は図のように共振器９０３（１）〜（ｎ）を縦列接続させることによって構成される。図１４の共振器の等価回路はインダクタＬとキャパシタＣから成り、損失の効果を考慮する場合には抵抗も追加される。抵抗が無い場合の共振器の共振周波数は次式で与えられる。

ｆ_０＝１／ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）

ただし、Ｌ、Ｃはそれぞれ共振器のインダクタンスとキャパシタンスである。図１４のフィルタ回路ではこの共振器を縦列接続させ、それぞれの共振回路の結合量を表す共振器間結合係数Ｍ_ｉｊ（図１４のｍ_１２、ｍ_２３、・・・、ｍ_ｎ−１，_ｎ）と、入出力部で共振器を励振する量を表す外部Ｑ（図１４のＱｅ）の値を適当に決めることによってフィルタ回路としての通過周波数範囲や阻止域減衰量を決定することができる。

共振器が縦列接続されたフィルタでは各共振器に電流が伝播してゆくため、共振器には全ての周波数成分の電流が流れてしまう。従って、超電導体のような流せる電流値に限界を持つ材料を用いて共振器を構成する場合は、フィルタとして大きな電力を通過させるため、この共振器の耐電力性が重要なパラメータとなる。そして、共振器を円盤形状や幅広線路を用いるなどして電流が集中して流れないように対策することで耐電力性を向上させるための方法が検討されている。

しかし、超電導体を用いた超電導共振器では無負荷Ｑ値が非常に高いため共振器の電流集中が大きくなる。このため共振器形状の工夫だけでは大きな耐電力性を得ることができない問題点がある。

図１５は従来技術のフィルタ回路の回路図である。図１５の回路図に示すように、共振器を通過する電力を分散させてフィルタ特性を実現する方法として共振器９１３（１）〜（ｎ）を並列接続させてフィルタ回路を構成する方法がある（例えば、特許文献１、特許文献２）。これは共振器９１３（１）〜（ｎ）の並列構成によって入力した電力が各共振器９１３に電力分配されることによって全体としての耐電力特性を上げるものである。

共振器を並列構成するためには各共振器を異なる周波数（図１５のｆ_１、ｆ_２、・・・、ｆ_ｎ）を持つように構成し、隣り合う共振周波数を持つ共振器が逆相となるように合成することでフィルタ特性を実現するものである。なお、図１５中、「−ｍ_２」の「−」は逆相結合を示す。この原理を利用したフィルタ構成で、超電導フィルタと常電導フィルタを組み合わせる方法がある（例えば、特許文献３、特許文献４）。

特許文献３では超電導フィルタと常電導フィルタを並列化しているが、入力に大きな電力が来るとそのまま電力が分配されるわけではない。すなわち、各フィルタに電力が入力して反射される電力と通過する電力に分離するだけであり、この構成では超電導フィルタにも大きな耐電力性が必要となってしまう問題点がある。また、超電導フィルタと常電導フィルタを合成すると、合成部分での損失が入ってしまうため、超電導部の低損失の利点を十分生かせない問題もある。
特開２００１−３４５６０１号公報 特開２００４−９６３９９号公報 特許３３８０１６５号公報 特開平１１−１８６８１２号公報

以上述べたように、急峻な通過特性をもつ超電導体を用いたフィルタ回路では超電導体の臨界電流密度の特性のために耐電力性を大きくすることができないという問題点があった。

本発明は、上記事情を考慮してなされたものであり、その目的とするところは、急峻な通過特性と耐電力性とを両立可能なフィルタ回路およびこれを用いた無線通信装置を提供することにある。

本発明の第１の態様のフィルタ回路は、 信号を入力する入力端子と、前記入力端子から入力される信号を端子Ａで受け取り、受け取った信号を分割して端子Ｂおよび端子Ｃから送出し、また、前記端子Ｂおよび端子Ｃに与えられる信号を合成して、それぞれが同相の場合には端子Ａから、逆相の場合には端子Ｄから送出する、４端子素子と、前記端子Ｄから送出される信号を出力する出力端子と、前記入力端子から入力された信号の中心周波数を阻止帯域内に有し、前記端子Ｂから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｂに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第１帯域阻止フィルタと、前記第１帯域阻止フィルタの阻止帯域と同一の阻止帯域を有し、前記端子Ｃから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｃに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第２帯域阻止フィルタと、複数の共振器を用いて前記第１帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第１反射型共振器群回路と、前記複数の共振器と同一の周波数を有する複数の共振器を用いて前記第２帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第２反射型共振器群回路と、前記第１反射型共振器群回路と並列に接続される第１開放端部と、前記第２反射型共振器群回路と並列に接続される第２開放端部と、を備え、前記第１帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、前記第１反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、前記第１開放端部で反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２開放端部で反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが同相となることを特徴とする。

