JP3655742B2 - 高周波帯域通過フィルタおよび分波器 - Google Patents
高周波帯域通過フィルタおよび分波器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3655742B2 JP3655742B2 JP35365297A JP35365297A JP3655742B2 JP 3655742 B2 JP3655742 B2 JP 3655742B2 JP 35365297 A JP35365297 A JP 35365297A JP 35365297 A JP35365297 A JP 35365297A JP 3655742 B2 JP3655742 B2 JP 3655742B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input
- resonator
- output
- frequency
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてマイクロ波帯の、およびその他の周波数帯としては、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、ミリ波帯等の信号をろ波するための高周波フィルタ、または、分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
まず、従来の高周波フィルタの構成について説明する。図１５は、従来の高周波フィルタの斜視図、図１６は、図１５のフィルタの中心部における横断面図（Ａ−Ａ’断面図）、図１７は、図１５のフィルタの通過特性図、図１８は、図１５のフィルタの群遅延特性図である。本フィルタはストリップ線路にて構成されているものであって、下記の文献に記載されているものである。
G.Matthaei,et.al.,"Microwave Filters, Impedance Matching-Networks, andCoupling Structures", McGraw Hill, 1964, pp.440-450 R.E.Collin, "Foundations for Microwave Engeneering 2nd-Ed.", McGraw Hill, 1992, pp.617-626
【０００３】
図１５および図１６において、１は、誘電体基板、２は、誘電体基板１の裏面に形成された地導体、３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ）は、誘電体基板１上に形成されたストリップ導体である。４は、誘電体基板１と地導体２とストリップ導体３からなる共振器、５（５ａ，５ｂ）は、誘電体基板１と地導体２とストリップ導体３からなる入出力共振器、６（６ａ，６ｂ）は、誘電体基板１と地導体２とストリップ導体３からなる、外部回路へと繋がる入出力線路である。また、２１（２１ａ，２１ｂ）は、共振器４と入出力共振器５を相互に結合させる結合部であり、２２（２２ａ，２２ｂ）は、入出力共振器５と入出力線路６を相互に結合させる入出力結合部である。すなわち図１５および図１６は、３つの共振器が縦続接続された３段の高周波フィルタを示している。
【０００４】
次に、この高周波フィルタの動作を説明する。周波数ｆ1 を中心周波数として、高周波、たとえばマイクロ波が通過するように、共振器４および入出力共振器５の共振周波数、ならびに、結合部２１および入出力結合部２２での結合度が調整されている。これらの調整は主に、共振器および結合部の線路方向の長さないしは間隔を調整することによって行なわれる。
【０００５】
中心周波数ｆ1 から離れた周波数のマイクロ波が、入出力線路６ａからフィルタへと入射する場合には、共振器４および入出力共振器５ａ，５ｂが共振しないため、入射したマイクロ波は反射される。一方、入射するマイクロ波の周波数がｆ1 もしくはその近傍の周波数である場合には、共振器４および入出力共振器５が共に共振する。このため、共振器４と入出力共振器５ａ，５ｂ、または入出力共振器５ａと入出力線路６ａおよび入出力共振器５ｂと入出力線路６ｂとは、結合部２１ａ，２１ｂまたは入出力結合部２２ａ，２２ｂを介して強く結合する。この結果、周波数ｆ1 もしくはその近傍の周波数のマイクロ波は入出力線路６ａから入出力線路６ｂへと伝搬することになる。すなわち、図１５および図１６の高周波フィルタの周波数特性は、図１７の実線のようになる。図１７中、ｆL は低域遮断周波数、ｆH は高域遮断周波数を表す。また、無負荷Ｑ値が無限大の場合の特性を一点鎖線で示す。
【０００６】
上記のように共振器を用いて構成される従来の高周波フィルタの通過特性は、共振器の有する無負荷Ｑ値に左右される。無負荷Ｑ値は、一般に次式で定義される。
【０００７】
Ｑ＝（Ｅv ／Ｅ0 ）×ω1 …（１）
ここでＥv ：共振器内の蓄積エネルギーの時間平均値
Ｅ0 ：単位時間内に共振器内で失われるエネルギー
ω1 ：中心周波数における角周波数
【０００８】
（１）式によると、共振器内における電磁界の分布領域が大きい場合には共振器内の蓄積エネルギーが大きくなるため、無負荷Ｑ値は大きくなる。また、共振器を構成する導体の導体損失が小さいほど、また、共振器内の誘電体損失が少ないほど、共振器内で消散するエネルギーが減少するため、無負荷Ｑ値は大きくなる。
【０００９】
一方、図１５の高周波フィルタの群遅延特性は、図１８のようになる。通常、高周波フィルタの群遅延特性は、図１８に示されるように、遮断周波数の近傍の周波数域で最大となる。群遅延量はフィルタ回路内でのエネルギーの滞留時間に相当し、すなわちこれは、フィルタ回路内でのエネルギーの反射回数の多さに対応している。フィルタ内の共振器は有限の無負荷Ｑ値、すなわち一定量の損失を持っているため、群遅延の大きい周波数、つまり、フィルタ回路内での反射回数が多い周波数では、必然的に共振器でのエネルギーの損失が大きくなる。この結果、フィルタの通過帯域端である周波数ｆH 、ｆL では、中心周波数ｆ1 に比べて通過損失が大きくなり、通過特性は図１７に示すような特性となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来の高周波フィルタでは、通過損失の小さいフィルタを得ようとすると、多くの場合、無負荷Ｑ値の大きな大形の共振器を使用する必要性が生じてフィルタの外形寸法が拡大するという問題がある。
【００１１】
また、通過帯域内で平坦な通過特性を有するフィルタを得るのは容易ではないという問題がある。この問題は、共振器の無負荷Ｑ値が小さい場合ほど顕著である。
【００１２】
本発明は、上記従来の問題点を解決するためになされたもので、通過帯域内で平坦な通過特性を有する高周波フィルタおよび分波器を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、
結合手段を介して従続接続された１または複数の導波管共振器と、前記導波管共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力導波管共振器と、前記各入出力導波管共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力導波管共振器、又は、前記入出力導波管共振器及び前記入出力導波管共振器に隣接する導波管共振器とが、他の導波管共振器よりも大きい高さ寸法を有するように構成されて他の導波管共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成したものである。
【００１４】
また、請求項２記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、結合手段を介して従続接続された１または複数のマイクロストリップ線路形１／４波長共振器と、前記マイクロストリップ線路形１／４波長共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続されたマイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器と、前記各マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器、又は、前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器及び前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器に隣接するマイクロストリップ線路形１／２波長共振器が、そのストリップ導体がコ字状に折り曲げて構成されるとともに超伝導体を用いて他のマイクロストリップ線路形１／４波長共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成されたものである。
【００１５】
また、請求項３記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力共振器、又は、前記入出力共振器及び前記入出力共振器に隣接する共振器がサスペンデッドストリップ線路を用いて構成されるとともに他の共振器がトリプレートストリップ線路を用いて構成され、前記入出力共振器、又は、前記入出力共振器及び前記入出力共振器に隣接する共振器が他の共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成されているものである。
【００１６】
また、請求項４記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、
結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力共振器の長さを４分の１波長の３倍に設定し、前記共振器の長さを４分の１波長に設定するか、又は、前記入出力共振器の長さを２分の１波長の２倍に設定し、前記共振器の長さを２分の１波長に設定したものである。
【００１７】
また、請求項５記載の発明に係る分波器は、請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波帯域通過フィルタを少なくとも２つ入力分岐回路を介して並列に接続して構成したものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、添付図面、図１，図２に基づき、本発明の実施の形態１を詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態１による高周波フィルタの斜視図、図２は本発明の実施の形態１による高周波フィルタの電界強度分布の概略を示す図である。本実施の形態の高周波フィルタは、複数のＴＥ１０１モード共振器を縦続接続した高周波導波管フィルタからなっている。
【００２４】
まず、図１を参照して、本実施の形態における高周波フィルタの構成を説明する。図１において、１６は中空の方形導波管、１７（１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆ，１７ｇ，１７ｈ，１７ｉ，１７ｊ，１７ｋ，１７ｌ）は誘導性アイリスである。１８（１８ａ，１８ｂ，１８ｃ）は誘導性アイリス１７によって区切られて形成されたＴＥ１０１モード共振器を示し、１９（１９ａ，１９ｂ）は誘導性アイリス１７によって区切られて形成されたＴＥ１０１モード入出力共振器を示す。入出力共振器１９は、共振器１８より高さ寸法が大きくなるように構成されている。２０（２０ａ，２０ｂ）は外部回路へとつながる入出力導波管である。
【００２５】
次に、本実施の形態における高周波フィルタの動作について説明する。上記の高周波フィルタは、周波数ｆ1 を中心周波数として高周波が通過するように、誘導性アイリス１７の間隔、厚さ、および大きさが調整されている。入出力導波管２０ａから入射した高周波の周波数がｆ1 から離れていると、共振器１８および入出力共振器１９が共振しないため高周波は反射される。一方、入出力導波管２０ａから入射した高周波の周波数がｆ1 近傍であると、共振器１８および入出力共振器１９が共振するため、誘導性アイリス１７を介して共振器１８と入出力共振器１９および入出力導波管２０とが効率よく結合し、その結果、ｆ1 近傍の周波数の高周波は入出力導波管２０ｂへと伝搬する。すなわち、本実施の形態の高周波フィルタは、従来の高周波フィルタと同様に、帯域通過形の高周波フィルタとして動作する。
【００２６】
次に、本実施の形態の高周波フィルタでは、フィルタの中心軸における電界の分布は図２のようになる。図２において、横軸はフィルタの線路長さ方向の座標を表し、縦軸は導波管高さ方向の電界の強さを表している。このように、中心周波数ｆ1近傍の周波数では中央の共振器１８ｂにおいて電界が強く（実線のカーブ）、遮断周波数ｆL,fH近傍の周波数においては入力端の入出力共振器１９ａにおいて電界が強くなり（三角印のカーブ及び丸印のカーブ）、それぞれエネルギーが集中していることがわかる。このため、中心周波数近傍の周波数ではフィルタ中心部の共振器で損失が大きく、また、遮断周波数近傍の周波数ではフィルタ端部の入出力共振器で損失が大きくなる。
【００２７】
本実施の形態においては、入出力共振器１９は、共振器１８よりも高さ寸法が大きい共振器となっている。すなわち、入出力共振器１９の無負荷Ｑ値は共振器１８のそれよりも大きい。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００２８】
また、入出力共振器１９のみ寸法が大きくなるため、フィルタの容積および重量の増加が少なく、したがって、特性の良好なフィルタがコンパクトに得られる利点がある。
【００２９】
なお、本実施の形態の高周波フィルタでは、共振器数が５つの５段フィルタについて示したが、３段以上の段数の高周波フィルタであれば何段の高周波フィルタにおいても同様な動作原理を有すること、および、同様な効果を得られることはいうまでもない。
【００３０】
実施の形態２．
以下、添付図面、図３に基づき、本発明の実施の形態２を詳細に説明する。図３は本発明の実施の形態２による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、入出力線路を含む入出力共振器部分を、超伝導体を用いるとともに共振器部分と別の誘電体基板上に構成した高周波マイクロストリップ線路形フィルタを示し、入出力共振器は１／２波長波長共振器からなり、そのほかの共振器は１／４波長共振器からなっている。
