JPH10322155A - 帯域阻止フィルタ - Google Patents
帯域阻止フィルタInfo
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- JPH10322155A JPH10322155A JP13020297A JP13020297A JPH10322155A JP H10322155 A JPH10322155 A JP H10322155A JP 13020297 A JP13020297 A JP 13020297A JP 13020297 A JP13020297 A JP 13020297A JP H10322155 A JPH10322155 A JP H10322155A
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- series resonance
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 通過帯域の伝送損失を低減させること。
【解決手段】 伝送線路１０の同一場所と交流接地間に
伝送信号周波数と異なる周波数に共振する２つの直列共
振回路１Ａ，１Ｂを設ける。この共振回路で共振した不
要信号は接地へ導出され、所望信号のみが伝送線路１０
上に伝送される。所望信号は直列共振回路１Ａ，１Ｂ内
を通過しないため、その分伝送損失を低減させることが
できる。又、λ／４間隔で直列共振回路を設けることに
より阻止帯域を広げることができる。
伝送信号周波数と異なる周波数に共振する２つの直列共
振回路１Ａ，１Ｂを設ける。この共振回路で共振した不
要信号は接地へ導出され、所望信号のみが伝送線路１０
上に伝送される。所望信号は直列共振回路１Ａ，１Ｂ内
を通過しないため、その分伝送損失を低減させることが
できる。又、λ／４間隔で直列共振回路を設けることに
より阻止帯域を広げることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は帯域阻止フィルタに
関し、特にＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯等で用い
られる同軸線路で構成された多段帯域阻止フィルタに関
する。
関し、特にＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯等で用い
られる同軸線路で構成された多段帯域阻止フィルタに関
する。
【０００２】
【従来の技術】この種の帯域阻止フィルタの一例が特開
平３−１７８２０１号公報及び実開昭６０−８２８０４
号公報に開示されている。
平３−１７８２０１号公報及び実開昭６０−８２８０４
号公報に開示されている。
【０００３】特開平３−１７８２０１号公報に開示され
た帯域阻止フィルタは、マイクロストリップ形半波長結
合形バンドパスフィルタにスタブ共振器を設置し、通常
のバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという）回路の減
衰域に所要のスタブ回路を形成し、阻止帯域の減衰量を
増加させている。
た帯域阻止フィルタは、マイクロストリップ形半波長結
合形バンドパスフィルタにスタブ共振器を設置し、通常
のバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという）回路の減
衰域に所要のスタブ回路を形成し、阻止帯域の減衰量を
増加させている。
【０００４】また実開昭６０−８２８０４号公報に開示
された帯域沮止フィルタは、通常のλ／４半同軸ＢＰＦ
に帰還（フィードバック）をかけ同様に沮止帯域に極を
設け減衰量を増加させている。このような一般的な有極
形ＢＰＦの等化回路を図１９に示す。
された帯域沮止フィルタは、通常のλ／４半同軸ＢＰＦ
に帰還（フィードバック）をかけ同様に沮止帯域に極を
設け減衰量を増加させている。このような一般的な有極
形ＢＰＦの等化回路を図１９に示す。
【０００５】このＢＰＦは、コイルＬとコンデンサＣの
並列回路を数段直列に結合（電界結合及び磁界結合）さ
せ、入力及び出力回路の位相を反転させる様フィードバ
ック（帰還）をかけて構成されている。
並列回路を数段直列に結合（電界結合及び磁界結合）さ
せ、入力及び出力回路の位相を反転させる様フィードバ
ック（帰還）をかけて構成されている。
【０００６】図２０は同等価回路の通過・反射特性図で
ある。同図において、横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸は