上記態様のフィルタ回路において、前記所望帯域の中心周波数に対する前記第１開放端部の電気長と、前記所望帯域の中心周波数に対する前記第２開放端部の電気長とが９０度異なることが望ましい。

本発明の第２の態様のフィルタ回路は、信号を入力する入力端子と、前記入力端子から入力される信号を端子Ａで受け取り、受け取った信号を分割して端子Ｂおよび端子Ｃから送出し、また、前記端子Ｂおよび端子Ｃに与えられる信号を合成して、それぞれが同相の場合には端子Ａから、逆相の場合には端子Ｄから送出する、４端子素子と、前記端子Ｄから送出される信号を出力する出力端子と、前記入力端子から入力された信号の中心周波数を阻止帯域内に有し、前記端子Ｂから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｂに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第１帯域阻止フィルタと、前記第１帯域阻止フィルタの阻止帯域と同一の阻止帯域を有し、前記端子Ｃから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｃに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第２帯域阻止フィルタと、複数の共振器を用いて前記第１帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第１反射型共振器群回路と、前記複数の共振器と同一の周波数を有する複数の共振器を用いて前記第２帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第２反射型共振器群回路と、前記第１反射型共振器群回路と並列に接続される第１終端部と、前記第２反射型共振器群回路と並列に接続される第２終端部と、を備え、前記第１帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、前記第１反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となることを特徴とする。

上記態様のフィルタ回路において、前記端子Ｂと前記第１帯域阻止フィルタの間、または、前記端子Ｃと前記第２帯域阻止フィルタの間のいずれか一方に、９０度遅延回路を備えることが望ましい。

上記態様のフィルタ回路において、前記第１帯域阻止フィルタと前記第１反射型共振器群回路との間、または、前記第２帯域阻止フィルタと前記第２反射型共振器群回路との間に位相器を有することが望ましい。

上記態様のフィルタ回路において、前記第１反射型共振器群回路内および前記第２反射型共振器群回路内の前記共振器および前記回路内の伝送線路が超電導共振器および超電導線路であることが望ましい。

上記態様のフィルタ回路において、前記４端子素子がマジックＴであることが望ましい。

本発明の第３の態様の無線通信装置は、送信データに送信処理を施して送信信号を得る信号処理回路と、前記送信信号を増幅する電力増幅器と、増幅された送信信号をフィルタ処理する上記態様のフィルタ回路と、前記フィルタ回路から得られる信号を空間に電波として放射するアンテナと、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、急峻な通過特性と耐電力性とを両立可能なフィルタ回路およびこれを用いた無線通信装置を提供することが可能となる。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態のフィルタ回路の概略ブロック図である。

図１に示すように、このフィルタ回路は、信号を入力する入力端子１０２を備えている。そして、入力端子１０２から入力される信号を端子Ａで受け取り、受け取った信号を分割して端子Ｂおよび端子Ｃから送出し、また、端子Ｂおよび端子Ｃに与えられる信号を合成して、それぞれが同相の場合には端子Ａから、逆相の場合には端子Ｄから送出する、４端子素子１０６を備えている。そして、４端子素子１０６の端子Ｄから送出される信号を出力する出力端子１０４を備えている。

このフィルタ回路は、入力端子１０２から入力された信号の中心周波数を阻止帯域内に有し、４端子素子１０６の端子Ｂから送出される信号に含まれる阻止帯域内の信号を端子Ｂに反射させ、阻止帯域外の信号を通過させる第１帯域阻止フィルタ（ＢＳＦ：Ｂａｎｄ Ｓｔｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ）１１０（１）を備えている。そして、第１帯域阻止フィルタ１１０（１）の阻止帯域と同一の阻止帯域を有し、４端子素子１０６の端子Ｃから送出される信号に含まれる阻止帯域内の信号を端子Ｃに反射させ、阻止帯域外の信号を通過させる第２帯域阻止フィルタ１１０（２）を備えている。