【００３１】
図３において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ）は誘電体基板であって、１ａ，１ｂは、その上に超伝導体膜を形成するのに適した第１の誘電体基板、１ｃは、超伝導体膜を形成しない第２の誘電体基板である。２（２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ）は、誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体である。３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ）はストリップ導体であって、３ａ，３ｂはそれぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｆは、第２の誘電体基板１ｃ上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／４波長の長さを有する共振器ストリップ導体、３ｇ，３ｈはそれぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ）は、第２の誘電体基板１ｃ上に地導体２と共振器ストリップ導体３ｃ〜３ｆとにより構成される１／４波長共振器である。５（５ａ，５ｂ）は、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に地導体２ａ，２ｂと入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂとにより構成される１／２波長入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に地導体２ａまたは２ｂと入出力線路ストリップ導体３ｇまたは３ｈとにより構成される入出力線路である。
【００３２】
本実施の形態の高周波フィルタは、６段の帯域通過型フィルタであり、実施の形態１の高周波フィルタと線路の形式、共振器の構造的な違いはあるが、基本的には実施の形態１の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。すなわち、本実施の形態の高周波フィルタでは、入出力共振器５が、その他の共振器４の長さが略１／４波長であるのに対し、略１／２波長の長さを有しているため物理寸法が大きいだけでなく、その他の共振器４が通常の導体で構成されているのに対し、入出力共振器５は超伝導体を用いて構成されているため、損失が非常に少なく無負荷Ｑ値が大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られる。
【００３３】
また、超伝導体膜は通常、特定の結晶性誘電体基板上に形成されるものであり、さらに、超伝導体の中でも高温超伝導体などはその組成が複雑な場合が多く、広い面積に亙って均質な膜を作製するのが容易ではない。本実施の形態の高周波フィルタでは、超伝導体で形成した入出力共振器５を、そのほかの共振器４とは別の誘電体基板上に形成しているため、超伝導体膜で形成する回路が比較的小面積となるため、超伝導体膜を用いて作製しやすいという利点がある。
【００３４】
そのほか、超伝導体は、誘電体基板の上面に加え、側面や裏面に亙って形成するのは困難である。本実施の形態では、超伝導体を用いて形成した入出力共振器５を１／２波長共振器としたため、第１の誘電体基板の側面に地導体を形成することが不要である。従って、この点においても、超伝導体膜を用いて作製しやすいという利点がある。
【００３５】
実施の形態３．
以下、添付図面、図４に基づき、本発明の実施の形態３を詳細に説明する。図４は本発明の実施の形態３による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、入出力線路を含む入出力共振器、および入出力共振器と隣接した共振器部分を、超伝導体を用いるとともに、そのほかの共振器部分とは別の誘電体基板上に構成した高周波マイクロストリップ線路形フィルタであって、超伝導体を用いて構成した入出力共振器および入出力共振器と隣接する共振器は１／２波長共振器からなり、その他の共振器は１／４波長共振器からなっている。
【００３６】
図４において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ）は誘電体基板であって、１ａ，１ｂは、その上に超伝導体膜を形成するのに適した第１の誘電体基板、１ｃは、超伝導体膜を形成しない第２の誘電体基板である。２（２ａ，２ｂ，２ｃ）は、誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体である。３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ）はストリップ導体であって、３ａ，３ｄはそれぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する入出力共振器ストリップ導体、３ｂ，３ｃは、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する第１の共振器ストリップ導体、３ｅ，３ｆは、第２の誘電体基板１ｃ上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／４波長の長さを有する第２の共振器ストリップ導体、３ｇ，３ｈは、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ）は、第２の誘電体基板１ｃ上に地導体２と共振器ストリップ導体３ｅ，３ｆとにより構成される１／４波長共振器である。５（５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ）は、第１の誘電体基板１ａまたは１ｂと、地導体２ａまたは２ｂと、入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｄまたは第１の共振器ストリップ導体３ｂ，３ｃとにより構成される１／２波長入出力共振器または１／２波長共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、第１の誘電体基板１ａまたは１ｂ上に地導体２ａまたは２ｂと入出力線路ストリップ導体３ｇまたは３ｈとにより構成される入出力線路である。
【００３７】
本実施の形態の高周波フィルタは６段の帯域通過型フィルタであり、基本的には実施の形態２の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。なお、本実施の形態の高周波フィルタでは入出力共振器５ａ、５ｄだけでなく、入出力共振器に隣接する共振器５ｂ、５ｃが略１／２波長の長さを有し、超伝導体を用いて構成されている。このため、実施の形態２のフィルタよりも、遮断周波数近傍の周波数における損失低減効果と、通過特性の平坦化の効果が大きい。
【００３８】
上記のような遮断周波数近傍における損失低減、通過特性の平坦化は、入出力共振器からその近傍の共振器に亙って無負荷Ｑ値の改善を図ることにより得られる。従って、実施の形態２では入出力共振器について、実施の形態３では入出力共振器とそれに隣接する共振器について、それぞれ無負荷Ｑ値の改善を図る例を示した。
【００３９】
実施の形態４．
以下、添付図面、図５に基づき、本発明の実施の形態４を詳細に説明する。図５は本発明の実施の形態４による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、高周波マイクロストリップ線路形フィルタであって、入出力共振器は１／２波長共振器からなり、その他の共振器は１／４波長共振器からなっている。
【００４０】
図５において、１は誘電体基板、２は、誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体である。３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ）はストリップ導体であって、３ａ，３ｂは誘電体基板１上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｆは、誘電体基板１上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／４波長の長さを有する共振器ストリップ導体、３ｇ，３ｈは誘電体基板１上に形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ）は、誘電体基板１と地導体２と共振器ストリップ導体３ｃ，３ｄ，３ｅまたは３ｆとにより構成される１／４波長共振器である。５（５ａ，５ｂ）は、誘電体基板１と地導体２と入出力共振器ストリップ導体３ａまたは３ｂとにより構成される１／２波長入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、それぞれ誘電体基板１と地導体２と入出力線路ストリップ導体３ｇまたは３ｈとにより構成される入出力線路である。
【００４１】
本実施の形態においては、入出力共振器５は、共振器４が１／４波長であるのに対し、１／２波長となっており、外形寸法の大きい共振器となっている。すなわち、入出力共振器５の無負荷Ｑ値は共振器４のそれよりも大きい。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００４２】
また、合計６つの共振器のうちの２つの入出力共振器のみ１／２波長としているので、フィルタの大型化が抑制され、特性の良好な高周波フィルタをコンパクトに実現できるという利点がある。
なお、上記の例では、共振器ストリップ導体３ｃ〜３ｆは中心周波数において略１／４波長の長さを有し、入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂは中心周波数において略１／２波長の長さを有するとした。しかし、これを一般化すると、内側の共振器の長さを４分の１波長に設定し、入出力共振器の長さを４分の１波長の奇数倍またはまたは２分の１波長の整数倍に設定してもよい。また、内側の共振器の長さを２分の１波長に設定し、入出力共振器の長さを２分の１波長の整数倍に設定してもよい。このことは、上述の実施の形態２及び３についても、同様に言えることである。
【００４３】
実施の形態５．
以下、添付図面、図６に基づき、本発明の実施の形態５を詳細に説明する。図６は本発明の実施の形態５による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、５つの共振器からなる５段高周波マイクロストリップ線路形フィルタからなり、図６の一部において、部品の接続や配置を明らかにするため、部品を分離して表示している。本フィルタでは、入出力共振器およびそのほかの共振器を、通過帯域の中心周波数の１／４波長より短かくするとともに、ストリップ導体の一端を地導体に短絡し、他端をチップコンデンサを介して地導体に接続した共振器としている。
【００４４】
図６において、１は誘電体基板、２は誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体、３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ）はストリップ線路であって、３ａ、３ｂは誘電体基板１上に形成され、フィルタの中心周波数の１／４波長より短い入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｅは、同じく誘電体基板１上に形成され、フィルタの中心周波数の１／４波長より短く、かつ、入出力共振器ストリップ導体３ａ、３ｂよりも短い共振器ストリップ導体、３ｆと３ｇは誘電体基板１上に形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ）は、誘電体基板１と地導体２と共振器ストリップ導体３ｃ，３ｄ，３ｅにより構成される１／４波長より短い共振器である。７（７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ）は、チップコンデンサの誘電体、８（８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ，８ｆ，８ｇ，８ｈ，８ｉ，８ｊ）は、チップコンデンサの電極、９（９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ，９ｅ）は、誘電体７および電極８から形成されたチップコンデンサである。５（５ａ，５ｂ）は、誘電体基板１と地導体２と入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂと、チップコンデンサ９ａ，９ｂとにより構成される入出力共振器である。そして、６（６ａ、６ｂ）は、誘電体基板１と地導体２と入出力線路ストリップ導体３ｆまたは３ｇとにより構成される入出力線路である。
【００４５】
本実施の形態の高周波フィルタは５段のコムライン形帯域通過形フィルタであり、実施の形態１と線路の形式および共振器の構造的な違いこそあれ、基本的には実施の形態１の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。すなわち、本フィルタでは、各共振器の共振周波数はおよそ中心周波数程度となるように、チップコンデンサの容量が調整されているが、入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂが、その他の共振器のストリップ共振器導体３ｃ〜３ｅよりも長く、物理的寸法が大きい。このため、入出力共振器の無負荷Ｑ値がそのほかの共振器のそれより大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００４６】
実施の形態６．
以下、添付図面、図７に基づき、本発明の実施の形態６を詳細に説明する。図７は本発明の実施の形態６による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、５つの共振器からなる５段高周波マイクロストリップ線路形フィルタからなり、図７では、各部の構造や配置を明らかにするため、一部において分解して表示している。本フィルタでは、入出力共振器およびそのほかの共振器が、通過帯域の中心周波数の略１／２波長の両端開放型共振器となっている。