減衰量（ｄＢ）を示し、ｆ０は中心周波数（伝送信号周
波数）、実線の特性曲線Ｐ１は信号の通過特性（通過減
衰量）を、破線の特性曲線Ｐ２は信号の反射特性（反射
減衰量）を示す。
ある。同図において、横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸は
減衰量（ｄＢ）を示し、ｆ０は中心周波数（伝送信号周
波数）、実線の特性曲線Ｐ１は信号の通過特性（通過減
衰量）を、破線の特性曲線Ｐ２は信号の反射特性（反射
減衰量）を示す。
【０００７】これにより所定の通過帯域Ｗ１と所定の反
射帯域Ｗ２，Ｗ３を得ている。
射帯域Ｗ２，Ｗ３を得ている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来の帯
域阻止フィルタは通過帯域の伝送損失が大きいという欠
点があった。特に、数ｋｗ以上の電力伝送を行う場合、
伝送損失の増加はエネルギー効率の低下及び発熱等に影
響を与え、回路設計上大きな問題となる。
域阻止フィルタは通過帯域の伝送損失が大きいという欠
点があった。特に、数ｋｗ以上の電力伝送を行う場合、
伝送損失の増加はエネルギー効率の低下及び発熱等に影
響を与え、回路設計上大きな問題となる。
【０００９】これは、ＢＰＦの性質上、隣接チャネルの
減衰量を大きくしようとするとフィルタの段数を多くす
る必要があり、このフィルタは伝送線路に直列に接続さ
れるため、通過帯域内の伝送損失が大きくなるためであ
る。
減衰量を大きくしようとするとフィルタの段数を多くす
る必要があり、このフィルタは伝送線路に直列に接続さ
れるため、通過帯域内の伝送損失が大きくなるためであ
る。
【００１０】現在、数ｋｗ級の信号伝送を行う場合、誘
電体のｔａｎδ（誘電力率）による自己発熱により誘電
体を用いた回路（マイクロストリップラインや誘電体フ
ィルタ）は用いられない。
電体のｔａｎδ（誘電力率）による自己発熱により誘電
体を用いた回路（マイクロストリップラインや誘電体フ
ィルタ）は用いられない。
【００１１】一般に、空気を伝送媒体とした同軸型、半
同軸型の素子又は矩形、円形の空洞共振器が用いられ、
伝送損失は共振器を構成する金属の表面抵抗のみで決定
される。
同軸型の素子又は矩形、円形の空洞共振器が用いられ、
伝送損失は共振器を構成する金属の表面抵抗のみで決定
される。
【００１２】このように、大電力に対応する回路素子の
性能はいかに金属の表面抵抗を小さくし、伝送損失をい
かに最小限に止めるかにかかっている。
性能はいかに金属の表面抵抗を小さくし、伝送損失をい
かに最小限に止めるかにかかっている。
【００１３】そこで本発明の目的は、通過帯域の伝送損
失を低減させることが可能な帯域阻止フィルタを提供す
ることにある。
失を低減させることが可能な帯域阻止フィルタを提供す
ることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明は、信号伝送線路の同一場所と交流接地点間に
伝送信号周波数と異なる周波数に共振する２つの直列共
振回路を設けたことを特徴とする。
に本発明は、信号伝送線路の同一場所と交流接地点間に
伝送信号周波数と異なる周波数に共振する２つの直列共
振回路を設けたことを特徴とする。
【００１５】本発明によれば、直列共振回路にて共振し
た不要信号成分は接地される一方、所望の伝送信号は信
号伝送線路上を通過する。又、信号伝送線路の同一場所
と交流接地点間にフィルタを接続したため、所望の伝送
信号はこのフィルタを通過しない。従って、これらフィ
ルタを通過することにより所望の伝送信号に伝送損失が
生じるという事態を回避することができる。
た不要信号成分は接地される一方、所望の伝送信号は信
号伝送線路上を通過する。又、信号伝送線路の同一場所
と交流接地点間にフィルタを接続したため、所望の伝送
信号はこのフィルタを通過しない。従って、これらフィ
ルタを通過することにより所望の伝送信号に伝送損失が
生じるという事態を回避することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係
る帯域阻止フィルタの最良の実施の形態の回路図であ
る。
て添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係
る帯域阻止フィルタの最良の実施の形態の回路図であ
る。
【００１７】帯域阻止フィルタは、伝送線路１０の同一
場所と交流接地間に接続されたコイルＬ１とコンデンサ
Ｃ１とからなる直列共振回路１Ａ及びコイルＬ１´とコ
ンデンサＣ１´とからなる直列共振回路１Ｂと、伝送線
路１０の同一場所と交流接地間に接続されたコイルＬ２