さらに、第１の複数の共振器１１２（１）〜１１２（ｎ）（ｎは正の整数）を用いて第１帯域阻止フィルタ１１０（１）を通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第１反射型共振器群回路１１４を備えている。また、第１の複数の共振器１１２（１）〜１１２（ｎ）と同一の周波数を有する第２の複数の共振器１２２（１）〜１２２（ｎ）を用いて第２帯域阻止フィルタ１１０（２）を通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第２反射型共振器群回路１２４を備えている。

さらに、第１反射型共振器群回路１１４と並列に接続される第１開放端部１１８と、第２反射型共振器群回路１２４と並列に接続される第２開放端部１２８とを備えている。

また、第１帯域阻止フィルタ１１０（１）と第１反射型共振器群回路１１４の間には第１の９０度遅延回路１１６（１）が設けられている。そして、４端子素子１０２の端子Ｃと第２帯域阻止フィルタ１１０（２）の間には、第２の９０度遅延回路１１６（２）が設けられている。さらに、第２帯域阻止フィルタ１１０（２）と第２反射型共振器群回路１２４との間には、第３の９０度遅延回路１１６（３）が設けられている。

ここで、第１帯域阻止フィルタ１１０（１）で反射され４端子素子１０６の端子Ｂに与えられる信号と、第２帯域阻止フィルタ１１０（２）で反射され４端子素子１０６の端子Ｃに与えられる信号とが逆相となるようフィルタ回路が構成されている。また、第１反射型共振器群回路１１４を通過して反射され端子Ｂに与えられる信号と、第２反射型共振器群回路１２４を通過して反射され端子Ｃに与えられる信号とが逆相となるようフィルタ回路が構成されている。さらに、第１開放端部１１８で反射され４端子素子１０６の端子Ｂに与えられる信号と、第２開放端部１２８で反射され４端子素子１０６の端子Ｃに与えられる信号とが同相となるようフィルタ回路が構成されている。

本実施の形態のフィルタ回路は、上記構成を有することによって、中心周波数付近の大きな電力が来る周波数範囲の信号を４端子素子にて第１経路と第２経路の２つの経路に分割する。そして、分割した２経路上に配置した帯域阻止フィルタにより反射される大電力の信号は、反射型共振器群回路部を通過しない経路を伝播させる。

一方、分割した２経路上の反射型共振器群回路に、中心帯域よりも小さい信号強度の電力のみを通過させ、その後反射型共振器群回路で反射された信号と帯域阻止フィルタで反射した信号を合成する。加えて、反射型共振器群回路を通過しない帯域外の信号は入力端子側へと戻される。

これにより、フィルタ性能が高いが、耐電力特性に劣る共振器、例えば超電導共振器、で構成される反射型共振回路群の共振器を保護することが可能になる。これにより、急峻な通過特性と耐電力性とを両立可能なフィルタ回路を提供することが可能となる。

なお、図１のフィルタ回路において、４端子素子１０６の各端子Ａ〜Ｄは、次式で定義されるＳパラメータをもつ４つの端子を有するものとして定義する。

このような、４端子素子としては、例えば、図２に示す導波管を用いたマジックＴがある。各端子の配置は図３に示したとおりとなっている。マッチングする周波数帯域が広いことから４端子素子としては、マッジクＴを適用することが望ましい。しかし、４端子素子は必ずしもマジックＴに限れられることはなく、例えば、図４に示すような伝送線路を用いたラットレース回路を適用しても構わない。

また、第１および第２の反射型共振器群回路１１４、１２４は、異なる周波数を持つ複数の反射型共振器からなるブロックであり、第１経路と第２経路に同じブロックを配置する。耐電力量Ｗ_ｒｅｓｏ（Ｗ）以下の、２個以上Ｎ（Ｎは正の整数）個の異なる共振周波数ｆ_{ｒｅｓｏ−i}（ｉは２以上Ｎまでの整数）をもつ反射型共振器１１２（１）〜１１２（ｎ）、１２２（１）〜１２２（ｎ）が遅延回路１２０（１）〜１２０（ｎ）、１３０（１）〜１３０（ｎ）と縦列接続されて反射型共振器群回路１１４、１２４を構成する。遅延回路１２０（１）〜１２０（ｎ）、１３０（１）〜１３０（ｎ）は、隣り合う共振周波数をもつ反射型共振器で反射される信号同士が１８０＋３６０×ｋ±３０度（ｋは０以上の整数）の範囲の位相差条件を満たすよう設定されている。