【００４７】
図７において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ，１ｇ，１ｈ，１ｉ）は誘電体基板であって、１ａ、１ｂは第１の誘電体基板、１ｃ〜１ｈは第２の誘電体基板、１ｉは、第２の誘電体基板に比べ十分に薄い第３の誘電体基板である。また、２（２ａ，２ｂ）は地導体であって、２ａは第１の誘電体基板１ａの下面に形成された地導体、２ｂは、第１の誘電体基板１ｂの上面に形成された地導体である。また、３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ）は、ストリップ導体であって、３ａ、３ｂは、第３の誘電体基板１ｉ上に形成された、フィルタの中心周波数の略１／２波長の入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｅは、同じく第３の誘電体基板１ｉ上に形成された、フィルタの中心周波数の略１／２波長の共振器ストリップ導体、３ｆと３ｇは、同じく第３の誘電体基板１ｉ上に形成された入出力線路ストリップ導体である。そして４（４ａ，４ｂ，ｃ）は、第２の誘電体基板１ｇ，１ｈと地導体２ａ，２ｂと第３の誘電体基板１ｉと共振器ストリップ導体３ｃ〜３ｅにより構成される共振器、５（５ａ，５ｂ）は、地導体２ａ，２ｂと第３の誘電体基板１ｉと入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂにより構成される入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、第２の誘電体基板１ｅ，１ｆと地導体２ａ，２ｂと第３の誘電体基板１ｉと入出力線路ストリップ導体３ｆ，３ｇにより構成される入出力線路である。
【００４８】
本実施の形態の高周波フィルタは５段の帯域通過形フィルタであり、実施の形態１と線路の形式および共振器の構造的な違いこそあれ、基本的には実施の形態１の高周波フィルタと同様な動作を行なう。本フィルタでは、入出力共振器がサスペンデッドストリップ線路により形成され、そのほかの部分はトリプレートストリップ線路により構成されている。このため、入出力共振器の無負荷Ｑ値がそのほかの共振器のそれより大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００４９】
また、入出力共振器５の線路形式がそのほかの部分と異なるだけなので、フィルタの容積および重量の増加が少なく、特性の良好なフィルタをコンパクトに実現できるという利点がある。
【００５０】
そのほか、本フィルタは多層状の誘電体基板により構成されているため、ＭＭＩＣなどに適用しやすいという利点がある。
【００５１】
実施の形態７．
以下、添付図面、図８，図９および図１０に基づき、本発明の実施の形態７を詳細に説明する。図８は本発明の実施の形態７による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、４つの高インピーダンス方形同軸線路と３つの低インピーダンス方形同軸線路を交互に接続し、そしてその端部に入出力同軸線路を接続することにより構成された同軸線路形低域通過フィルタからなり、図８では、同軸線路内導体の支持部材を省略している。また図９は図８におけるＡ−Ａ’断面図、図１０は図８におけるＢ−Ｂ’断面図である。
【００５２】
図８，図９および図１０において、１０は中空の良導体で成る方形同軸線路の外導体、１１（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆ，１１ｇ，１１ｈ，１１ｉ）は方形同軸線路の内導体であり、そのうちの１１ａ〜１１ｄは高インピーダンス線路の内導体、１１ｅ〜１１ｇは低インピーダンス線路の内導体、１１ｈは入力線路の内導体、そして、１１ｉは出力線路の内導体である。１２（１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ）は、外導体１０と内導体１１ａ〜１１ｄにより構成される高インピーダンス線路、１３（１３ａ，１３ｂ，１３ｃ）は、外導体１０と内導体１１ｅ〜１１ｇにより構成される低インピーダンス線路、１４は、外導体１０と内導体１１ｈにより構成される入力線路、そして、１５は、外導体１０と内導体１１ｉにより構成される出力線路である。
【００５３】
次に、本実施の形態の高周波フィルタの動作について説明する。上記のフィルタは、周波数ｆC を遮断周波数としたとき、遮断周波数ｆC 以下の周波数の高周波が通過するように、高インピーダンス線路１２、低インピーダンス線路１３の長さと特性インピーダンスが選択されている。さらに各線路部分は、波長に対して十分短くなるように線路の長さが選択されている。同軸線路においては外導体の断面積を一定とした場合には、高インピーダンス線路では内導体の断面積が小さくなり、低インピーダンス線路では内導体の断面積が大きくなる。従って、高インピーダンス線路１２では、内導体での電流の集中により直列のインダクタンスとして、低インピーダンス線路１３では、内導体での電荷の集中により並列のコンデンサとして、それぞれ等価に動作する。このため、遮断周波数ｆC より低い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが小さく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスが小さいため、フィルタ回路内で反射することなく伝搬する。一方、遮断周波数ｆC より高い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが大きく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスも大きくなるため、反射される。
【００５４】
本実施の形態の高周波フィルタでは、遮断周波数ｆｃから離れた通過域内の周波数では、中心部の線路１２ｂ、１３ｂ、１２ｃ等にエネルギーが集中し、遮断周波数ｆC 近傍の周波数では入力線路１４に隣接した線路１２ａにおいてエネルギーが集中する。このため、遮断周波数近傍の周波数ではフィルタ端部の高インピーダンス線路１２ａにおいて損失が大きくなる。
【００５５】
本実施の形態においては、入力線路１４に隣接した高インピーダンス線路１２ａは、そのほかの高インピーダンス線路よりも特性インピーダンスの低い線路で構成している。このために電流の集中が少なくなっており、所定のインダクタンスを得るため線路長が拡大しているが、電流の集中が減少することにより損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における高インピーダンス線路１２ａでの損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００５６】
また、長さ方向の寸法が大きくなるのは高インピーダンス線路１２ａのみであるため、フィルタの容積および重量の増加が少なく、特性の良好なフィルタがコンパクトに得られるという利点がある。
【００５７】
なお、上記の実施の形態の高周波フィルタでは、入力線路に隣接する高インピーダンス線路のみ低インピーダンス化する例を示したが、低インピーダンス線路１３ａと高インピーダンス線路１２ｂ等まで同様に対策しても良い。すなわち、対策する線路は入力線路に近い線路ほど効果的であるが、対策する線路の数は限定されるものではないことはいうまでもない。
【００５８】
実施の形態８．
以下、添付図面、図１１，図１２および図１３に基づき、本発明の実施の形態８を詳細に説明する。図１１は本発明の実施の形態８による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、３つの低インピーダンス方形同軸線路と２つの高インピーダンス方形同軸線路を交互に接続し、そしてその端部に入出力同軸線路を接続することにより構成された同軸線路形低域通過フィルタからなり、図１１では、同軸線路内導体の支持部材を省略している。また図１２は図１１におけるＡ−Ａ’断面図、図１３は図１１におけるＢ−Ｂ’断面図である。
【００５９】
図１１，図１２および図１３において、１０は中空の良導体で成る方形同軸線路の外導体、１１（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆ，１１ｇ）は方形同軸線路の内導体であり、そのうちの１１ａ〜１１ｃは低インピーダンス線路の内導体、１１ｄ、１１ｅは高インピーダンス線路の内導体、１１ｆは入力線路の内導体、そして、１１ｇは出力線路の内導体である。１２（１２ａ，１２ｂ）は、外導体１０と内導体１１ｄ，１１ｅにより構成される高インピーダンス線路、１３（１３ａ，１３ｂ，１３ｃ）は、外導体１０と内導体１１ａ〜１１ｃにより構成される低インピーダンス線路、１４は、外導体１０と内導体１１ｆにより構成される入力線路、そして、１５は、外導体１０と内導体１１ｇにより構成される出力線路である。
【００６０】
次に、本実施の形態の高周波フィルタの動作について説明する。上記のフィルタは、周波数ｆC を遮断周波数として、遮断周波数ｆC 以下の周波数の高周波が通過するように、高インピーダンス線路１２と低インピーダンス線路１３の、長さと特性インピーダンスが選択されている。さらに各線路部分は、波長に対して十分短くなるように線路の長さが選択されている。同軸線路においては外導体の断面積を一定とした場合には、高インピーダンス線路では内導体の断面積が小さくなり、低インピーダンス線路では内導体の断面積が大きくなる。従って、高インピーダンス線路１２では、内導体での電流の集中により直列のインダクタンスとして、低インピーダンス線路１３では、内導体での電荷の集中により並列のコンデンサとして、それぞれ等価に動作する。このため、遮断周波数ｆC より低い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが小さく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスが小さいため、フィルタ回路内で反射することなく伝搬する。一方、遮断周波数ｆC より高い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが大きく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスも大きくなるため、反射される。
【００６１】
本実施の形態の高周波フィルタでは、遮断周波数ｆC から離れた通過域内の周波数では、中心部の線路１２ａ、１３ｂ、１２ｂ等にエネルギーが集中し、遮断周波数ｆC 近傍の周波数では入力線路１４に隣接した線路１３ａにおいてエネルギーが集中する。このため、遮断周波数近傍の周波数ではフィルタ端部の低インピーダンス線路１３ａにおいて損失が大きくなる。
【００６２】
本実施の形態においては、入力線路１４に隣接した低インピーダンス線路１３ａは、そのほかの低インピーダンス線路１３ｂ、１３ｃよりも特性インピーダンスの高い線路で構成している。このために電荷の集中が少なくなっており、所定のキャパシタンスを得るため線路長が拡大しているが、電荷の集中が減少することにより損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における低インピーダンス線路１３ａでの損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００６３】
また、長さ方向の寸法が大きくなるのは低インピーダンス線路１３ａのみであるため、フィルタの容積および重量の増加が少なく、特性の良好なフィルタがコンパクトに得られるという利点がある。
【００６４】
なお、本実施の形態の高周波フィルタでは、入力線路に隣接する低インピーダンス線路のみ高インピーダンス化する例を示したが、高インピーダンス線路１２ａと低インピーダンス線路１３ｂ等まで同様に対策しても良い。すなわち、対策する線路は入力線路に近い線路ほど効果的であるが、対策する線路の数は限定されるものではないことはいうまでもない。
【００６５】
実施の形態９．
以下、添付図面、図１４に基づき、本発明の実施の形態９を詳細に説明する。図１４は本発明の実施の形態９による分波器の斜視図である。本実施の形態の分波器は、入出力線路を含む入出力共振器部分を、超伝導体を用いるとともに共振器部分と別の誘電体基板上に構成した帯域通過形高周波マイクロストリップ線路形フィルタを２つ並列に接続することにより構成した分波器であって、いずれのフィルタも、入出力共振器は１／２波長波長共振器、そのほかの共振器は１／４波長共振器となっている。
【００６６】
図１４において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ）は、誘電体基板であって、１ａ〜１ｃは、超伝導体膜を形成するのに適した第１の誘電体基板、１ｄ，１ｅは、超伝導体膜を形成しない第２の誘電体基板である。２（２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ）は、地導体であって、２ａ〜２ｃは第１の誘電体基板１ａ〜１ｃの裏面に形成された地導体、２ｄ，２ｅは第２の誘電体基板１ｄ，１ｅの裏面または側面に形成された地導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ，４ｇ，４ｈ）は、通常の導体を用いて構成した１／４波長共振器、５（５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ）は、超伝導体を用いて構成した１／２波長入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ，６ｃ）は入出力線路である。
【００６７】