とコンデンサＣ２とからなる直列共振回路２Ａ及びコイ
ルＬ２´とコンデンサＣ２´とからなる直列共振回路２
Ｂと、伝送線路１０の同一場所と交流接地間に接続され
たコイルＬ３とコンデンサＣ３とからなる直列共振回路
３Ａ及びコイルＬ３´とコンデンサＣ３´とからなる直
列共振回路３Ｂと、伝送線路１０の同一場所と交流接地
間に接続されたコイルＬｎとコンデンサＣｎとからなる
直列共振回路ｎＡ及びコイルＬｎ´とコンデンサＣｎ´
とからなる直列共振回路ｎＢとからなる。なお、ｎは正
の整数である。
場所と交流接地間に接続されたコイルＬ１とコンデンサ
Ｃ１とからなる直列共振回路１Ａ及びコイルＬ１´とコ
ンデンサＣ１´とからなる直列共振回路１Ｂと、伝送線
路１０の同一場所と交流接地間に接続されたコイルＬ２
とコンデンサＣ２とからなる直列共振回路２Ａ及びコイ
ルＬ２´とコンデンサＣ２´とからなる直列共振回路２
Ｂと、伝送線路１０の同一場所と交流接地間に接続され
たコイルＬ３とコンデンサＣ３とからなる直列共振回路
３Ａ及びコイルＬ３´とコンデンサＣ３´とからなる直
列共振回路３Ｂと、伝送線路１０の同一場所と交流接地
間に接続されたコイルＬｎとコンデンサＣｎとからなる
直列共振回路ｎＡ及びコイルＬｎ´とコンデンサＣｎ´
とからなる直列共振回路ｎＢとからなる。なお、ｎは正
の整数である。
【００１８】又、これら直列共振回路１Ａ，１Ｂの組、
２Ａ，２Ｂの組、３Ａ，３Ｂの組及びｎＡ，ｎＢの組間
の伝送線路１０上の接続間隔は、所望の伝送信号の４分
の１波長間隔に設定されている。５〜，７，…ｎは夫々
４分の１波長の線路を示す。
２Ａ，２Ｂの組、３Ａ，３Ｂの組及びｎＡ，ｎＢの組間
の伝送線路１０上の接続間隔は、所望の伝送信号の４分
の１波長間隔に設定されている。５〜，７，…ｎは夫々
４分の１波長の線路を示す。
【００１９】図２はこの帯域阻止フィルタの周波数特性
図である。同図中、ｆｏは所望の伝送信号の周波数を示
し、ｆｏ＋Δｆ１は直列共振回路１Ａの共振周波数、ｆ
ｏ−Δｆ１は直列共振回路１Ｂの共振周波数、ｆｏ＋Δ
ｆ２は直列共振回路２Ａの共振周波数、ｆｏ−Δｆ２は
直列共振回路２Ｂの共振周波数、ｆｏ＋Δｆ３は直列共
振回路３Ａの共振周波数、ｆｏ−Δｆ３は直列共振回路
３Ｂの共振周波数、ｆｏ＋Δｆｎは直列共振回路ｎＡの
共振周波数及びｆｏ−Δｆｎは直列共振回路ｎＢの共振
周波数を夫々示す。
図である。同図中、ｆｏは所望の伝送信号の周波数を示
し、ｆｏ＋Δｆ１は直列共振回路１Ａの共振周波数、ｆ
ｏ−Δｆ１は直列共振回路１Ｂの共振周波数、ｆｏ＋Δ
ｆ２は直列共振回路２Ａの共振周波数、ｆｏ−Δｆ２は
直列共振回路２Ｂの共振周波数、ｆｏ＋Δｆ３は直列共
振回路３Ａの共振周波数、ｆｏ−Δｆ３は直列共振回路
３Ｂの共振周波数、ｆｏ＋Δｆｎは直列共振回路ｎＡの
共振周波数及びｆｏ−Δｆｎは直列共振回路ｎＢの共振
周波数を夫々示す。
【００２０】同図に示すようにほぼ周波数２Δｆ１の帯
域幅を有する通過帯域Ｗ１と、ほぼ周波数Δｆｎ−Δｆ
１の帯域幅を有する通過帯域Ｗ２及びＷ３とが形成され
る。又、Ｇ１は所望の伝送信号の減衰量を示している。
域幅を有する通過帯域Ｗ１と、ほぼ周波数Δｆｎ−Δｆ
１の帯域幅を有する通過帯域Ｗ２及びＷ３とが形成され
る。又、Ｇ１は所望の伝送信号の減衰量を示している。
【００２１】次に、本発明の実施の形態の動作について
図３，４を参照しながら説明する。図３は直列共振回路
の回路図、図４は同回路の周波数特性図を夫々示す。同
図においても、Ｐ１は通過特性、Ｐ２は反射特性を夫々
示す。
図３，４を参照しながら説明する。図３は直列共振回路
の回路図、図４は同回路の周波数特性図を夫々示す。同
図においても、Ｐ１は通過特性、Ｐ２は反射特性を夫々
示す。
【００２２】回路理論の通り、共振周波数は、
【００２３】
【数１】 及び、
【００２４】
【数２】 にて表され、かつ、ＱＬ（外部Ｑ）を、
【００２５】
【数３】 で表すと（ここにωは所望の伝送信号の角周波数、Ｌは
コイルのインダクタンス、Ｚｏは入力及び出力インピー
ダンスを夫々示す。）、（ｆｏ＋Δｆ）の直列共振回路
のＱＬ（ｆｏ＋Δｆ）と、（ｆｏ−Δｆ）の直列共振回
路のＱＬ（ｆｏ−Δｆ）とを等しくすることにより、即
ち、ＱＬ（ｆｏ＋Δｆ）＝ＱＬ（ｆｏ−Δｆ）とするこ
とにより、図４に示すようにｆｏ±Δｆに各１つずつの
共振点Ｋ１，Ｋ２と、ｆｏにおいて１つの反共振点Ｋ３
を得ることができる。
コイルのインダクタンス、Ｚｏは入力及び出力インピー
ダンスを夫々示す。）、（ｆｏ＋Δｆ）の直列共振回路
のＱＬ（ｆｏ＋Δｆ）と、（ｆｏ−Δｆ）の直列共振回
路のＱＬ（ｆｏ−Δｆ）とを等しくすることにより、即