図１の、例えば、第１反射型共振器群回路１１４において、すべての反射型共振器１１２（１）〜１１２（ｎ）に遅延回路１２０（１）〜１２０（ｎ）が接続される構成を示している。しかしながら、例えば、隣り合う共振周波数をもつ反射型共振器の一方のみに９０度遅延回路を設けることにより上記位相差条件を満たすよう設定しても構わない。

また、第１および第２の反射型共振器群回路１１４、１２４を構成するそれぞれの反射型共振器の耐電力量Ｗ_ｒｅｓｏ（Ｗ）は、第１帯域阻止フィルタ１１０（１）、第２帯域阻止フィルタ１１０（２）の耐電力量Ｗ_ｂｓｆ（Ｗ）に対し、Ｗ_ｂｓｆ＞Ｗ_ｒｅｓｏの関係を充足する。また、帯域阻止フィルタの反射特性の帯域幅を決める２点の共振周波数ｆ_ｂｓｆ１、ｆ_ｂｓｆ２（ｆ_ｂｓｆ１＜ｆ_ｂｓｆ２）と各反射型共振器の共振周波数ｆ_{ｒｅｓｏ−i}との間には、ｆ_{ｒｅｓｏ−i}＜ｆ_ｂｓｆ１もしくはｆ_ｂｓｆ２＜ｆ_{ｒｅｓｏ−i}の関係がある。すなわち、各反射型共振器は、帯域阻止フィルタの阻止帯域外に共振周波数を有し、共振器群回路１１４、１２４は、このような各反射型共振器を用いることにより、帯域阻止フィルタ１１０（１）、１１０（２）の阻止帯域外の信号から所望帯域の信号を抽出し、フィルタ回路の急峻な通過特性を実現することに寄与する。

４端子素子１０６のＣ端子から第２の帯域阻止フィルタ１１０（２）までの電気長と、４端子素子１０６のＢ端子から第1の帯域阻止フィルタ１１０（１）までの電気長は、位相差が９０度となるよう９０度遅延回路１１６（２）がある。この構成により、第１の阻止帯域フィルタ１１０（１）で反射される信号と、第２の阻止帯域フィルタ１１０（２）で反射される信号とが逆相となる。したがって、それぞれの信号は、４端子素子１０６のＤ端子から出力端子１０４へ送出される。

また、第１の帯域阻止フィルタ１１０（１）と第１の反射型共振器群回路１１４との間には、９０度遅延回路１１６（１）があり、第２の帯域阻止フィルタ１１０（２）と第２の反射型共振器群回路１２４との間には、９０度遅延回路１１６（３）がある。この構成により、第１の反射型共振器群回路１１４で反射されて４端子素子１０６のＢ端子へ入力される信号と、第２の反射型共振器群回路１２４で反射されて４端子素子１０６のＣ端子へ入力される信号とが逆相となる。したがって、それぞれの信号は、４端子素子１０６のＤ端子から出力端子１０４へ送出される。

また、上述のように本実施の形態のフィルタ回路は、第１反射型共振器群回路１１４と並列に接続される第１開放端部１１８と、第２反射型共振器群回路１２４と並列に接続される第２開放端部１２８とを備えている。この開放端部１１８、１２８は、それぞれ第１および第２の反射型共振器群回路１１４、１２４を通過しなかった帯域の信号、すなわち、すなわち、フィルタ回路で通過させたくない信号を反射させる。そして、第１開放端部１１８で反射され４端子素子１０６の端子Ｂに与えられる信号と、第２開放端部１２８で反射され４端子素子１０６の端子Ｃに与えられる信号とが同相となるようフィルタ回路が構成されている。したがって、これらの信号は４端子素子１０６の端子Ａから入力端子１０２側へ送出される。よって、出力端子１０４から出力される出力信号に混入することがない。

この構成を用いることで、帯域阻止フィルタ１１０（１）（２）よりも耐電力性の小さなフィルタを用いても耐電力性を損なうことなくフィルタ回路を構成できる。たとえば流せる電流値に限界値を持つ超電導体を用いた帯域通過フィルタに大きな電力を通過させたい場合には、従来技術のフィルタ構成では臨界電流値を越えてしまうために大きな電力を通過させられない問題があった。

しかし、図１のフィルタ回路は、帯域阻止フィルタ１１０（１）、（２）の阻止帯域内に大きな電力密度を持つ信号の場合には、信号電力の大きな信号を超電導フィルタに通すことなくフィルタを構成できる利点がある。この構成によって大きな耐電力性と急峻なスカート特性を持つフィルタが構成可能となる。