次に、本実施の形態の分波器の動作について説明する。本実施の形態の分波器は、通過帯域の異なる２つの帯域通過型フィルタを並列接続したものである。一方のフィルタは周波数ｆ1 を中心周波数とし、他方のフィルタは周波数ｆ2 を中心周波数とする帯域通過フィルタとなっている。入出力線路６ａから入射したｆ1 近傍の高周波は、ｆ2 を中心周波数とする一方の帯域通過フィルタで反射され、他方のフィルタを通過する。また、ｆ2 近傍の周波数の高周波が入出力線路６ａから入射すると、ｆ1 を中心周波数とする一方の帯域通過フィルタで反射され、他方のフィルタを通過する。ｆ1 からもｆ2 からも離れた周波数の高周波が入射した場合には、高周波は反射される。
【００６８】
本実施の形態の分波器に組み込まれた高周波フィルタは６段の帯域通過型フィルタであり、実施の形態２の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。すなわち、入出力共振器５が、その他の共振器４の長さが略１／４波長であるのに対し、略１／２波長の長さを有しているため物理的寸法が大きいだけでなく、その他の共振器４が通常の導体で構成されているのに対し、入出力共振器５は超伝導体を用いて構成されているため、損失が非常に少なく無負荷Ｑ値が大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタとなっている。これにより、分波器としたときの２つの通過帯域での帯域内の通過特性が平坦になるとともに、それぞれの通過帯域において、阻止帯域となる他方のフィルタの反射損が減少するため、他方のフィルタに吸収されるエネルギーが減少し、その結果、通過帯域での損失が減少するという効果がある。
なお、この実施の形態の分波器は、実施の形態２の高周波フィルタの構造を組み合わせた例について述べた。しかし、このような分波器は、上述の実施の形態１〜６までの高周波フィルタをそれぞれ入力分岐回路を介して並列に接続して構成することもできる。
【００６９】
【発明の効果】
以上説明したように、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器または入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器が、他の共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有する構成としているので、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７０】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器または入出力共振器と前記入出力共振器と隣接する共振器が、他の共振器よりも大きい外形寸法を有するようにすることにより、その無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７１】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器について、超伝導体を用いて構成することにより、その無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７２】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器を、そのほかの共振器と異なる低損失な伝送線路で構成しており、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７３】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器をサスペンデッドストリップ線路で構成し、そのほかの共振器をトリプレートストリップ線路で構成しており、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７４】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器および共振器を伝送線路と集中定数素子の組み合わせにより構成し、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の伝送線路の長さを、その他の共振器に比較して長く設定している。これにより、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値が大きくなっており、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７５】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、共振器を４分の１波長あるいは２分の１波長共振器とし、入出力共振器の長さを４分の１波長の奇数倍あるいは２分の１波長の整数倍に設定している。これにより、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値がそのほかの共振器に比べ大きくなっており、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７６】
また、本願に含まれる発明では、上記各発明の高周波フィルタを少なくとも２つ入力分岐回路を介して並列に組み合わせて分波器を構成している。このため、各フィルタにおける通過帯域での帯域内の通過特性が平坦になるとともに、それぞれの通過帯域において、阻止帯域となる他方のフィルタの反射損が減少するため、他方のフィルタに吸収されるエネルギーが減少し、その結果、通過帯域での損失が減少するという効果がある。
【００７７】
また、本願に含まれる発明では、１または複数の高インピーダンス線路と、１または複数の低インピーダンス線路とを備え、前記高インピーダンス線路と低インピーダンス線路とを交互に従続接続して、前記従続接続の一端に外部回路と接続するための入力線路を接続し、前記従続接続の他端に外部回路と接続するための出力線路を接続してなる高周波フィルタにおいて、入力線路にもっとも近い高インピーダンス線路の特性インピーダンスをその他の高インピーダンス線路の特性インピーダンスより低く設定している。このため、入力線路にもっとも近い高インピーダンス線路における電流の集中が緩和されており、損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られる。
【００７８】
また、本願に含まれる発明では、１または複数の高インピーダンス線路と、１または複数の低インピーダンス線路とを備え、前記高インピーダンス線路と低インピーダンス線路とを交互に従続接続して、前記従続接続の一端に外部回路と接続するための入力線路を接続し、前記従続接続の他端に外部回路と接続するための出力線路を接続してなる高周波フィルタにおいて、入力線路にもっとも近い低インピーダンス線路の特性インピーダンスをその他の低インピーダンス線路の特性インピーダンスより高く設定している。このため、入力線路にもっとも近い低インピーダンス線路における電荷の集中が緩和されており、損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１による高周波フィルタの斜視図である。
【図２】 本発明の実施の形態１による高周波フィルタの電界強度分布の概略を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２による高周波フィルタの斜視図である。
【図４】 本発明の実施の形態３による高周波フィルタの斜視図である。
【図５】 本発明の実施の形態４による高周波フィルタの斜視図である。
【図６】 本発明の実施の形態５による高周波フィルタの斜視図である。
【図７】 本発明の実施の形態６による高周波フィルタの斜視図である。
【図８】 本発明の実施の形態７による高周波フィルタの斜視図である。
【図９】 本発明の実施の形態７による高周波フィルタのＡ−Ａ’断面図である。
【図１０】 本発明の実施の形態７による高周波フィルタのＢ−Ｂ’断面図である。
【図１１】 本発明の実施の形態８による高周波フィルタの斜視図である。
【図１２】 本発明の実施の形態８による高周波フィルタのＡ−Ａ’断面図である。
【図１３】 本発明の実施の形態８による高周波フィルタのＢ−Ｂ’断面図である。
【図１４】 本発明の実施の形態９による分波器の斜視図である。
【図１５】 従来の高周波フィルタの斜視図である。
【図１６】 図１５の高周波フィルタの中心部における横断面図である。
【図１７】 図１５の高周波フィルタの通過特性図である。
【図１８】 図１５の高周波フィルタの群遅延特性図である。
【符号の説明】
１ 誘電体基板、 ２ 地導体、 ３ ストリップ導体、 ４ 共振器、 ５入出力共振器または入出力共振器に隣接した共振器、 ６ 入出力線路、 ７誘電体、 ８ 電極、 ９ チップコンデンサ、 １０ 方形同軸線路の外導体、 １１ 方形同軸線路の内導体、 １２ 高インピーダンス線路、 １３低インピーダンス線路、 １４ 入力線路、 １５ 出力線路、 １６ 方形導波管、 １７ 誘導性アイリス、 １８ ＴＥ１０１共振器、 １９ 入出力ＴＥ１０１共振器、 ２０ 入出力導波管、 ２１ 結合部、 ２２ 入出力結合部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてマイクロ波帯の、およびその他の周波数帯としては、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、ミリ波帯等の信号をろ波するための高周波フィルタ、または、分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
まず、従来の高周波フィルタの構成について説明する。図１５は、従来の高周波フィルタの斜視図、図１６は、図１５のフィルタの中心部における横断面図（Ａ−Ａ’断面図）、図１７は、図１５のフィルタの通過特性図、図１８は、図１５のフィルタの群遅延特性図である。本フィルタはストリップ線路にて構成されているものであって、下記の文献に記載されているものである。
G.Matthaei,et.al.,"Microwave Filters, Impedance Matching-Networks, andCoupling Structures", McGraw Hill, 1964, pp.440-450 R.E.Collin, "Foundations for Microwave Engeneering 2nd-Ed.", McGraw Hill, 1992, pp.617-626
【０００３】
図１５および図１６において、１は、誘電体基板、２は、誘電体基板１の裏面に形成された地導体、３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ）は、誘電体基板１上に形成されたストリップ導体である。４は、誘電体基板１と地導体２とストリップ導体３からなる共振器、５（５ａ，５ｂ）は、誘電体基板１と地導体２とストリップ導体３からなる入出力共振器、６（６ａ，６ｂ）は、誘電体基板１と地導体２とストリップ導体３からなる、外部回路へと繋がる入出力線路である。また、２１（２１ａ，２１ｂ）は、共振器４と入出力共振器５を相互に結合させる結合部であり、２２（２２ａ，２２ｂ）は、入出力共振器５と入出力線路６を相互に結合させる入出力結合部である。すなわち図１５および図１６は、３つの共振器が縦続接続された３段の高周波フィルタを示している。
【０００４】
次に、この高周波フィルタの動作を説明する。周波数ｆ1 を中心周波数として、高周波、たとえばマイクロ波が通過するように、共振器４および入出力共振器５の共振周波数、ならびに、結合部２１および入出力結合部２２での結合度が調整されている。これらの調整は主に、共振器および結合部の線路方向の長さないしは間隔を調整することによって行なわれる。
【０００５】
中心周波数ｆ1 から離れた周波数のマイクロ波が、入出力線路６ａからフィルタへと入射する場合には、共振器４および入出力共振器５ａ，５ｂが共振しないため、入射したマイクロ波は反射される。一方、入射するマイクロ波の周波数がｆ1 もしくはその近傍の周波数である場合には、共振器４および入出力共振器５が共に共振する。このため、共振器４と入出力共振器５ａ，５ｂ、または入出力共振器５ａと入出力線路６ａおよび入出力共振器５ｂと入出力線路６ｂとは、結合部２１ａ，２１ｂまたは入出力結合部２２ａ，２２ｂを介して強く結合する。この結果、周波数ｆ1 もしくはその近傍の周波数のマイクロ波は入出力線路６ａから入出力線路６ｂへと伝搬することになる。すなわち、図１５および図１６の高周波フィルタの周波数特性は、図１７の実線のようになる。図１７中、ｆL は低域遮断周波数、ｆH は高域遮断周波数を表す。また、無負荷Ｑ値が無限大の場合の特性を一点鎖線で示す。
【０００６】
上記のように共振器を用いて構成される従来の高周波フィルタの通過特性は、共振器の有する無負荷Ｑ値に左右される。無負荷Ｑ値は、一般に次式で定義される。
【０００７】
Ｑ＝（Ｅv ／Ｅ0 ）×ω1 …（１）
ここでＥv ：共振器内の蓄積エネルギーの時間平均値
Ｅ0 ：単位時間内に共振器内で失われるエネルギー
ω1 ：中心周波数における角周波数
【０００８】
（１）式によると、共振器内における電磁界の分布領域が大きい場合には共振器内の蓄積エネルギーが大きくなるため、無負荷Ｑ値は大きくなる。また、共振器を構成する導体の導体損失が小さいほど、また、共振器内の誘電体損失が少ないほど、共振器内で消散するエネルギーが減少するため、無負荷Ｑ値は大きくなる。
【０００９】
一方、図１５の高周波フィルタの群遅延特性は、図１８のようになる。通常、高周波フィルタの群遅延特性は、図１８に示されるように、遮断周波数の近傍の周波数域で最大となる。群遅延量はフィルタ回路内でのエネルギーの滞留時間に相当し、すなわちこれは、フィルタ回路内でのエネルギーの反射回数の多さに対応している。フィルタ内の共振器は有限の無負荷Ｑ値、すなわち一定量の損失を持っているため、群遅延の大きい周波数、つまり、フィルタ回路内での反射回数が多い周波数では、必然的に共振器でのエネルギーの損失が大きくなる。この結果、フィルタの通過帯域端である周波数ｆH 、ｆL では、中心周波数ｆ1 に比べて通過損失が大きくなり、通過特性は図１７に示すような特性となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来の高周波フィルタでは、通過損失の小さいフィルタを得ようとすると、多くの場合、無負荷Ｑ値の大きな大形の共振器を使用する必要性が生じてフィルタの外形寸法が拡大するという問題がある。
【００１１】