ち、ＱＬ（ｆｏ＋Δｆ）＝ＱＬ（ｆｏ−Δｆ）とするこ
とにより、図４に示すようにｆｏ±Δｆに各１つずつの
共振点Ｋ１，Ｋ２と、ｆｏにおいて１つの反共振点Ｋ３
を得ることができる。
【００２６】又、この反共振点Ｋ３の位置はＱＬ（ｆｏ
＋Δｆ）とＱＬ（ｆｏ−Δｆ）の値を変更することによ
りｆｏ±Δｆの間で自由に動かすことができる。
＋Δｆ）とＱＬ（ｆｏ−Δｆ）の値を変更することによ
りｆｏ±Δｆの間で自由に動かすことができる。
【００２７】図５は２段直列共振回路の回路図、図６は
同回路の周波数特性図を夫々示す。同図においても、Ｐ
１は通過特性、Ｐ２は反射特性を夫々示す。
同回路の周波数特性図を夫々示す。同図においても、Ｐ
１は通過特性、Ｐ２は反射特性を夫々示す。
【００２８】図５に示すように、共振周波数がｆｏ±Δ
ｆ１とｆｏ±Δｆ２の直列共振回路を中心周波数ｆｏの
ほぼλ／４の間隔を置いて伝送線路に接続することによ
り、図６に示すようにｆｏ±Δｆ１とｆｏ±Δｆ２の４
つの共振点Ｋ５〜Ｋ８と、２つの反共振点Ｋ９，Ｋ１０
を得ることができ、これにより広い通過帯域Ｗ５と広い
反射帯域Ｗ６，Ｗ７を得ることができる。
ｆ１とｆｏ±Δｆ２の直列共振回路を中心周波数ｆｏの
ほぼλ／４の間隔を置いて伝送線路に接続することによ
り、図６に示すようにｆｏ±Δｆ１とｆｏ±Δｆ２の４
つの共振点Ｋ５〜Ｋ８と、２つの反共振点Ｋ９，Ｋ１０
を得ることができ、これにより広い通過帯域Ｗ５と広い
反射帯域Ｗ６，Ｗ７を得ることができる。
【００２９】次に、直列共振回路を所望の伝送信号の波
長の１／４の間隔を置いて接続する理由について説明す
る。
長の１／４の間隔を置いて接続する理由について説明す
る。
【００３０】図７は直列共振回路の接続場所とアドミタ
ンス及び減衰量の関係を示す模式説明図である。
ンス及び減衰量の関係を示す模式説明図である。
【００３１】同図（Ａ）に示すようにＣとＬからなる直
列共振回路を左側から見たアドミタンスＹは、同図
（Ｄ）に示すように共振周波数ｆ１より低い周波数では
誘導性、共振周波数ｆ１より高い周波数では容量性とな
る。なお、Ｒは負荷抵抗である。
列共振回路を左側から見たアドミタンスＹは、同図
（Ｄ）に示すように共振周波数ｆ１より低い周波数では
誘導性、共振周波数ｆ１より高い周波数では容量性とな
る。なお、Ｒは負荷抵抗である。
【００３２】一方、同図（Ｂ）に示すようにこの直列共
振回路を伝送線路上λ／４さらに左側から見たアドミタ
ンスＹは、同図（Ｅ）に示すように同図（Ｄ）と逆の特
性となる。即ち、誘導性の特性と容量性の特性を入れ換
えた特性が得られる。
振回路を伝送線路上λ／４さらに左側から見たアドミタ
ンスＹは、同図（Ｅ）に示すように同図（Ｄ）と逆の特
性となる。即ち、誘導性の特性と容量性の特性を入れ換
えた特性が得られる。
【００３３】従って、このλ／４離れた点に第２の直列
共振回路を接続すると、この第２の直列共振回路の左側
から見たアドミタンスＹは、同図（Ｆ）に示すように第
１及び第２の直列共振回路のアドミタンス特性曲線がア
ドミタンスの負領域にて交叉する。この交叉点をＫ１１
で示す。
共振回路を接続すると、この第２の直列共振回路の左側
から見たアドミタンスＹは、同図（Ｆ）に示すように第
１及び第２の直列共振回路のアドミタンス特性曲線がア
ドミタンスの負領域にて交叉する。この交叉点をＫ１１
で示す。
【００３４】これにより、同図（Ｈ）に示すように、ほ
ぼ周波数ｆ１とｆ２の差の周波数帯域幅を有する反射帯
域Ｗ８が生成される。
ぼ周波数ｆ１とｆ２の差の周波数帯域幅を有する反射帯
域Ｗ８が生成される。
【００３５】図８は直列共振回路をλ／４間隔で５段接
続した場合のアドミタンス特性図及び減衰特性図であ
る。同図（Ｂ）に示すようにλ／４線路２１〜２４の夫
々右側から負荷抵抗Ｒを見たアドミタンスとλ／４線路
２１〜２４の夫々左側から負荷抵抗Ｒを見たアドミタン
スとでは、誘導性と容量性とが逆転する。その結果とし
て、同図（Ｃ）に示すような反射帯域Ｗ９〜Ｗ１３が得
られる。
続した場合のアドミタンス特性図及び減衰特性図であ
る。同図（Ｂ）に示すようにλ／４線路２１〜２４の夫
々右側から負荷抵抗Ｒを見たアドミタンスとλ／４線路
２１〜２４の夫々左側から負荷抵抗Ｒを見たアドミタン
スとでは、誘導性と容量性とが逆転する。その結果とし
て、同図（Ｃ）に示すような反射帯域Ｗ９〜Ｗ１３が得
られる。
【００３６】同図から分かるように直列共振回路の段数
を増やせばそれだけ反射帯域を広げることができる。
を増やせばそれだけ反射帯域を広げることができる。
【００３７】次に、比較のため、直列共振回路を所望の