また、例えば、反射型共振器群回路内の共振器が冷却が必要な超電導共振器で構成される場合、反射型共振器を用いることで冷凍機内の超電導体と外部回路を接続するケーブルは、通過型の共振器と比べ半減する。したがって、熱流量の減少やフィルタ回路の小型化が可能となる。さらに、通過型の共振器を用いる場合と比べ、遅延回路や４端子素子等の素子数の低減も可能となる。

図５および図６に共振器並列接続型のフィルタ回路の動作原理を示す。図５のように、周波数ω_１とω_２の２つの共振波形を１８０度の遅延差で合成すると出力は２つの共振波形の和合成となり、結合値を調整することで帯域通過フィルタを構成できる。また、図６のように、遅延差０で合成した場合には差合成となる。

図７は、図１のフィルタ回路の具体的な構成を示す回路図である。ここでは、ｎ＝２である構成を有している。

反射型共振器群回路１１４、１２４は、低域側の共振周波数ｆ_Ｌ１を持つ共振器１１２（１）、１２２（１）と高域側の共振周波数ｆ_Ｈ１を持つ共振器１１２（２）、１２２（２）と各共振器の外部ＱがＱｅとなる結合回路１４０を、電力分配・合成回路にて並列接続している。

また、反射型共振器群回路１１４、１２４と並列に、所望帯域の中心周波数に対する電気長が１８０度の第１開放端部１１８と、所望帯域の中心周波数に対する電気長が９０度の第２開放端部１２８とを備えている。すなわち、それぞれの開放端部の、所望帯域の中心周波数に対する電気長が９０度異なっている。

この第１、第２開放端部１１８、１２８を備えることにより、反射型共振器群回路１１４、１２４を通過しない不要な信号の位相差が、第１の経路と第２の経路で１８０度となり、４端子素子１０６において同相合成される。よって、出力端子１０４から出力されることがない。

ここで、この反射型共振器群回路１１４、１２４および開放端部１１８、１２８は、絶縁基板上に形成された導電性材料の伝送線路でつくることができる。例えば、絶縁基板の片面に地導体を有し、反対面に伝送線路である線路導体を有する。導電性材料は、銅や金といた金属、ニオブまたはニオブすずといった超電導体、およびＹ系銅酸化物高温超電導を含む。基板は、酸化マグネシウム、サファイアまたはアルミン酸ランタン等を適用可能である。

例えば、厚さ約０．４３ｍｍ、比誘電率約１０の酸化マグネシウム基板上に伝送線路として、超電導マイクロストリップ線路を形成する。ここで、マイクロストリップ線路の超電導体は、厚さ約５００ｎｍのＹ系銅酸化物高温超電導薄膜を用い、ストリップ導体の線路幅は約０．４ｍｍである。また、良質なＹ系銅酸化物超電導膜を得るために、基板と超電導膜の間にはバッファ層を設けてもよい。

バッファ層としては、ＣｅＯ_２やＹＳＺ等がある。超電導薄膜は、レーザー蒸着法、スパッタ法、共蒸着法あるいはＭＯＤ法などにより形成することができる。また、フィルタ構造としては、マイクロストリップ線路の他に、ストリップ線路、コプレーナ線路といった多様な構造とすることができる。更に、上記に限らず、誘電体共振器や空洞共振器などさまざまな共振器を用いることができる。

また、帯域阻止フィルタ１１０（１）、１１０（２）は、共振周波数ｆ_ｃ１となる共振器１４２（１）、（２）と、外部ＱがＱｂｓｆの結合回路１４４（１）、（２）からなり、高い耐電力性が必要となるため、誘電体共振器や空洞共振器などを用いることができる。

図８は、第１の実施の形態のフィルタ回路の回路特性を示す図である。このフィルタ回路への入力信号スペクトルの例を図８（ａ）に示す。また、フィルタ回路の周波数応答を図８（ｂ）に示す。３０１がフィルタ特性、３０２が共振波形、３０３が入力信号である。

図７のフィルタ回路の入力端子１０２から入力された信号は第1の４端子素子１０６で電力が２分配されて端子Ｂ及びＣから出力される。

そして、帯域阻止フィルタ用の共振器１４２（１）、１４２（２）と結合回路１４４（１）、１４４（２）から成る帯域阻止フィルタ１１０（１）、１１０（２）で中心周波数ｆ_ｃ１近傍の電力が反射される。帯域阻止フィルタ１１０（１）、１１０（２）のそれぞれで反射された信号は遅延回路１１６（２）が存在することにより１８０度位相差のある逆位相の関係（逆相）で４端子素子１０６の端子Ｂ及びＣに戻る。そして、電力合成されて４端子素子１０６のＤ端子から出力される。