また、通過帯域内で平坦な通過特性を有するフィルタを得るのは容易ではないという問題がある。この問題は、共振器の無負荷Ｑ値が小さい場合ほど顕著である。
【００１２】
本発明は、上記従来の問題点を解決するためになされたもので、通過帯域内で平坦な通過特性を有する高周波フィルタおよび分波器を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、
結合手段を介して従続接続された１または複数の導波管共振器と、前記導波管共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力導波管共振器と、前記各入出力導波管共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力導波管共振器、又は、前記入出力導波管共振器及び前記入出力導波管共振器に隣接する導波管共振器とが、他の導波管共振器よりも大きい高さ寸法を有するように構成されて他の導波管共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成したものである。
【００１４】
また、請求項２記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、結合手段を介して従続接続された１または複数のマイクロストリップ線路形１／４波長共振器と、前記マイクロストリップ線路形１／４波長共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続されたマイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器と、前記各マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器、又は、前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器及び前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器に隣接するマイクロストリップ線路形１／２波長共振器が、そのストリップ導体がコ字状に折り曲げて構成されるとともに超伝導体を用いて他のマイクロストリップ線路形１／４波長共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成されたものである。
【００１５】
また、請求項３記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力共振器、又は、前記入出力共振器及び前記入出力共振器に隣接する共振器がサスペンデッドストリップ線路を用いて構成されるとともに他の共振器がトリプレートストリップ線路を用いて構成され、前記入出力共振器、又は、前記入出力共振器及び前記入出力共振器に隣接する共振器が他の共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成されているものである。
【００１６】
また、請求項４記載の発明に係る高周波帯域通過フィルタは、
結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力共振器の長さを４分の１波長の３倍に設定し、前記共振器の長さを４分の１波長に設定するか、又は、前記入出力共振器の長さを２分の１波長の２倍に設定し、前記共振器の長さを２分の１波長に設定したものである。
【００１７】
また、請求項５記載の発明に係る分波器は、請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波帯域通過フィルタを少なくとも２つ入力分岐回路を介して並列に接続して構成したものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、添付図面、図１，図２に基づき、本発明の実施の形態１を詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態１による高周波フィルタの斜視図、図２は本発明の実施の形態１による高周波フィルタの電界強度分布の概略を示す図である。本実施の形態の高周波フィルタは、複数のＴＥ１０１モード共振器を縦続接続した高周波導波管フィルタからなっている。
【００２４】
まず、図１を参照して、本実施の形態における高周波フィルタの構成を説明する。図１において、１６は中空の方形導波管、１７（１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆ，１７ｇ，１７ｈ，１７ｉ，１７ｊ，１７ｋ，１７ｌ）は誘導性アイリスである。１８（１８ａ，１８ｂ，１８ｃ）は誘導性アイリス１７によって区切られて形成されたＴＥ１０１モード共振器を示し、１９（１９ａ，１９ｂ）は誘導性アイリス１７によって区切られて形成されたＴＥ１０１モード入出力共振器を示す。入出力共振器１９は、共振器１８より高さ寸法が大きくなるように構成されている。２０（２０ａ，２０ｂ）は外部回路へとつながる入出力導波管である。
【００２５】
次に、本実施の形態における高周波フィルタの動作について説明する。上記の高周波フィルタは、周波数ｆ1 を中心周波数として高周波が通過するように、誘導性アイリス１７の間隔、厚さ、および大きさが調整されている。入出力導波管２０ａから入射した高周波の周波数がｆ1 から離れていると、共振器１８および入出力共振器１９が共振しないため高周波は反射される。一方、入出力導波管２０ａから入射した高周波の周波数がｆ1 近傍であると、共振器１８および入出力共振器１９が共振するため、誘導性アイリス１７を介して共振器１８と入出力共振器１９および入出力導波管２０とが効率よく結合し、その結果、ｆ1 近傍の周波数の高周波は入出力導波管２０ｂへと伝搬する。すなわち、本実施の形態の高周波フィルタは、従来の高周波フィルタと同様に、帯域通過形の高周波フィルタとして動作する。
【００２６】
次に、本実施の形態の高周波フィルタでは、フィルタの中心軸における電界の分布は図２のようになる。図２において、横軸はフィルタの線路長さ方向の座標を表し、縦軸は導波管高さ方向の電界の強さを表している。このように、中心周波数ｆ1近傍の周波数では中央の共振器１８ｂにおいて電界が強く（実線のカーブ）、遮断周波数ｆL,fH近傍の周波数においては入力端の入出力共振器１９ａにおいて電界が強くなり（三角印のカーブ及び丸印のカーブ）、それぞれエネルギーが集中していることがわかる。このため、中心周波数近傍の周波数ではフィルタ中心部の共振器で損失が大きく、また、遮断周波数近傍の周波数ではフィルタ端部の入出力共振器で損失が大きくなる。
【００２７】
本実施の形態においては、入出力共振器１９は、共振器１８よりも高さ寸法が大きい共振器となっている。すなわち、入出力共振器１９の無負荷Ｑ値は共振器１８のそれよりも大きい。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００２８】
また、入出力共振器１９のみ寸法が大きくなるため、フィルタの容積および重量の増加が少なく、したがって、特性の良好なフィルタがコンパクトに得られる利点がある。
【００２９】
なお、本実施の形態の高周波フィルタでは、共振器数が５つの５段フィルタについて示したが、３段以上の段数の高周波フィルタであれば何段の高周波フィルタにおいても同様な動作原理を有すること、および、同様な効果を得られることはいうまでもない。
【００３０】
実施の形態２．
以下、添付図面、図３に基づき、本発明の実施の形態２を詳細に説明する。図３は本発明の実施の形態２による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、入出力線路を含む入出力共振器部分を、超伝導体を用いるとともに共振器部分と別の誘電体基板上に構成した高周波マイクロストリップ線路形フィルタを示し、入出力共振器は１／２波長波長共振器からなり、そのほかの共振器は１／４波長共振器からなっている。
【００３１】
図３において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ）は誘電体基板であって、１ａ，１ｂは、その上に超伝導体膜を形成するのに適した第１の誘電体基板、１ｃは、超伝導体膜を形成しない第２の誘電体基板である。２（２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ）は、誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体である。３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ）はストリップ導体であって、３ａ，３ｂはそれぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｆは、第２の誘電体基板１ｃ上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／４波長の長さを有する共振器ストリップ導体、３ｇ，３ｈはそれぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ）は、第２の誘電体基板１ｃ上に地導体２と共振器ストリップ導体３ｃ〜３ｆとにより構成される１／４波長共振器である。５（５ａ，５ｂ）は、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に地導体２ａ，２ｂと入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂとにより構成される１／２波長入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に地導体２ａまたは２ｂと入出力線路ストリップ導体３ｇまたは３ｈとにより構成される入出力線路である。
【００３２】
本実施の形態の高周波フィルタは、６段の帯域通過型フィルタであり、実施の形態１の高周波フィルタと線路の形式、共振器の構造的な違いはあるが、基本的には実施の形態１の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。すなわち、本実施の形態の高周波フィルタでは、入出力共振器５が、その他の共振器４の長さが略１／４波長であるのに対し、略１／２波長の長さを有しているため物理寸法が大きいだけでなく、その他の共振器４が通常の導体で構成されているのに対し、入出力共振器５は超伝導体を用いて構成されているため、損失が非常に少なく無負荷Ｑ値が大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られる。
【００３３】
また、超伝導体膜は通常、特定の結晶性誘電体基板上に形成されるものであり、さらに、超伝導体の中でも高温超伝導体などはその組成が複雑な場合が多く、広い面積に亙って均質な膜を作製するのが容易ではない。本実施の形態の高周波フィルタでは、超伝導体で形成した入出力共振器５を、そのほかの共振器４とは別の誘電体基板上に形成しているため、超伝導体膜で形成する回路が比較的小面積となるため、超伝導体膜を用いて作製しやすいという利点がある。
【００３４】
そのほか、超伝導体は、誘電体基板の上面に加え、側面や裏面に亙って形成するのは困難である。本実施の形態では、超伝導体を用いて形成した入出力共振器５を１／２波長共振器としたため、第１の誘電体基板の側面に地導体を形成することが不要である。従って、この点においても、超伝導体膜を用いて作製しやすいという利点がある。
【００３５】
実施の形態３．
以下、添付図面、図４に基づき、本発明の実施の形態３を詳細に説明する。図４は本発明の実施の形態３による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、入出力線路を含む入出力共振器、および入出力共振器と隣接した共振器部分を、超伝導体を用いるとともに、そのほかの共振器部分とは別の誘電体基板上に構成した高周波マイクロストリップ線路形フィルタであって、超伝導体を用いて構成した入出力共振器および入出力共振器と隣接する共振器は１／２波長共振器からなり、その他の共振器は１／４波長共振器からなっている。
【００３６】
図４において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ）は誘電体基板であって、１ａ，１ｂは、その上に超伝導体膜を形成するのに適した第１の誘電体基板、１ｃは、超伝導体膜を形成しない第２の誘電体基板である。２（２ａ，２ｂ，２ｃ）は、誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体である。３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ）はストリップ導体であって、３ａ，３ｄはそれぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する入出力共振器ストリップ導体、３ｂ，３ｃは、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する第１の共振器ストリップ導体、３ｅ，３ｆは、第２の誘電体基板１ｃ上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／４波長の長さを有する第２の共振器ストリップ導体、３ｇ，３ｈは、それぞれ第１の誘電体基板１ａ，１ｂ上に超伝導体膜によって形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ）は、第２の誘電体基板１ｃ上に地導体２と共振器ストリップ導体３ｅ，３ｆとにより構成される１／４波長共振器である。５（５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ）は、第１の誘電体基板１ａまたは１ｂと、地導体２ａまたは２ｂと、入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｄまたは第１の共振器ストリップ導体３ｂ，３ｃとにより構成される１／２波長入出力共振器または１／２波長共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、第１の誘電体基板１ａまたは１ｂ上に地導体２ａまたは２ｂと入出力線路ストリップ導体３ｇまたは３ｈとにより構成される入出力線路である。