伝送信号の波長の１／２の間隔を置いて接続した場合に
ついて説明する。
伝送信号の波長の１／２の間隔を置いて接続した場合に
ついて説明する。
【００３８】図９は直列共振回路の接続場所とアドミタ
ンス及び減衰量の関係を示す模式説明図である。
ンス及び減衰量の関係を示す模式説明図である。
【００３９】同図（Ａ）に示すようにＣとＬからなる直
列共振回路を左側から見たアドミタンスＹは、同図
（Ｅ）に示すように共振周波数ｆ１より低い周波数では
誘導性、共振周波数ｆ１より高い周波数では容量性とな
る。なお、Ｒは負荷抵抗である。
列共振回路を左側から見たアドミタンスＹは、同図
（Ｅ）に示すように共振周波数ｆ１より低い周波数では
誘導性、共振周波数ｆ１より高い周波数では容量性とな
る。なお、Ｒは負荷抵抗である。
【００４０】一方、同図（Ｂ）に示すようにこの直列共
振回路を伝送線路上λ／２さらに左側から見たアドミタ
ンスＹは、同図（Ｆ）に示すように同図（Ｅ）と同一の
特性となる。
振回路を伝送線路上λ／２さらに左側から見たアドミタ
ンスＹは、同図（Ｆ）に示すように同図（Ｅ）と同一の
特性となる。
【００４１】従って、このλ／２離れた点に第２の直列
共振回路を接続すると、この第２の直列共振回路の左側
から見たアドミタンスＹは、同図（Ｇ）に示すように第
１の直列共振回路のアドミタンス特性（Ｌ成分）と第２
の直列共振回路のアドミタンス特性（Ｃ成分）とが打ち
消し合う点Ｋ１２ができるため、同図（Ｈ）に示すよう
にこの点Ｋ１２においてアドミタンスＹは零となる。
共振回路を接続すると、この第２の直列共振回路の左側
から見たアドミタンスＹは、同図（Ｇ）に示すように第
１の直列共振回路のアドミタンス特性（Ｌ成分）と第２
の直列共振回路のアドミタンス特性（Ｃ成分）とが打ち
消し合う点Ｋ１２ができるため、同図（Ｈ）に示すよう
にこの点Ｋ１２においてアドミタンスＹは零となる。
【００４２】従って、同図（Ｄ）の減衰特性に示すよう
にこの場合は反射帯域は生成されない。
にこの場合は反射帯域は生成されない。
【００４３】同図１０は直列共振回路をλ／２間隔で５
段接続した場合のアドミタンス特性図及び減衰特性図で
ある。同図（Ｂ）に示すようにこの場合は直列共振回路
をλ／２間隔で何段接続しても反射帯域は生成されな
い。
段接続した場合のアドミタンス特性図及び減衰特性図で
ある。同図（Ｂ）に示すようにこの場合は直列共振回路
をλ／２間隔で何段接続しても反射帯域は生成されな
い。
【００４４】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１１は本発明の第１実施例である回路シミュレーション
の回路図である。まず、５０オームの伝送路上の任意の
点よりコイルＬとコンデンサＣによる直列共振回路を分
岐させる。又、同一点より通過帯域の中心周波数ｆｏに
対して逆側（たとえば、ｆｏ＋Δｆに対してｆｏ−Δ
ｆ）に共振させた同様の直列共振回路を設け、中心周波
数ｆｏのほぼλ／４にて３段縦列接続する。
１１は本発明の第１実施例である回路シミュレーション
の回路図である。まず、５０オームの伝送路上の任意の
点よりコイルＬとコンデンサＣによる直列共振回路を分
岐させる。又、同一点より通過帯域の中心周波数ｆｏに
対して逆側（たとえば、ｆｏ＋Δｆに対してｆｏ−Δ
ｆ）に共振させた同様の直列共振回路を設け、中心周波
数ｆｏのほぼλ／４にて３段縦列接続する。
【００４５】この直列共振回路のＬ成分は通常の同軸型
伝送線路の長さにより自由に選ぶことができる。又、Ｃ
成分については同軸線路の内導体の端面と伝送線路の内
導体の間隔により選ぶことができる。
伝送線路の長さにより自由に選ぶことができる。又、Ｃ
成分については同軸線路の内導体の端面と伝送線路の内
導体の間隔により選ぶことができる。
【００４６】次に、第１実施例である回路シミュレーシ
ョンの動作について説明する。図１２は回路シミュレー
ション結果を示す減衰量対周波数特性図である。
ョンの動作について説明する。図１２は回路シミュレー
ション結果を示す減衰量対周波数特性図である。
【００４７】同図に示すように通過帯域の中心周波数ｆ
ｏ＝５３０ＭＨｚを中心に上下に各３つの共振点（即
ち、反射点）を持たせ、かつ反射帯域を広くすることが
可能である。
ｏ＝５３０ＭＨｚを中心に上下に各３つの共振点（即
ち、反射点）を持たせ、かつ反射帯域を広くすることが
可能である。
【００４８】又、共振点は前述したように自由に移動さ
せることができるため、局所的な反射帯域を自由に設定
することができる。
せることができるため、局所的な反射帯域を自由に設定
することができる。
【００４９】一方、通過帯域特性は中心周波数ｆｏを中