一方、帯域阻止フィルタを通過する周波数帯の信号は反射型共振器群回路１１４、１２４での共振波形の和合製された合成波がそれぞれ反射する。

そして、遅延回路１１６（１）〜（３）が存在することにより、やはり逆位相の関係で４端子素子１０６の端子Ｂ及びＣに戻る。そして、電力合成されて４端子素子１０６のＤ端子から出力される。

また、反射型共振器群回路１１４、１２４を通過しない信号は、第１、第２の開放端部１１８、１２８により、それぞれの間に１８０度の位相差がつけられて反射される。そして最終的に、同位相の関係（同相）で４端子素子１０６の端子Ｂ及びＣに戻る。よって、電力合成されて４端子素子１０６のＡ端子から出力され、入力端子１０２に戻される。

このように、フィルタの所望帯域の中心周波数ｆｃ付近の大きな電力は、後段の反射型共振器群回路１１４、１２４を通過しないこと、不要な帯域の信号は入力端子に戻されることから、超電導体を用いた急峻なフィルタ特性と高い耐電力特性を持つフィルタ特性を両立させることが可能となる。

図９は、図７のフィルタの周波数特性のシミュレーション結果である。ここで、フィルタの中心周波数は５．３５ＧＨｚであり、所望のチェビシェフ特性が得られていることがわかる。

また、図１０は、図７のフィルタの各反射型共振器に流れる電力ピークの周波数特性のシミュレーション結果である。フィルタにＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｅ Ｗａｖｅ）５０ｄＢｍの電力を入力した場合について計算した。これより、中心に電力ピークがある信号を入力する場合には、ほとんどの電力は帯域阻止フィルタ（Ｒｅｓｏ(ｆｃ1)を流れており、後段の反射型共振器群回路（Ｒｅｓｏ(ｆＬ１)、Ｒｅｓｏ（ｆＨ１））には電力が入らないことがわかる。

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態のフィルタ回路は、開放端部にかえて終端部を備えること以外は、第１の実施の形態と同様である。したがって、第１の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。

図１１は、本実施の形態のフィルタ回路の概略ブロック図である。図に示すように、このフィルタ回路は、第１反射型共振器群回路１１４と並列に接続される第１終端部１５２と、第２反射型共振器群回路１２４と並列に接続される第２終端部１６２とを備えている。

これらの終端器１５２、１６２により、帯域阻止フィルタ１１０（１）、１１０（２）および反射型共振器群回路１１４、１２４で反射されない信号を短絡し、出力端子１０４に出力させないことが可能となる。

なお、終端部１５２、１６２としては、終端器、グラウンド線、または抵抗体等を用いることが可能である。

開放端部にかえて終端部とすることにより、不要な信号を完全に吸収できるという利点がある。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態のフィルタ回路は、第１帯域阻止フィルタと第１反射型共振器群回路との間、または、第２帯域阻止フィルタと第２反射型共振器群回路との間に位相器を有すること以外は、第１の実施の形態と同様である。したがって、第１の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。

図１２は、本実施の形態のフィルタ回路の概略ブロック図である。図に示すように、このフィルタ回路は、第１帯域阻止フィルタ１１０（１）と第１反射型共振器群回路１１４との間に位相調整用の第１位相器１７０（１）を備えている。また、第２帯域阻止フィルタ１１０（２）と第２反射型共振器群回路１２４との間に位相調整用の第２位相器１７０（２）を備えている。

第１の実施の形態で説明したフィルタ回路は、４端子素子１０２にて分配される信号が、回路の各部で反射され、それらの信号の位相関係を制御することで所望のフィルタ機能を実現している。具体的には、第１帯域阻止フィルタ１１０（１）で反射され４端子素子１０２の端子Ｂに与えられる信号と、第２帯域阻止フィルタ１１０（２）で反射され端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、第１反射型共振器群回路１１４で反射され端子Ｂに与えられる信号と、第２反射型共振器群回路１２４で反射され端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、第１開放端部１１８で反射され端子Ｂに与えられる信号と、第２開放端部１２８で反射され端子Ｃに与えられる信号とが同相となるよう位相関係を制御する。したがって、それぞれの信号の位相関係の制御が極めて重要である。