【００３７】
本実施の形態の高周波フィルタは６段の帯域通過型フィルタであり、基本的には実施の形態２の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。なお、本実施の形態の高周波フィルタでは入出力共振器５ａ、５ｄだけでなく、入出力共振器に隣接する共振器５ｂ、５ｃが略１／２波長の長さを有し、超伝導体を用いて構成されている。このため、実施の形態２のフィルタよりも、遮断周波数近傍の周波数における損失低減効果と、通過特性の平坦化の効果が大きい。
【００３８】
上記のような遮断周波数近傍における損失低減、通過特性の平坦化は、入出力共振器からその近傍の共振器に亙って無負荷Ｑ値の改善を図ることにより得られる。従って、実施の形態２では入出力共振器について、実施の形態３では入出力共振器とそれに隣接する共振器について、それぞれ無負荷Ｑ値の改善を図る例を示した。
【００３９】
実施の形態４．
以下、添付図面、図５に基づき、本発明の実施の形態４を詳細に説明する。図５は本発明の実施の形態４による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、高周波マイクロストリップ線路形フィルタであって、入出力共振器は１／２波長共振器からなり、その他の共振器は１／４波長共振器からなっている。
【００４０】
図５において、１は誘電体基板、２は、誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体である。３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ）はストリップ導体であって、３ａ，３ｂは誘電体基板１上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／２波長の長さを有する入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｆは、誘電体基板１上に形成された、フィルタの中心周波数において略１／４波長の長さを有する共振器ストリップ導体、３ｇ，３ｈは誘電体基板１上に形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ）は、誘電体基板１と地導体２と共振器ストリップ導体３ｃ，３ｄ，３ｅまたは３ｆとにより構成される１／４波長共振器である。５（５ａ，５ｂ）は、誘電体基板１と地導体２と入出力共振器ストリップ導体３ａまたは３ｂとにより構成される１／２波長入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、それぞれ誘電体基板１と地導体２と入出力線路ストリップ導体３ｇまたは３ｈとにより構成される入出力線路である。
【００４１】
本実施の形態においては、入出力共振器５は、共振器４が１／４波長であるのに対し、１／２波長となっており、外形寸法の大きい共振器となっている。すなわち、入出力共振器５の無負荷Ｑ値は共振器４のそれよりも大きい。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００４２】
また、合計６つの共振器のうちの２つの入出力共振器のみ１／２波長としているので、フィルタの大型化が抑制され、特性の良好な高周波フィルタをコンパクトに実現できるという利点がある。
なお、上記の例では、共振器ストリップ導体３ｃ〜３ｆは中心周波数において略１／４波長の長さを有し、入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂは中心周波数において略１／２波長の長さを有するとした。しかし、これを一般化すると、内側の共振器の長さを４分の１波長に設定し、入出力共振器の長さを４分の１波長の奇数倍またはまたは２分の１波長の整数倍に設定してもよい。また、内側の共振器の長さを２分の１波長に設定し、入出力共振器の長さを２分の１波長の整数倍に設定してもよい。このことは、上述の実施の形態２及び３についても、同様に言えることである。
【００４３】
実施の形態５．
以下、添付図面、図６に基づき、本発明の実施の形態５を詳細に説明する。図６は本発明の実施の形態５による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、５つの共振器からなる５段高周波マイクロストリップ線路形フィルタからなり、図６の一部において、部品の接続や配置を明らかにするため、部品を分離して表示している。本フィルタでは、入出力共振器およびそのほかの共振器を、通過帯域の中心周波数の１／４波長より短かくするとともに、ストリップ導体の一端を地導体に短絡し、他端をチップコンデンサを介して地導体に接続した共振器としている。
【００４４】
図６において、１は誘電体基板、２は誘電体基板１の裏面または側面に形成された地導体、３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ）はストリップ線路であって、３ａ、３ｂは誘電体基板１上に形成され、フィルタの中心周波数の１／４波長より短い入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｅは、同じく誘電体基板１上に形成され、フィルタの中心周波数の１／４波長より短く、かつ、入出力共振器ストリップ導体３ａ、３ｂよりも短い共振器ストリップ導体、３ｆと３ｇは誘電体基板１上に形成された入出力線路ストリップ導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ）は、誘電体基板１と地導体２と共振器ストリップ導体３ｃ，３ｄ，３ｅにより構成される１／４波長より短い共振器である。７（７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ）は、チップコンデンサの誘電体、８（８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ，８ｆ，８ｇ，８ｈ，８ｉ，８ｊ）は、チップコンデンサの電極、９（９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ，９ｅ）は、誘電体７および電極８から形成されたチップコンデンサである。５（５ａ，５ｂ）は、誘電体基板１と地導体２と入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂと、チップコンデンサ９ａ，９ｂとにより構成される入出力共振器である。そして、６（６ａ、６ｂ）は、誘電体基板１と地導体２と入出力線路ストリップ導体３ｆまたは３ｇとにより構成される入出力線路である。
【００４５】
本実施の形態の高周波フィルタは５段のコムライン形帯域通過形フィルタであり、実施の形態１と線路の形式および共振器の構造的な違いこそあれ、基本的には実施の形態１の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。すなわち、本フィルタでは、各共振器の共振周波数はおよそ中心周波数程度となるように、チップコンデンサの容量が調整されているが、入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂが、その他の共振器のストリップ共振器導体３ｃ〜３ｅよりも長く、物理的寸法が大きい。このため、入出力共振器の無負荷Ｑ値がそのほかの共振器のそれより大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００４６】
実施の形態６．
以下、添付図面、図７に基づき、本発明の実施の形態６を詳細に説明する。図７は本発明の実施の形態６による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、５つの共振器からなる５段高周波マイクロストリップ線路形フィルタからなり、図７では、各部の構造や配置を明らかにするため、一部において分解して表示している。本フィルタでは、入出力共振器およびそのほかの共振器が、通過帯域の中心周波数の略１／２波長の両端開放型共振器となっている。
【００４７】
図７において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ，１ｇ，１ｈ，１ｉ）は誘電体基板であって、１ａ、１ｂは第１の誘電体基板、１ｃ〜１ｈは第２の誘電体基板、１ｉは、第２の誘電体基板に比べ十分に薄い第３の誘電体基板である。また、２（２ａ，２ｂ）は地導体であって、２ａは第１の誘電体基板１ａの下面に形成された地導体、２ｂは、第１の誘電体基板１ｂの上面に形成された地導体である。また、３（３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ）は、ストリップ導体であって、３ａ、３ｂは、第３の誘電体基板１ｉ上に形成された、フィルタの中心周波数の略１／２波長の入出力共振器ストリップ導体、３ｃ〜３ｅは、同じく第３の誘電体基板１ｉ上に形成された、フィルタの中心周波数の略１／２波長の共振器ストリップ導体、３ｆと３ｇは、同じく第３の誘電体基板１ｉ上に形成された入出力線路ストリップ導体である。そして４（４ａ，４ｂ，ｃ）は、第２の誘電体基板１ｇ，１ｈと地導体２ａ，２ｂと第３の誘電体基板１ｉと共振器ストリップ導体３ｃ〜３ｅにより構成される共振器、５（５ａ，５ｂ）は、地導体２ａ，２ｂと第３の誘電体基板１ｉと入出力共振器ストリップ導体３ａ，３ｂにより構成される入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ）は、第２の誘電体基板１ｅ，１ｆと地導体２ａ，２ｂと第３の誘電体基板１ｉと入出力線路ストリップ導体３ｆ，３ｇにより構成される入出力線路である。
【００４８】
本実施の形態の高周波フィルタは５段の帯域通過形フィルタであり、実施の形態１と線路の形式および共振器の構造的な違いこそあれ、基本的には実施の形態１の高周波フィルタと同様な動作を行なう。本フィルタでは、入出力共振器がサスペンデッドストリップ線路により形成され、そのほかの部分はトリプレートストリップ線路により構成されている。このため、入出力共振器の無負荷Ｑ値がそのほかの共振器のそれより大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００４９】
また、入出力共振器５の線路形式がそのほかの部分と異なるだけなので、フィルタの容積および重量の増加が少なく、特性の良好なフィルタをコンパクトに実現できるという利点がある。
【００５０】
そのほか、本フィルタは多層状の誘電体基板により構成されているため、ＭＭＩＣなどに適用しやすいという利点がある。
【００５１】
実施の形態７．
以下、添付図面、図８，図９および図１０に基づき、本発明の実施の形態７を詳細に説明する。図８は本発明の実施の形態７による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、４つの高インピーダンス方形同軸線路と３つの低インピーダンス方形同軸線路を交互に接続し、そしてその端部に入出力同軸線路を接続することにより構成された同軸線路形低域通過フィルタからなり、図８では、同軸線路内導体の支持部材を省略している。また図９は図８におけるＡ−Ａ’断面図、図１０は図８におけるＢ−Ｂ’断面図である。
【００５２】
図８，図９および図１０において、１０は中空の良導体で成る方形同軸線路の外導体、１１（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆ，１１ｇ，１１ｈ，１１ｉ）は方形同軸線路の内導体であり、そのうちの１１ａ〜１１ｄは高インピーダンス線路の内導体、１１ｅ〜１１ｇは低インピーダンス線路の内導体、１１ｈは入力線路の内導体、そして、１１ｉは出力線路の内導体である。１２（１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ）は、外導体１０と内導体１１ａ〜１１ｄにより構成される高インピーダンス線路、１３（１３ａ，１３ｂ，１３ｃ）は、外導体１０と内導体１１ｅ〜１１ｇにより構成される低インピーダンス線路、１４は、外導体１０と内導体１１ｈにより構成される入力線路、そして、１５は、外導体１０と内導体１１ｉにより構成される出力線路である。
【００５３】
次に、本実施の形態の高周波フィルタの動作について説明する。上記のフィルタは、周波数ｆC を遮断周波数としたとき、遮断周波数ｆC 以下の周波数の高周波が通過するように、高インピーダンス線路１２、低インピーダンス線路１３の長さと特性インピーダンスが選択されている。さらに各線路部分は、波長に対して十分短くなるように線路の長さが選択されている。同軸線路においては外導体の断面積を一定とした場合には、高インピーダンス線路では内導体の断面積が小さくなり、低インピーダンス線路では内導体の断面積が大きくなる。従って、高インピーダンス線路１２では、内導体での電流の集中により直列のインダクタンスとして、低インピーダンス線路１３では、内導体での電荷の集中により並列のコンデンサとして、それぞれ等価に動作する。このため、遮断周波数ｆC より低い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが小さく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスが小さいため、フィルタ回路内で反射することなく伝搬する。一方、遮断周波数ｆC より高い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが大きく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスも大きくなるため、反射される。
【００５４】
本実施の形態の高周波フィルタでは、遮断周波数ｆｃから離れた通過域内の周波数では、中心部の線路１２ｂ、１３ｂ、１２ｃ等にエネルギーが集中し、遮断周波数ｆC 近傍の周波数では入力線路１４に隣接した線路１２ａにおいてエネルギーが集中する。このため、遮断周波数近傍の周波数ではフィルタ端部の高インピーダンス線路１２ａにおいて損失が大きくなる。
【００５５】