心として広帯域に整合させることができる。
心として広帯域に整合させることができる。
【００５０】次に、本発明の第２実施例〜第４実施例に
ついて説明する。
ついて説明する。
【００５１】第２実施例は帯域阻止フィルタを同軸型フ
ィルタで構成したものである。図１３は同軸型フィルタ
の一部透視外観斜視図である。この同軸型フィルタは同
軸フィルタ３１と同軸線路３２とからなり、同軸フィル
タ３１で直列共振回路を構成し、同軸線路３２でλ／４
伝送線路を構成する。
ィルタで構成したものである。図１３は同軸型フィルタ
の一部透視外観斜視図である。この同軸型フィルタは同
軸フィルタ３１と同軸線路３２とからなり、同軸フィル
タ３１で直列共振回路を構成し、同軸線路３２でλ／４
伝送線路を構成する。
【００５２】２つの同軸フィルタ３１の間隔ｍ１，…、
ｍｎ−１が夫々λ／４となるように構成する。
ｍｎ−１が夫々λ／４となるように構成する。
【００５３】次に、同軸フィルタ３１の調整方法につい
て説明する。図１４は同軸フィルタ３１の調整方法を示
す模式説明図である。
て説明する。図１４は同軸フィルタ３１の調整方法を示
す模式説明図である。
【００５４】同軸フィルタ３１は内導体３３と、この内
導体３３と同軸構造の外導体３４，３５とからなる。そ
して、内導体３３は外導体３４に対し上下に慴動自在で
あり、かつ外導体３４は外導体３５に対し慴動自在であ
る。
導体３３と同軸構造の外導体３４，３５とからなる。そ
して、内導体３３は外導体３４に対し上下に慴動自在で
あり、かつ外導体３４は外導体３５に対し慴動自在であ
る。
【００５５】そして、直列共振回路のＣ成分は同軸線路
３２内の内導体３６と同軸フィルタ３１内の内導体３３
の上部端面との間隔により選択する。
３２内の内導体３６と同軸フィルタ３１内の内導体３３
の上部端面との間隔により選択する。
【００５６】又、Ｌ成分は内導体３３の上部端面と外導
体３４の底面との距離により選択する。この選択は内導
体３３を固定した状態で外導体３４を上下に慴動させて
行う第３実施例は帯域阻止フィルタをストリップライン
又はマイクロストリップラインで構成したものである。
図１５はストリップライン型フィルタの平面図である。
体３４の底面との距離により選択する。この選択は内導
体３３を固定した状態で外導体３４を上下に慴動させて
行う第３実施例は帯域阻止フィルタをストリップライン
又はマイクロストリップラインで構成したものである。
図１５はストリップライン型フィルタの平面図である。
【００５７】ストリップライン型フィルタはＬ字状スト
リップライン４１と、帯状ストリップライン４２とから
なり、この両者でＬ成分、Ｃ成分が形成される。又、帯
状ストリップライン４２がλ／４伝送線路となる。
リップライン４１と、帯状ストリップライン４２とから
なり、この両者でＬ成分、Ｃ成分が形成される。又、帯
状ストリップライン４２がλ／４伝送線路となる。
【００５８】又、２つのＬ字状ストリップライン４１の
間隔ｍ１，…、ｍｎ−１が夫々λ／４となるように構成
する。
間隔ｍ１，…、ｍｎ−１が夫々λ／４となるように構成
する。
【００５９】次に、ストリップライン型フィルタの調整
方法について説明する。図１６はストリップライン型フ
ィルタの調整方法を示す模式説明図である。
方法について説明する。図１６はストリップライン型フ
ィルタの調整方法を示す模式説明図である。
【００６０】直列共振回路のＣ成分は帯状ストリップラ
イン４２とＬ字状ストリップライン４１の間隔により選
択する。
イン４２とＬ字状ストリップライン４１の間隔により選
択する。
【００６１】又、Ｌ成分はＬ字状ストリップライン４１
の長さにより選択する。
の長さにより選択する。
【００６２】第４実施例は帯域阻止フィルタを導波管型
フィルタで構成したものである。図１７は導波管型フィ
ルタの外観斜視図である。
フィルタで構成したものである。図１７は導波管型フィ
ルタの外観斜視図である。
【００６３】導波管型フィルタは導波管５１と、１開口
空胴共振器５２とからなり、導波管５１はλ／４伝送線
路を、１開口空胴共振器５２は直列共振回路を夫々構成
する。
空胴共振器５２とからなり、導波管５１はλ／４伝送線
路を、１開口空胴共振器５２は直列共振回路を夫々構成
する。
【００６４】又、２つの１開口空胴共振器５２の間隔ｍ
１，…、ｍｎ−１が夫々λ／４となるように構成する。
１，…、ｍｎ−１が夫々λ／４となるように構成する。
【００６５】図１８は１開口空胴共振器の外観斜視図で
ある。同図では直方体状共振器５２及び円柱状共振器５
４の一例を示している。
ある。同図では直方体状共振器５２及び円柱状共振器５