本実施の形態によれば、位相器１７０（１）、１７０（２）により各経路の信号の位相を調整することで、所望のフィルタ特性を実現することが可能である。なお、図１２では、４端子素子１０６から分かれる第１および第２の経路の両方に位相器を設ける場合を例に説明した。しかしながら、例えば、いずれか一方の経路のみに位相器を設けて、位相関係を調整する構成とすることも可能である。

（第４の実施の形態）
図１３は、本発明の第４の実施の形態の無線通信装置の概略ブロック図である。本発明の第４の実施の形態の無線通信装置は、先の実施の形態において説明したフィルタ回路を組み込んだことを特徴とする無線送信装置である。したがって、以下、フィルタ回路についての詳細な記載は省略する。

信号として送信データ５８０が入力される信号処理回路５８２と、ローカル信号を発生するローカル信号発生器５８６と、信号処理回路５８２で信号処理された送信信号を、ローカル信号と乗算し、周波数変換する周波数変換器５８４と、周波数変換器５８４で周波数変換された送信信号を増幅する電力増幅器５８８と、この電力増幅器５８８で増幅された送信信号を帯域制限する帯域制限フィルタ（フィルタ回路）５９０と、帯域制限された送信信号を送信するアンテナ５９２を備えている。

送信データ５８０は信号処理回路５８２に入力され、ディジタル−アナログ変換、符号化及び変調などの送信処理が施されることにより、ベースバンドあるいは中間周波数
（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＩＦ）帯の送信信号が生成される。

信号処理回路５８２で生成された送信信号は周波数変換器（ミキサ）５８４に入力され、ローカル信号発生器５８６からのローカル信号と乗算されることによって、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＲＦ）帯の信号に周波数変換、すなわちアップコンバートされる。ミキサ５８４から出力されるＲＦ信号は、電力増幅器（ＰＡ：Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）５８８によって増幅された後、上記実施の形態で説明したフィルタ回路を適用した帯域制限フィルタ（送信フィルタ）５９０に入力される。電力増幅器５８８により増幅されたＲＦ信号はこの送信フィルタ５９０において帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、アンテナ５９２から電波として空間に放射される。

図１３の無線送信装置は、急峻な通過特性と耐電力性とを両立可能なフィルタ回路を備えることにより、耐電力性が向上し、かつ、所望の特性のＲＦ信号を送信することが可能となる。

以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。実施の形態の説明においては、フィルタ回路、無線通信装置等で、本発明の説明に直接必要としない部分等については記載を省略したが、必要とされるフィルタ回路、無線通信装置等に関わる要素を適宜選択して用いることができる。

その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全てのフィルタ回路および無線通信装置は、本発明の範囲に包含される。本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等物の範囲によって定義されるものである。

第１の実施の形態のフィルタ回路の概略ブロック図。 ４端子素子の具体例を示す図。 ４端子素子の端子番号を示す図。 ４端子素子の具体例を示す図。 フィルタ回路の原理の説明図。 フィルタ回路の原理の説明図。 第１の実施の形態のフィルタ回路の回路図。 第１の実施の形態のフィルタ回路の回路特性を示す図。 第１の実施の形態のフィルタ回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図。 第１の実施の形態のフィルタ回路の電力ピークの周波数特性のシミュレーション結果を示す図。 第２の実施の形態のフィルタ回路の概略ブロック図。 第３の実施の形態のフィルタ回路の概略ブロック図。 第４の実施の形態の無線通信装置の概略ブロック図。 従来技術のフィルタ回路の回路図。 従来技術のフィルタ回路の回路図。

符号の説明

１０２ 入力端子
１０４ 出力端子
１０６ ４端子素子
１１０（１）、１１０（２） 帯域阻止フィルタ
１１２（１）〜１１２（ｎ） 第１の複数の共振器
１１４ 第１反射型共振器群回路
１１６（１）〜１１６（３） ９０度遅延回路
１１８ 第１開放端部
１２０（１）〜１２０（ｎ） 遅延回路
１２２（１）〜１２２（ｎ） 第２の複数の共振器
１２４ 第２反射型共振器群回路
１２８ 第２開放端部
１３０（１）〜１３０（ｎ） 遅延回路
１５２ 第１終端部
１６２ 第２終端部
１７０（１）、（２） 位相器
５８０ 送信データ
５８２ 信号処理回路
５８８ 電力増幅器
５９０ フィルタ回路
５９２ アンテナ

Claims (8)

1. 信号を入力する入力端子と、
   前記入力端子から入力される信号を端子Ａで受け取り、受け取った信号を分割して端子Ｂおよび端子Ｃから送出し、また、前記端子Ｂおよび端子Ｃに与えられる信号を合成して、それぞれが同相の場合には端子Ａから、逆相の場合には端子Ｄから送出する、４端子素子と、
   前記端子Ｄから送出される信号を出力する出力端子と、
   前記入力端子から入力された信号の中心周波数を阻止帯域内に有し、前記端子Ｂから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｂに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第１帯域阻止フィルタと、
   前記第１帯域阻止フィルタの阻止帯域と同一の阻止帯域を有し、前記端子Ｃから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｃに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第２帯域阻止フィルタと、
   複数の共振器を用いて前記第１帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第１反射型共振器群回路と、
   前記複数の共振器と同一の周波数を有する複数の共振器を用いて前記第２帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第２反射型共振器群回路と、
   前記第１反射型共振器群回路と並列に接続される第１開放端部と、
   前記第２反射型共振器群回路と並列に接続される第２開放端部と、
   を備え、
   前記第１帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、
   前記第１反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、
   前記第１開放端部で反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２開放端部で反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが同相となることを特徴とするフィルタ回路。
2. 前記所望帯域の中心周波数に対する前記第１開放端部の電気長と、前記所望帯域の中心周波数に対する前記第２開放端部の電気長とが９０度異なることを特徴とする請求項１記載のフィルタ回路。
3. 信号を入力する入力端子と、
   前記入力端子から入力される信号を端子Ａで受け取り、受け取った信号を分割して端子Ｂおよび端子Ｃから送出し、また、前記端子Ｂおよび端子Ｃに与えられる信号を合成して、それぞれが同相の場合には端子Ａから、逆相の場合には端子Ｄから送出する、４端子素子と、
   前記端子Ｄから送出される信号を出力する出力端子と、
   前記入力端子から入力された信号の中心周波数を阻止帯域内に有し、前記端子Ｂから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｂに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第１帯域阻止フィルタと、
   前記第１帯域阻止フィルタの阻止帯域と同一の阻止帯域を有し、前記端子Ｃから送出される信号に含まれる前記阻止帯域内の信号を前記端子Ｃに反射させ前記阻止帯域外の信号を通過させる第２帯域阻止フィルタと、
   複数の共振器を用いて前記第１帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第１反射型共振器群回路と、
   前記複数の共振器と同一の周波数を有する複数の共振器を用いて前記第２帯域阻止フィルタを通過する信号から所望帯域の信号を反射させる第２反射型共振器群回路と、
   前記第１反射型共振器群回路と並列に接続される第１終端部と、
   前記第２反射型共振器群回路と並列に接続される第２終端部と、
   を備え、
   前記第１帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２帯域阻止フィルタで反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となり、
   前記第１反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｂに与えられる信号と、前記第２反射型共振器群回路で反射され前記端子Ｃに与えられる信号とが逆相となることを特徴とするフィルタ回路。
4. 前記端子Ｂと前記第１帯域阻止フィルタの間、または、前記端子Ｃと前記第２帯域阻止フィルタの間のいずれか一方に、９０度遅延回路を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項３いずれか一項に記載のフィルタ回路。
5. 前記第１帯域阻止フィルタと前記第１反射型共振器群回路との間、または、前記第２帯域阻止フィルタと前記第２反射型共振器群回路との間に位相器を有することを特徴とする請求項１ないし請求項４いずれか一項に記載のフィルタ回路。
6. 前記第１反射型共振器群回路内および前記第２反射型共振器群回路内の前記共振器および前記回路内の伝送線路が超電導共振器および超電導線路であることを特徴とする請求項１ないし請求項５いずれか一項に記載のフィルタ回路。
7. 前記４端子素子がマジックＴであることを特徴とする請求項１ないし請求項６いずれか一項に記載のフィルタ回路。
8. 送信データに送信処理を施して送信信号を得る信号処理回路と、
   前記送信信号を増幅する電力増幅器と、
   増幅された送信信号をフィルタ処理する請求項１ないし請求項７いずれか一項に記載のフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路から得られる信号を空間に電波として放射するアンテナと、
   を備えることを特徴とする無線通信装置。
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   

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