本実施の形態においては、入力線路１４に隣接した高インピーダンス線路１２ａは、そのほかの高インピーダンス線路よりも特性インピーダンスの低い線路で構成している。このために電流の集中が少なくなっており、所定のインダクタンスを得るため線路長が拡大しているが、電流の集中が減少することにより損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における高インピーダンス線路１２ａでの損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００５６】
また、長さ方向の寸法が大きくなるのは高インピーダンス線路１２ａのみであるため、フィルタの容積および重量の増加が少なく、特性の良好なフィルタがコンパクトに得られるという利点がある。
【００５７】
なお、上記の実施の形態の高周波フィルタでは、入力線路に隣接する高インピーダンス線路のみ低インピーダンス化する例を示したが、低インピーダンス線路１３ａと高インピーダンス線路１２ｂ等まで同様に対策しても良い。すなわち、対策する線路は入力線路に近い線路ほど効果的であるが、対策する線路の数は限定されるものではないことはいうまでもない。
【００５８】
実施の形態８．
以下、添付図面、図１１，図１２および図１３に基づき、本発明の実施の形態８を詳細に説明する。図１１は本発明の実施の形態８による高周波フィルタの斜視図である。本実施の形態の高周波フィルタは、３つの低インピーダンス方形同軸線路と２つの高インピーダンス方形同軸線路を交互に接続し、そしてその端部に入出力同軸線路を接続することにより構成された同軸線路形低域通過フィルタからなり、図１１では、同軸線路内導体の支持部材を省略している。また図１２は図１１におけるＡ−Ａ’断面図、図１３は図１１におけるＢ−Ｂ’断面図である。
【００５９】
図１１，図１２および図１３において、１０は中空の良導体で成る方形同軸線路の外導体、１１（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆ，１１ｇ）は方形同軸線路の内導体であり、そのうちの１１ａ〜１１ｃは低インピーダンス線路の内導体、１１ｄ、１１ｅは高インピーダンス線路の内導体、１１ｆは入力線路の内導体、そして、１１ｇは出力線路の内導体である。１２（１２ａ，１２ｂ）は、外導体１０と内導体１１ｄ，１１ｅにより構成される高インピーダンス線路、１３（１３ａ，１３ｂ，１３ｃ）は、外導体１０と内導体１１ａ〜１１ｃにより構成される低インピーダンス線路、１４は、外導体１０と内導体１１ｆにより構成される入力線路、そして、１５は、外導体１０と内導体１１ｇにより構成される出力線路である。
【００６０】
次に、本実施の形態の高周波フィルタの動作について説明する。上記のフィルタは、周波数ｆC を遮断周波数として、遮断周波数ｆC 以下の周波数の高周波が通過するように、高インピーダンス線路１２と低インピーダンス線路１３の、長さと特性インピーダンスが選択されている。さらに各線路部分は、波長に対して十分短くなるように線路の長さが選択されている。同軸線路においては外導体の断面積を一定とした場合には、高インピーダンス線路では内導体の断面積が小さくなり、低インピーダンス線路では内導体の断面積が大きくなる。従って、高インピーダンス線路１２では、内導体での電流の集中により直列のインダクタンスとして、低インピーダンス線路１３では、内導体での電荷の集中により並列のコンデンサとして、それぞれ等価に動作する。このため、遮断周波数ｆC より低い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが小さく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスが小さいため、フィルタ回路内で反射することなく伝搬する。一方、遮断周波数ｆC より高い周波数の高周波は、直列インダクタンスによるリアクタンスが大きく、かつ、並列コンデンサによるサセプタンスも大きくなるため、反射される。
【００６１】
本実施の形態の高周波フィルタでは、遮断周波数ｆC から離れた通過域内の周波数では、中心部の線路１２ａ、１３ｂ、１２ｂ等にエネルギーが集中し、遮断周波数ｆC 近傍の周波数では入力線路１４に隣接した線路１３ａにおいてエネルギーが集中する。このため、遮断周波数近傍の周波数ではフィルタ端部の低インピーダンス線路１３ａにおいて損失が大きくなる。
【００６２】
本実施の形態においては、入力線路１４に隣接した低インピーダンス線路１３ａは、そのほかの低インピーダンス線路１３ｂ、１３ｃよりも特性インピーダンスの高い線路で構成している。このために電荷の集中が少なくなっており、所定のキャパシタンスを得るため線路長が拡大しているが、電荷の集中が減少することにより損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における低インピーダンス線路１３ａでの損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタが得られる。
【００６３】
また、長さ方向の寸法が大きくなるのは低インピーダンス線路１３ａのみであるため、フィルタの容積および重量の増加が少なく、特性の良好なフィルタがコンパクトに得られるという利点がある。
【００６４】
なお、本実施の形態の高周波フィルタでは、入力線路に隣接する低インピーダンス線路のみ高インピーダンス化する例を示したが、高インピーダンス線路１２ａと低インピーダンス線路１３ｂ等まで同様に対策しても良い。すなわち、対策する線路は入力線路に近い線路ほど効果的であるが、対策する線路の数は限定されるものではないことはいうまでもない。
【００６５】
実施の形態９．
以下、添付図面、図１４に基づき、本発明の実施の形態９を詳細に説明する。図１４は本発明の実施の形態９による分波器の斜視図である。本実施の形態の分波器は、入出力線路を含む入出力共振器部分を、超伝導体を用いるとともに共振器部分と別の誘電体基板上に構成した帯域通過形高周波マイクロストリップ線路形フィルタを２つ並列に接続することにより構成した分波器であって、いずれのフィルタも、入出力共振器は１／２波長波長共振器、そのほかの共振器は１／４波長共振器となっている。
【００６６】
図１４において、１（１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ）は、誘電体基板であって、１ａ〜１ｃは、超伝導体膜を形成するのに適した第１の誘電体基板、１ｄ，１ｅは、超伝導体膜を形成しない第２の誘電体基板である。２（２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ）は、地導体であって、２ａ〜２ｃは第１の誘電体基板１ａ〜１ｃの裏面に形成された地導体、２ｄ，２ｅは第２の誘電体基板１ｄ，１ｅの裏面または側面に形成された地導体である。４（４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ，４ｇ，４ｈ）は、通常の導体を用いて構成した１／４波長共振器、５（５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ）は、超伝導体を用いて構成した１／２波長入出力共振器である。そして、６（６ａ，６ｂ，６ｃ）は入出力線路である。
【００６７】
次に、本実施の形態の分波器の動作について説明する。本実施の形態の分波器は、通過帯域の異なる２つの帯域通過型フィルタを並列接続したものである。一方のフィルタは周波数ｆ1 を中心周波数とし、他方のフィルタは周波数ｆ2 を中心周波数とする帯域通過フィルタとなっている。入出力線路６ａから入射したｆ1 近傍の高周波は、ｆ2 を中心周波数とする一方の帯域通過フィルタで反射され、他方のフィルタを通過する。また、ｆ2 近傍の周波数の高周波が入出力線路６ａから入射すると、ｆ1 を中心周波数とする一方の帯域通過フィルタで反射され、他方のフィルタを通過する。ｆ1 からもｆ2 からも離れた周波数の高周波が入射した場合には、高周波は反射される。
【００６８】
本実施の形態の分波器に組み込まれた高周波フィルタは６段の帯域通過型フィルタであり、実施の形態２の高周波フィルタと同様な動作を行ない、また同様な効果を奏する。すなわち、入出力共振器５が、その他の共振器４の長さが略１／４波長であるのに対し、略１／２波長の長さを有しているため物理的寸法が大きいだけでなく、その他の共振器４が通常の導体で構成されているのに対し、入出力共振器５は超伝導体を用いて構成されているため、損失が非常に少なく無負荷Ｑ値が大きくなっている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ないフィルタとなっている。これにより、分波器としたときの２つの通過帯域での帯域内の通過特性が平坦になるとともに、それぞれの通過帯域において、阻止帯域となる他方のフィルタの反射損が減少するため、他方のフィルタに吸収されるエネルギーが減少し、その結果、通過帯域での損失が減少するという効果がある。
なお、この実施の形態の分波器は、実施の形態２の高周波フィルタの構造を組み合わせた例について述べた。しかし、このような分波器は、上述の実施の形態１〜６までの高周波フィルタをそれぞれ入力分岐回路を介して並列に接続して構成することもできる。
【００６９】
【発明の効果】
以上説明したように、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器または入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器が、他の共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有する構成としているので、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７０】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器または入出力共振器と前記入出力共振器と隣接する共振器が、他の共振器よりも大きい外形寸法を有するようにすることにより、その無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７１】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器について、超伝導体を用いて構成することにより、その無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７２】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器を、そのほかの共振器と異なる低損失な伝送線路で構成しており、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７３】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器をサスペンデッドストリップ線路で構成し、そのほかの共振器をトリプレートストリップ線路で構成しており、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値を大きくしている。このため、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７４】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、入出力共振器および共振器を伝送線路と集中定数素子の組み合わせにより構成し、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の伝送線路の長さを、その他の共振器に比較して長く設定している。これにより、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値が大きくなっており、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７５】
また、本願に含まれる発明では、結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波フィルタにおいて、共振器を４分の１波長あるいは２分の１波長共振器とし、入出力共振器の長さを４分の１波長の奇数倍あるいは２分の１波長の整数倍に設定している。これにより、入出力共振器、あるいは入出力共振器と前記入出力共振器に隣接する共振器の無負荷Ｑ値がそのほかの共振器に比べ大きくなっており、遮断周波数近傍の周波数における入出力共振器での損失が低減され、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００７６】
また、本願に含まれる発明では、上記各発明の高周波フィルタを少なくとも２つ入力分岐回路を介して並列に組み合わせて分波器を構成している。このため、各フィルタにおける通過帯域での帯域内の通過特性が平坦になるとともに、それぞれの通過帯域において、阻止帯域となる他方のフィルタの反射損が減少するため、他方のフィルタに吸収されるエネルギーが減少し、その結果、通過帯域での損失が減少するという効果がある。
【００７７】
また、本願に含まれる発明では、１または複数の高インピーダンス線路と、１または複数の低インピーダンス線路とを備え、前記高インピーダンス線路と低インピーダンス線路とを交互に従続接続して、前記従続接続の一端に外部回路と接続するための入力線路を接続し、前記従続接続の他端に外部回路と接続するための出力線路を接続してなる高周波フィルタにおいて、入力線路にもっとも近い高インピーダンス線路の特性インピーダンスをその他の高インピーダンス線路の特性インピーダンスより低く設定している。このため、入力線路にもっとも近い高インピーダンス線路における電流の集中が緩和されており、損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られる。
【００７８】