４の一例を示している。
【００６６】１開口空胴共振器５２，５４は「アイリ
ス」と称される結合口５３を有し、通常このアイリス５
３により導波管５１の導波路と結合させる。このアイリ
スの形状、大きさにより前述した周波数選択度（Ｑ値）
を変えることができる。
ス」と称される結合口５３を有し、通常このアイリス５
３により導波管５１の導波路と結合させる。このアイリ
スの形状、大きさにより前述した周波数選択度（Ｑ値）
を変えることができる。
【００６７】又、共振周波数は１開口空胴共振器５２，
５４の外形の寸法を変えることにより変えることができ
る。例えば、１開口空胴共振器５２では縦長ａ、横長ｂ
及び高さｃを変え、１開口空胴共振器５４では半径ｒ及
び高さｈを変える。
５４の外形の寸法を変えることにより変えることができ
る。例えば、１開口空胴共振器５２では縦長ａ、横長ｂ
及び高さｃを変え、１開口空胴共振器５４では半径ｒ及
び高さｈを変える。
【００６８】
【発明の効果】本発明によれば、信号伝送線路の同一場
所と交流接地点間に伝送信号周波数と異なる周波数に共
振する２つの直列共振回路を設けるよう帯域阻止フィル
タを構成したため、通過帯域の伝送損失を低減させるこ
とが可能となる。
所と交流接地点間に伝送信号周波数と異なる周波数に共
振する２つの直列共振回路を設けるよう帯域阻止フィル
タを構成したため、通過帯域の伝送損失を低減させるこ
とが可能となる。
【図１】本発明に係る帯域阻止フィルタの最良の実施の
形態の回路図である。
形態の回路図である。
【図２】同帯域阻止フィルタの周波数特性図である。
【図３】同帯域阻止フィルタの直列共振回路の回路図で
ある。
ある。
【図４】同帯域阻止フィルタの直列共振回路の周波数特
性図である。
性図である。
【図５】同帯域阻止フィルタの２段直列共振回路の回路
図である。
図である。
【図６】同帯域阻止フィルタの２段直列共振回路の周波
数特性図である。
数特性図である。
【図７】直列共振回路の接続場所とアドミタンス及び減
衰量の関係を示す模式説明図である。
衰量の関係を示す模式説明図である。
【図８】直列共振回路をλ／４間隔で５段接続した場合
のアドミタンス特性図及び減衰特性図である。
のアドミタンス特性図及び減衰特性図である。
【図９】直列共振回路の接続場所とアドミタンス及び減
衰量の関係を示す模式説明図である。
衰量の関係を示す模式説明図である。
【図１０】直列共振回路をλ／２間隔で５段接続した場
合のアドミタンス特性図及び減衰特性図である。
合のアドミタンス特性図及び減衰特性図である。
【図１１】本発明の第１実施例である回路シミュレーシ
ョンの回路図である。
ョンの回路図である。
【図１２】回路シミュレーション結果を示す減衰量対周
波数特性図である。
波数特性図である。
【図１３】同軸型フィルタの一部透視外観斜視図であ
る。
る。
【図１４】同軸フィルタ３１の調整方法を示す模式説明
図である。
図である。
【図１５】ストリップライン型フィルタの平面図であ
る。
る。
【図１６】ストリップライン型フィルタの調整方法を示
す模式説明図である。
す模式説明図である。
【図１７】導波管型フィルタの外観斜視図である。
【図１８】１開口空胴共振器の外観斜視図である。
【図１９】従来の有極型ＢＰＦの等価回路図である。
【図２０】同等価回路の通過・反射特性図である。
１Ａ〜ｎＢ 直列共振回路 ５１〜ｎ−１ λ／４伝送線路 Ｃ１〜Ｃｎ コンデンサ Ｌ１〜Ｌｎ コイル １０ 伝送線路
Claims (4)
- 【請求項１】 信号伝送線路の同一場所と交流接地点間
に伝送信号周波数と異なる周波数に共振する２つの直列
共振回路を設けたことを特徴とする帯域阻止フィルタ。 - 【請求項２】 前記直列共振回路を前記伝送信号周波数
のほぼ４分の１波長間隔で多段接続したことを特徴とす
る請求項１記載の帯域阻止フィルタ。 - 【請求項３】 前記直列共振回路はコイルとコンデンサ
の直列接続回路であることを特徴とする請求項１又は２
記載の帯域阻止フィルタ。 - 【請求項４】 前記直列共振回路は分布定数回路である
ことを特徴とする請求項１又は２記載の帯域阻止フィル
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13020297A JPH10322155A (ja) | 1997-05-21 | 1997-05-21 | 帯域阻止フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13020297A JPH10322155A (ja) | 1997-05-21 | 1997-05-21 | 帯域阻止フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10322155A true JPH10322155A (ja) | 1998-12-04 |
Family
ID=15028542
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13020297A Pending JPH10322155A (ja) | 1997-05-21 | 1997-05-21 | 帯域阻止フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10322155A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001086026A (ja) * | 1999-09-14 | 2001-03-30 | Sony Corp | アンテナ切り換え回路及びそれを用いた通信装置 |
| JP2006332372A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 光モジュール |
| WO2009044682A1 (ja) * | 2007-10-01 | 2009-04-09 | Hitachi, Ltd. | ノイズフィルタおよびプリント基板ならびにケーブル |
| WO2011033573A1 (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-24 | 株式会社 東芝 | 高周波フィルタ |
| CN107482290A (zh) * | 2017-08-11 | 2017-12-15 | 华中科技大学 | 一种多通带带通滤波器 |
| WO2020090382A1 (ja) * | 2018-10-29 | 2020-05-07 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ、フィルタおよび通信装置 |
| JP2020077975A (ja) * | 2018-11-07 | 2020-05-21 | 富士通株式会社 | 群遅延補償フィルタ |
-
1997
- 1997-05-21 JP JP13020297A patent/JPH10322155A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001086026A (ja) * | 1999-09-14 | 2001-03-30 | Sony Corp | アンテナ切り換え回路及びそれを用いた通信装置 |
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| WO2011033573A1 (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-24 | 株式会社 東芝 | 高周波フィルタ |
| US8446231B2 (en) | 2009-09-18 | 2013-05-21 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High-frequency filter |
| JP5417450B2 (ja) * | 2009-09-18 | 2014-02-12 | 株式会社東芝 | 高周波フィルタ |
| CN107482290A (zh) * | 2017-08-11 | 2017-12-15 | 华中科技大学 | 一种多通带带通滤波器 |
| CN107482290B (zh) * | 2017-08-11 | 2020-10-16 | 华中科技大学 | 一种七通带带通滤波器 |
| WO2020090382A1 (ja) * | 2018-10-29 | 2020-05-07 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ、フィルタおよび通信装置 |
| US11956069B2 (en) | 2018-10-29 | 2024-04-09 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Multiplexer, filter, and communication device |
| JP2020077975A (ja) * | 2018-11-07 | 2020-05-21 | 富士通株式会社 | 群遅延補償フィルタ |
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