また、本願に含まれる発明では、１または複数の高インピーダンス線路と、１または複数の低インピーダンス線路とを備え、前記高インピーダンス線路と低インピーダンス線路とを交互に従続接続して、前記従続接続の一端に外部回路と接続するための入力線路を接続し、前記従続接続の他端に外部回路と接続するための出力線路を接続してなる高周波フィルタにおいて、入力線路にもっとも近い低インピーダンス線路の特性インピーダンスをその他の低インピーダンス線路の特性インピーダンスより高く設定している。このため、入力線路にもっとも近い低インピーダンス線路における電荷の集中が緩和されており、損失が減少する。このため、遮断周波数近傍の周波数における損失が低減される。これにより、遮断周波数近傍の通過帯域内の周波数では通過損失が減少し、また、遮断周波数近傍の通過帯域外の周波数では反射損失が減少することになる。したがって、通過帯域内の通過特性が平坦で、かつ、帯域外でのフィルタ内損失の少ない高周波フィルタが得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１による高周波フィルタの斜視図である。
【図２】 本発明の実施の形態１による高周波フィルタの電界強度分布の概略を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２による高周波フィルタの斜視図である。
【図４】 本発明の実施の形態３による高周波フィルタの斜視図である。
【図５】 本発明の実施の形態４による高周波フィルタの斜視図である。
【図６】 本発明の実施の形態５による高周波フィルタの斜視図である。
【図７】 本発明の実施の形態６による高周波フィルタの斜視図である。
【図８】 本発明の実施の形態７による高周波フィルタの斜視図である。
【図９】 本発明の実施の形態７による高周波フィルタのＡ−Ａ’断面図である。
【図１０】 本発明の実施の形態７による高周波フィルタのＢ−Ｂ’断面図である。
【図１１】 本発明の実施の形態８による高周波フィルタの斜視図である。
【図１２】 本発明の実施の形態８による高周波フィルタのＡ−Ａ’断面図である。
【図１３】 本発明の実施の形態８による高周波フィルタのＢ−Ｂ’断面図である。
【図１４】 本発明の実施の形態９による分波器の斜視図である。
【図１５】 従来の高周波フィルタの斜視図である。
【図１６】 図１５の高周波フィルタの中心部における横断面図である。
【図１７】 図１５の高周波フィルタの通過特性図である。
【図１８】 図１５の高周波フィルタの群遅延特性図である。
【符号の説明】
１ 誘電体基板、 ２ 地導体、 ３ ストリップ導体、 ４ 共振器、 ５入出力共振器または入出力共振器に隣接した共振器、 ６ 入出力線路、 ７誘電体、 ８ 電極、 ９ チップコンデンサ、 １０ 方形同軸線路の外導体、 １１ 方形同軸線路の内導体、 １２ 高インピーダンス線路、 １３低インピーダンス線路、 １４ 入力線路、 １５ 出力線路、 １６ 方形導波管、 １７ 誘導性アイリス、 １８ ＴＥ１０１共振器、 １９ 入出力ＴＥ１０１共振器、 ２０ 入出力導波管、 ２１ 結合部、 ２２ 入出力結合部。
Claims (5)
- 結合手段を介して従続接続された１または複数の導波管共振器と、前記導波管共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力導波管共振器と、前記各入出力導波管共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力導波管共振器、又は、前記入出力導波管共振器及び前記入出力導波管共振器に隣接する導波管共振器とが、他の導波管共振器よりも大きい高さ寸法を有するように構成されて他の導波管共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有することを特徴とする高周波帯域通過フィルタ。 - 結合手段を介して従続接続された１または複数のマイクロストリップ線路形１／４波長共振器と、前記マイクロストリップ線路形１／４波長共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続されたマイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器と、前記各マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器、又は、前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器及び前記マイクロストリップ線路形１／２波長入出力共振器に隣接するマイクロストリップ線路形１／２波長共振器が、そのストリップ導体がコ字状に折り曲げて構成されるとともに超伝導体を用いて他のマイクロストリップ線路形１／４波長共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成されていることを特徴とする高周波帯域通過フィルタ。 - 結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力共振器、又は、前記入出力共振器及び前記入出力共振器に隣接する共振器がサスペンデッドストリップ線路を用いて構成されるとともに他の共振器がトリプレートストリップ線路を用いて構成され、前記入出力共振器、又は、前記入出力共振器及び前記入出力共振器に隣接する共振器が他の共振器よりも高い無負荷Ｑ値を有するように構成されていることを特徴とする高周波帯域通過フィルタ。 - 結合手段を介して従続接続された１または複数の共振器と、前記共振器列の前後にそれぞれ結合手段を介して接続された入出力共振器と、前記各入出力共振器と外部回路とを接続する入出力結合手段とを具備する高周波帯域通過フィルタにおいて、
前記入出力共振器の長さを４分の１波長の３倍に設定し、前記共振器の長さを４分の１波長に設定するか、又は、前記入出力共振器の長さを２分の１波長の２倍に設定し、前記共振器の長さを２分の１波長に設定したことを特徴とする高周波帯域通過フィルタ。 - 請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波帯域通過フィルタを少なくとも２つ入力分岐回路を介して並列に接続して構成したことを特徴とする分波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35365297A JP3655742B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 高周波帯域通過フィルタおよび分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35365297A JP3655742B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 高周波帯域通過フィルタおよび分波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11186812A JPH11186812A (ja) | 1999-07-09 |
| JP3655742B2 true JP3655742B2 (ja) | 2005-06-02 |
Family
ID=18432304
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35365297A Expired - Fee Related JP3655742B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 高周波帯域通過フィルタおよび分波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3655742B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4498297B2 (ja) * | 2006-03-24 | 2010-07-07 | 株式会社日立国際電気 | フィルタ回路 |
| EP1933411A4 (en) * | 2006-08-02 | 2010-12-15 | Murata Manufacturing Co | FILTER ELEMENT AND MANUFACTURING PROCESS FOR THE FILTER ELEMENT |
| WO2008023506A1 (en) * | 2006-08-02 | 2008-02-28 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Chip device |
| JP4649385B2 (ja) * | 2006-08-29 | 2011-03-09 | 日本放送協会 | 帯域通過フィルタの設計方法および帯域通過フィルタ |
| JP4618441B2 (ja) * | 2006-09-29 | 2011-01-26 | Ｔｄｋ株式会社 | 積層型フィルタ |
| JP4264101B2 (ja) | 2006-12-08 | 2009-05-13 | 株式会社東芝 | フィルタ回路および無線通信装置 |
| JP4679618B2 (ja) | 2008-09-11 | 2011-04-27 | 株式会社東芝 | フィルタ回路および無線通信装置 |
| US8314667B2 (en) * | 2008-12-09 | 2012-11-20 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Coupled line filter and arraying method thereof |
| US8823470B2 (en) * | 2010-05-17 | 2014-09-02 | Cts Corporation | Dielectric waveguide filter with structure and method for adjusting bandwidth |
-
1997
- 1997-12-22 JP JP35365297A patent/JP3655742B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11186812A (ja) | 1999-07-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5541559A (en) | Loop-shaded strip line dual mode multistage filter in which the strip line dual mode filters are arranged in series | |
| US4963844A (en) | Dielectric waveguide-type filter | |
| EP1212806B1 (de) | Hochfrequenz-bandpassfilteranordnung mit dämpfungspolen | |
| US20030076199A1 (en) | LC high-pass filter circuit device, laminated LC high-pass filter device, multiplexer, and radio communication apparatus | |
| EP1562255A1 (en) | Coplanar filter | |
| JP5920868B2 (ja) | 伝送線路共振器、帯域通過フィルタ及び分波器 | |
| JP3304724B2 (ja) | デュアルモードフィルタ | |
| JPH0385903A (ja) | 帯域通過フィルタ | |
| JP3655742B2 (ja) | 高周波帯域通過フィルタおよび分波器 | |
| JPS6127925B2 (ja) | ||
| JP3186607B2 (ja) | 分布定数線路型フィルタ | |
| EP1976052A1 (en) | Coplanar waveguide resonator and coplanar waveguide filter using the same | |
| JP3723284B2 (ja) | 高周波フィルタ | |
| JP2000357903A (ja) | 平面型フィルタ | |
| US7532918B2 (en) | Superconductive filter having U-type microstrip resonators with longer and shorter parallel sides | |
| CN110364789A (zh) | 一种基于短路耦合线结构的多功能可重构滤波器 | |
| JP2888027B2 (ja) | ストリップ線路ループ共振器フィルタ | |
| JP2718984B2 (ja) | 共振器及びその共振器を用いたフィルタ | |
| JP4501729B2 (ja) | 高周波フィルタ | |
| JPH10322155A (ja) | 帯域阻止フィルタ | |
| JP3050090B2 (ja) | 誘電体フィルタ | |
| JP3521805B2 (ja) | 誘電体フィルタ、複合誘電体フィルタ、アンテナ共用器および通信装置 | |
| JPS6390201A (ja) | 誘電体フイルタ | |
| JPS62278801A (ja) | マイクロストリツプバンドパスフイルタ | |
| JP3750420B2 (ja) | 平面フィルタおよびそれを用いたデュプレクサおよびそれらを用いた高周波モジュールおよびそれを用いた通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041022 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041130 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050126 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050301 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050304 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080311 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090311 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |